KR101341524B1 - 수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법 - Google Patents

수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101341524B1
KR101341524B1 KR1020087029598A KR20087029598A KR101341524B1 KR 101341524 B1 KR101341524 B1 KR 101341524B1 KR 1020087029598 A KR1020087029598 A KR 1020087029598A KR 20087029598 A KR20087029598 A KR 20087029598A KR 101341524 B1 KR101341524 B1 KR 101341524B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
mapping structure
mapping
bit
signal
delete delete
Prior art date
Application number
KR1020087029598A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20090013220A (ko
Inventor
오민석
최진수
이욱봉
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Publication of KR20090013220A publication Critical patent/KR20090013220A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101341524B1 publication Critical patent/KR101341524B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0891—Space-time diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0669—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different channel coding between antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0002—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate
    • H04L1/0003—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff by adapting the transmission rate by switching between different modulation schemes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H04L1/0618—Space-time coding
    • H04L1/0631—Receiver arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/067—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing soft decisions, i.e. decisions together with an estimate of reliability
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0041—Arrangements at the transmitter end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

본 발명은 적어도 둘 이상의 안테나를 통하여 데이터를 정확히 추정하는 방식으로 신호가 수신되는 수신단말기에서 라디오 통신이 부드럽게 수행되도록 하기 위한 수신신호 처리장치, 방법 및 매핑 구조 선택방법에 대한 것이다. 본 발명은 적응적으로 결정된(adaptively decided) 매핑 구조를 통해 전송을 수행하여 상기 다수의 안테나를 통해 수신된 심볼 신호를 디매핑(demapping)하는 단계, 상기 디매핑을 통해 획득된 비트 정보에 대한 신뢰도 정보를 추출하는 단계 및 상기 신뢰도 정보를 이용하여, 상기 다수의 안테나를 통해 수신된 심볼 신호에 대한 디매핑을 재수행하는 단계를 포함한다.

Description

수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법{APPARATUS FOR PROCESSING RECEIVED SIGNAL, METHOD THEREOF, AND METHOD FOR SELECTING MAPPING RULE}
본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법에 관한 것이다.
고속의 멀티미디어 데이터 서비스에 대한 수요가 늘어남에 따라, 이동 무선 통신 채널에서 고속의 멀티미디어 데이터 서비스를 제공하기 위한 목적으로 신호의 품질과 스펙트럼 효율을 개선하기 위한 요소별 기술 개발이 활발히 진행되고 있다.
무선 통신 시스템에서 송신 다이버시티를 제공하기 위해 다중 안테나가 이용된다. 상기 무선 통신 시스템에서 다중 송수신 안테나를 이용하면 정보 용량을 상당히 증가시킬 수 있다. 상기 다중 송수신 안테나를 이용함과 함께 부호화 기법을 병행하면, 더욱 효과적으로 송수신 정보 용량을 증가시킬 수 있다. 상기 부호화 기법을 시공간 부호화 기법이라고 한다. 상기 시공간 부호 기법은 수신기에서 완전한 다이버시티 효과와 대역폭을 희생함이 없이 부호화 이득을 제공하기 위하여 다른 안테나들로부터 전송된 신호들과 시간적, 공간적 상관관계를 코드로 구성하여 적용한 것이다. 상기 시공한 부호 기법 중에 시공간 블록 부호화(STBC: Space Time Block Code)기법이 있다.
도 1a와 도 1b는 각각 종래 기술에 따른 송신기 및 수신기의 블록 구성도이다. 도 1a 및 도 1b에 의하면, 시공간 블록 부호(STBC: Space Time Block Code)를 사용한 비트 인터리브드 코디드(bit interleaved coded) 직교 주파수 분할 다중 시스템은 송신기(10)와 수신기(100)를 포함하여 구성된다.
도 1a를 참조하면, 상기 송신기는(10) 채널 인코더(11)와, 비트 인터리버(12)와, 직/병렬 컨버터(13)와, 적어도 둘 이상의 매퍼(14a)를 포함하는 매핑 모듈(14)과, STBC 인코더(15) 및 적어도 둘 이상의 역 이산 푸리에 변환기(IDFT: Inverse Discrete Fourier Transformer)(16a)를 포함하는 역 이산 푸리에 변환 모듈(16)을 포함하여 구성된다.
상기 채널 인코더(11)는, 채널을 통해 전송시 발생될 수 있는 에러를 검출하거나 정정을 하기 위하여 데이터 비트에 여분의 비트를 덧붙인다. 상기 비트 인터리버(12)는, 버스트성 에러와 페이딩의 영향을 줄이기 위해서, 상기 코딩된 비트를 소정의 비트 단위로 섞어 분산시키고 비트와 비트를 독립적으로 배치시킨다. 상기 직/병렬 컨버터(13)는 직렬 시퀀스로 이루어진 비트 열을 병렬 시퀀스로 변환한다. 상기 매핑 모듈(14)에 포함된 각 매퍼(14a)는 소정의 매핑 구조에 따라서, 상기 매퍼(14a)에 입력된 비트 신호를 그에 상응하는 심볼 신호로 바꾼다. 상기 STBC 인코더(15)는 송신 다이버시티를 얻기 위해 상기 심볼 신호를 전송할 때 시간 및 공간을 기준으로 다중 안테나에 대한 블록 코드를 이용하여 인코딩한다. 상기 역 이산 푸리에 변환 모듈(16)에 포함된 각 역 이산 푸리에 변환기(16a)는 상기 주파수 영 역의 심볼 신호를 시간 영역의 OFDM 심볼로 변조시켜 채널로 전송한다. 상기 역 이산 푸리에 변환기(16a)는 역 고속 푸리에 변환기(IFFT: Inverse Fast Fourier Transformer)로 대체되면 계산량이 감소하여 더욱 효율적인 구현이 가능하다.
도 1b를 참조하면, 상기 수신기(100)는 둘 이상의 이산 푸리에 변환기(DFT: Discrete Fourier Transformer)(106a)를 포함하는 이산 푸리에 변환 모듈(106)과, STBC 디코더(105)와, 적어도 둘 이상의 디매퍼(104a)를 포함하는 디매핑 모듈(104)과, 병/직렬 컨버터(103)와, 비트 디인터리버(102) 및 채널 디코더(101)를 포함하여 구성된다. 상기 이산 푸리에 변환 모듈(106)에 포함된 이산 푸리에 변환기(106a)는 상기 OFDM 심볼에 대한 푸리에 변환을 수행한다. 상기 심볼이 상기 역 고속 푸리에 변환기로 변조된 경우, 상기 이산 푸리에 변환기(106a)는 고속 푸리에 변환기(FFT: Fast Fourier Transformer)로 대체될 수 있다.
상기 STBC 디코더(105) 및 디매퍼(104a)는 다중 안테나를 통해 전송된 심볼 신호를 비트 신호로 바꾼다. 상기 병/직렬 컨버터는 상기 직/병렬 컨버터(13)와 역으로, 병렬 시퀀스로 이루어진 비트열을 직렬 시퀀스로 변환한다. 상기 비트 디인터리버(102)는 상기 인터리버(12)에 의해서 섞여진 비트의 순서를 섞기 전의 순서대로 다시 바꾼다. 상기 채널 디코더(101)는 추정된 데이터 비트를 결정한다.
종래 기술에서는, 회색 매핑 구조를 사용하는 경우에 반복 없는 수행에서는 좋은 성능을 보였으나, 반복 디코딩을 수행한 오류마루 영역에서는 성능이 저하되는 문제점이 있었다.
또한, 컨볼루셔널 코드나 상기 컨볼루셔널 코드로 형성된 블록 코드의 경우, 디코딩 수행은 제한된 코드 길이와 관련이 있다. 전형적으로, 격자구조에서 서로 멀리 떨어져 있는 비트들 간에는 상호 작용이 효율적이지 못하다. 따라서 상당히 긴 입력 데이터 시퀀스를 사용하는 경우에는 효과가 떨어질 수 있다. 상기 제한된 코드 길이를 증가시켜 개선될 수 있지만, 디코더에 있어서 그 구성의 복잡성이 기하학적으로 증가하는 난점이 있다.
본 발명은 종래 기술의 제한 및 단점들에 의한 다수 문제점을 예방하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명은 수신된 신호를 처리하는 장치 및 방법과, 매핑 구조 선택 방법을 제공한다.
본 발명의 목적은 이동 통신 시스템에 있어서, 적어도 둘 이상의 안테나를 통하여 데이터를 정확히 추정하는 방식으로 신호가 수신되는 수신단말기에서 무선통신이 부드럽게 수행되도록 하기 위한 수신신호 처리장치, 방법 및 매핑 구조 선택방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 추가적인 이점, 목적 및 특징 중 일부는 상세한 설명에 기재될 것이고, 일부는 본 발명의 내용으로부터 당업자에게 명백할 것이며, 또한 본 발명을 실시하여 알 수 있을 것이다. 본 발명의 명세서에 기재된 내용은 발명의 기술적 사상을 예시하거나 설명하기 위한 것으로서, 청구된 발명에 대해 추가적으로 설명을 하기 위한 것이다.
본 발명의 목적에 따른 이점들을 얻기 위한 수신신호 처리방법은, 다수의 안테나가 구비된 수신기에 있어서, 송신기에서 적응적으로 결정 및 사용되는 매핑 구조에 따라 상기 다수의 안테나를 통해 수신받은 심볼 신호를 비트 신호로 디매핑하는 단계, 상기 디매핑을 통해 획득된 비트 신호에 대한 신뢰도 정보를 추출하는 단계 및 상기 신뢰도 정보를 이용하여 상기 심볼 신호의 디매핑을 재수행하는 단계를 포함하여 이루어진다. 상기 심볼 신호는 시공간 블록 부호(STBC: Space Time Block Code)를 이용하는 송신기에 의해 부호화되는 방법으로 전송된다.
본 방법은, 시공간 블록 부호(STBC)를 이용하는 다수의 안테나를 통하여 수신된 상기 심볼 신호를 디코딩하는 단계를 추가로 포함한다. 상기 신뢰도 정보를 추출하는 단계와 디매핑을 재수행하는 단계는 기 설정된 횟수만큼 반복된다. 상기 신뢰도 정보는 상기 비트 신호가 "0"이 될 확률과 "1"이 될 확률의 비와 관련된다.
상기 매핑 구조는 매핑의 평균 비트 에러 값과, 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균을 이용하여 결정된다. 상기 매핑 구조는, 가능한 매핑 구조에 대한 평균 비트 에러 값, 오류마루에서의 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균 및 비수렴 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균을 계산하는 단계, 상기 평균 비트 에러 값에 대한 적어도 하나의 매핑 그룹을 구별하는 단계, 상기 적어도 하나의 매핑 그룹 내에서 최소 유클리디안 디스턴스의 최대 조화 평균값을 갖는 적어도 하나의 매핑 구조를 선택하는 단계 및 상기 선택된 적어도 하나의 매핑 구조로부터 최소 유클리디안 디스턴스의 최대 비수렴 조화평균 값을 갖는 적어도 하나의 매핑 구조를 선택하는 단계를 포함하여 이루어지는 방법으로 결정된다.
만일 상기 매핑 구조가 8PSK 기법으로 변조되는 경우, 기 설정된 매핑 구조의 2원 부호는 반시계방향으로 000, 001, 111, 100, 010, 011, 101, 및 110 순서로 결정되고, 상기 매핑에 대한 정보의 시그널링이 수행된다. 상기 시그널링은 상기 매핑 구조에 대한 인덱스 정보나, 상이한 시그널링 정보에 대응되는 매핑 구조가 사용되는지 여부를 나타내는 정보를 사용하여 수행된다. 수신기에 구비된 다수의 안테나의 갯수가 매핑 구조를 정하는데 고려된다.
본 발명의 목적에 따른 다른 이점들을 얻기 위한, 다수의 안테나를 구비한 본 발명의 수신장치는, 다수의 안테나를 통하여 수신된 심볼 신호에 대한 디매핑을 수행함으로써 추정되는 비트 신호를 획득하고, 상기 비트 신호에 대한 신뢰도 정보를 이용하여 상기 수신된 심볼 신호에 대한 디매핑을 재수행하는 디매핑 모듈 및 상기 디매핑 모듈을 통하여 추정된 비트 신호를 수신받아 상기 신뢰도 정보를 추출하여 상기 디매핑 모듈로 전달하는 신뢰도 정보 추출부를 포함하여 이루어진다. 상기 심볼 신호는 시공간 블록 부호(STBC)를 이용하여 부호화되어 전송된다.
상기 수신장치는 시공간 블록 부호(STBC)를 이용하여 부호화된 상기 심볼 신호를 수신하여 복호하는 디코딩 모듈을 추가로 포함한다.
상기 수신장치는 상기 디매핑 모듈을 통하여 추정된 비트 신호에 대한 신뢰도 정보를 출력하는 소프트 입력 소프트 출력 모듈을 추가로 포함한다.
본 발명의 목적에 따른 또 다른 이점들을 얻기 위한, 기 수신된 비트의 신뢰도에 대한 정보를 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 반복 디코딩 기법에 적용되는 매핑 구조 선택 방법은, 특정 변조 기법에 대응하는 적어도 하나의 매핑 구조에 대한 평균 비트 에러 값, 제 1메트릭(metric)값 및 제 2메트릭 값을 계산하는 단계, 상기 평균 비트에러 값과 관련하여 상기 적어도 하나의 매핑 구조를 집단화(grouping)하는 단계, 특정 그룹에 속하는 상기 매핑 구조로부터 최대 제1 메트릭 값을 갖는 매핑 구조를 선택하는 단계 및 상기 선택된 매핑 구조로부터 최대 제2 메트릭 값을 갖는 매핑 구조를 선택하는 단계를 포함한다. 상기 제1 메트릭 값은 비수렴 영역에서 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균이고, 상기 제2 메트릭 값은 오류마루 영역에서 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균이다.
본 방법은 상기 최대 제2 메트릭 값을 갖는 선택된 매핑 구조에서 하나를 선택하는 단계를 추가로 포함한다.
바람직하게는, 상기 평균 비트 에러 값은, 각각
Figure 112008083446614-pct00001
는 i 번째 성상(Constellation) 심볼이고,
Figure 112008083446614-pct00002
는 평균 비트 에러 값이고,
Figure 112008083446614-pct00003
는
Figure 112008083446614-pct00004
의 확률이고,
Figure 112008083446614-pct00005
는
Figure 112008083446614-pct00006
에 이웃한 성상의 개수이고,
Figure 112008083446614-pct00007
는
Figure 112008083446614-pct00008
가
Figure 112008083446614-pct00009
로 잘못 결정된 비트 에러의 개수이고, i와 j는 심볼 인덱스인
Figure 112008083446614-pct00010
수학식에 의하여 결정된다.
본 발명의 목적에 따른 또 다른 이점들을 얻기 위한, 반복적 BICM(Bit Interleaved Coded Modulation) 시스템에 적용되는 매핑 구조를 선택하는 방법은, 선택 기준에 따른 특정 변조 기법에 대한 가능한 매핑 구조를 집단화시키는 단계, 상기 선택 기준에 의해 그룹을 선택하는 단계 및 상기 선택된 그룹 내의 매핑 구조 중에서 특정 매핑 구조를 선택하는 단계를 포함한다.
상기 선택 기준은 통신 시스템, 코딩 기법, 변조 기법, 데이터 트래픽에 따른 목표 성능, 평균 비트 에러 값 및 최소 유클리디안 디스턴스 조화평균으로 구성되는 그룹에서 적어도 하나 이상 선택된 것을 포함한다.
앞서 기술된 전반적 내용과, 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명을 예시적으로 설명하고자 하는 것으로 고려되어야 한다.
본 발명은 이하 기술되는 효과 및 이점을 제공한다.
첫째로, 본 발명은, 송신기에서 매퍼를 최적화시키고, 적어도 둘의 안테나를 통해 수신된 신호로부터 소정의 정보를 추출하고, 상기 각 신호에 대한 디매핑을 수행시 상기 추출된 정보를 이용하는 상기 절차를 반복하여 디코딩을 수행하는 방식으로 수신된 신호를 더 정확히 복원할 수 있다.
둘째로, 채널에 대한 영향이 적어도 둘의 안테나를 이용한 전송 다이버시티를 통하여 감소될 수 있다. 셋째로, 상기 반복 디코딩을 통하여 코딩 이득(coding gain)을 높일 수 있다.
한편, 디매핑으로 획득한 비트 신호에 대한 신뢰도 정보는 상기 소정의 정보의 예가 될 수 있다. 넷째로, 본 발명은 디매핑에서 최대성능을 내는 매핑 구조를 정하고 사용함으로써, 디매핑 성능을 향상시킨다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1a 및 도 1b는 종래 기술에 의한 송신기와 수신기의 블록 구성도를 각각 나타낸다.
도 2a부터 도 2e는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 송신기와 수신기의 블록 구성도이다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 제 1실시예에 따른 절차 흐름도이다.
도 4a부터 도 4e는 본 발명의 제2 실시예에 따른 송신기와 수신기의 블록 구성도이다.
도 5는 본 발명의 제 2실시예에 따른 절차 흐름도이다.
도 6은 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)와 비트오류율(BER: bit error rate)과의 상관관계를 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 8PSK 성상 매핑 구조의 예를 나타내는 일례도이다.
도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 16QAM 성상 매핑 구조의 예를 나타내는 일례도이다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 바람직한 일 실시예의 효과에 대한 그래프이다.
도 10a 및 도 10b는 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예의 효과에 대한 그래프이다.
상술한 본 발명의 목적, 구성 및 다른 특징들은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통해 분명해 질 것이다. 이하, 도 2a부터 도 2e까지의 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일 실시예를 상세히 설명한다.
도 2a부터 도 2e까지는 각각 본 발명의 제 1실시예에 따른 송신기 및 수신기의 블록 구성도이다.
송신기 구조의 일례를 나타낸 도 2a를 참조하면, 상기 송신기(20)는 채널 인코더(21)와, 비트 인터리버(22)와, 직/병렬 컨버터(23)와, 적어도 둘의 매퍼(24a)를 포함하는 매핑 모듈(24)과, 적어도 둘의 역 고속 푸리에 변환기(IFFT: Inverse Fast Fourier Transformer)(25a)를 포함하는 역 고속 푸리에 변환 모듈(25) 및 적어도 둘의 안테나(26a)를 포함하는 안테나 모듈(26)을 포함하여 구성된다.
상기 채널 인코더(21)는, 채널을 통해 전송되는 동안 발생될 수 있는 에러를 검출하거나 정정을 하기 위해서 데이터 비트에 여분의 비트를 덧붙인 부호화된 비트를 출력한다. 여기에는 컨벌루션 코드, 터보 코드, 저밀도 패리티 체크 코드(LDPC: Low Density Parity-check Code), 리드 솔로몬(RS: Reed-Solomon) 부호 또는 그와 유사한 부호들이 채널 인코딩 기법으로 사용될 수 있다. 버스트성 에러와 페이딩의 영향을 줄이기 위해, 상기 인터리버(22)는 상기 코딩된 비트를 소정의 비트 단위로 섞어 분산시키고 비트와 비트를 독립적으로 배치한다.
상기 직/병렬 컨버터(23)는 인터리브된 비트 시퀀스를 직렬 시퀀스에서 병렬 시퀀스로 변환한다. 상기 각 매퍼(24a)는 소정의 매핑 규칙에 따라서, 상기 매퍼(24a)에 입력된 비트 신호를 그에 상응하는 심볼 신호로 바꾼다.
그리고, 상기 역 고속 푸리에 변환기(25a)는 상기 심볼 신호를 OFDM 심볼로 변조시켜, 주파수 영역의 심볼 신호를 시간 영역의 심볼 신호 변환하여 채널로 전송하고, 상기 변환된 신호를 적어도 둘의 안테나(26a)를 포함하는 안테나 모듈(26) 을 통해 전송한다.
도 2b는 도 2a의 상기 송신기에 상응하는 수신기 구조의 일 예를 보여준다.
도 2b를 참조하면, 상기 수신기(200)는 적어도 둘의 안테나(201a)를 포함하는 안테나 모듈(201)과, 적어도 둘의 고속 푸리에 변환기(202a)를 포함하는 고속 푸리에 변환 모듈(202)과, 디매핑 모듈(203)과, 비트 디인터리버(205), 소프트 입력 소프트 출력(SISO: Soft-Input Soft-Output) 모듈(206) 및 비트 인터리버(207)포함하는 신뢰도 정보 추출부를 포함하여 구성된다.
상기 각각의 안테나(201a)는 신호의 송수신을 하기 위한 전자기파 에너지를 공간을 통해 송신 또는 수신한다.
상기 각각의 고속 푸리에 변환기(202a)는 송신기에서 OFDM 변조되어 다중 안테나(26)를 통해 송신되고, 상기 안테나 모듈(201)을 통해 수신된 신호에 대한 푸리에 변환을 수행한다. 즉, 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환한다. 상기 디매핑 모듈(203)은 상기 고속 푸리에 변환된 심볼 신호를 비트 신호로 변환한다. 상기 비트 디인터리버(205)는 상기 디매핑 모듈(203)로부터 상기 비트 신호를 수신하고, 송신기의 상기 인터리버(22)에 의해 인터리브된 비트 신호의 순서에서 원래의 순서로 되돌린다.
상기 소프트 입력 소프트 출력(SISO) 모듈(206)은 상기 모듈(206)로 입력된 각각의 비트 신호에 대한 신뢰도 정보를 출력한다. 상기 비트 인터리버(207)는 상기 소프트 입력 소프트 출력(SISO) 모듈(206)에서 출력된 비트 시퀀스의 순서를 바꾼다.
상기 순서가 바뀐 비트 시퀀스를 갖는 각 신호에 대한 신뢰도 정보는 상기 디매핑 모듈(203)으로 전달된다. 상기 디매핑 모듈(203)에 의해 상기 신뢰도 정보를 이용하여 디매핑이 다시 수행된다.
상술된 반복 디코딩의 수행이 가능한 상기 송신기 및 수신기 구조는 BICM-ID (Bit-Interleaved Coded Modulation with Iterative Decoding)로 부를 수 있다.
특히, 도 2c, 도 2d 및 도 2e는 다중부호워드(MCW: Multi-CodeWord) BICM-ID 송신기 및 수신기 구조를 예시적으로 보여준다. 도 2c는 송신기 구조의 일 예를 보여준다. 도 2c의 상기 송신기 구조는, 각 안테나 레이어 별로 데이터 패킷에 대한 채널 인코딩, 인터리빙 및 매핑을 독립적으로 수행하는 점에서, 앞의 도 2a에 나타난 구조와 다르다.
도 2d는 상기 도2c에 도시된 송신기에 상응하는 수신기 구조의 일 예를 보여준다. 도 2d의 상기 수신기 구조는, 도 2c에 나타난 송신기와 유사하게 각 안테나 레이어 별로 독립적으로 디인버리빙을 수행하고 상기 신뢰도 정보를 추출한다는 점에서 앞의 도 2b에 나타난 구조와 다르다. 도 2d에서 볼 수 있듯이, 도 2d의 상기 수신기는 각 안테나 레이어 별로 디매핑을 수행할 수 없다. 대신에, 최대우도 검출법(Maximum Likelihood detection method)에 의하여 한 번에 모든 안테나 레이어에 대한 동시 검출방법(joint detection)이 수행될 것이다.
도 2e는 도 2d의 수신기와는 이퀄라이저를 추가로 포함하는 점에서 상이한, 수신기 구조의 다른 일 예를 보여준다. 이러한 경우, 데이터 비트는 최소평균제곱오차(MMSE: Minimum Mean-Square Error), 제로포싱(ZF: Zero Forcing) 등의 검출법 을 사용할 수 있는 이퀄라이저를 사용하여 각 안테나 레이어에 대한 디매핑을 행함으로써 추출될 수 있다.
이하, 본 발명의 일 실시예의 동작을, 도 2a 내지 도 3b를 참조하여 자세히 설명한다.
도 3a 및 도 3b는 각각 본 발명의 제 1 실시예에 따른 절차 흐름도이다.
도 3a는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기에서의 신호 처리 방법의 일 예를 보여준다. 도 3a를 참조하면, 상기 송신기(20)에 의하여 전송된 각 OFDM 심볼 신호는 수신기(200)에 포함되는 안테나 모듈(201)을 통하여 수신된다(S30).
다수의 안테나를 사용하여 신호를 수신함으로써 전송 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 즉, 상기 다이버시티 효과에 기인한 채널 변화에 미치는 상당한 효과를 피할 수 있다.
상기 수신된 신호는 상기 고속 푸리에 변환기(FFT)(202a)에서 푸리에 변환된다. 상기 변환된 신호, 예를 들면, 심볼 신호가 상기 디매핑 모듈(203)로 입력된다. 상기 심볼 신호는 상기 디매핑 모듈(203)에 의해 비트 신호로 변환된다(S301).
상기 신뢰도 정보 추출부는 상기 비트 신호를 수신하여, 상기 디매핑 모듈(203)에서 생성된, 디매핑된 비트 신호에 대한 신뢰도 정보를 생성한다. 다음으로, 상기 신뢰도 정보를 이용한 디매핑을 재수행하기 위하여 상기 신뢰도 정보를 디매핑 모듈(203)에 전달한다(S303).
상기 디매핑 모듈(203)은 상기 수신된 신뢰도 정보를 원래의 신호에 포함하여 디매핑을 재수행한다. 상기 각 신호의 신뢰도 정보를 생성하고 이를 이용하여 다시 각 신호에 대한 디매핑을 재수행하는 과정은 미리 설정된 횟수만큼 반복된 후 디매핑 된 비트가 출력된다(S305, S306).
도 3b는 상기 디매핑 모듈(203)로 전달되는 신뢰도 정보의 생성과정(S303)을 보다 상세하게 나타낸 흐름도이다.
도 3b를 참조하여 신뢰도 정보 추출부를 통한 상기 신뢰도 정보를 생산하는 과정을 설명한다.
먼저, 상기 디매핑 모듈(203)에서 생성된 상기 비트 신호가 상기 비트 디인터리버(205)로 입력되고, 인터리브된 비트 시퀀스의 순서가 상기 비트 디인터리버(205)에 의해 원래의 비트 시권스 순서로 재배열된다(S307).
상기 순서 재배열된 비트 시퀀스는 상기 소프트 입력 소프트 출력 모듈(206)로 입력된다. 상기 소프트 입력 소프트 출력 모듈(206)은 상기 입력된 신호를 이용하여 다시 디매핑 모듈(203)로 전달할 신뢰도 정보를 생성한다(S308).
상기 정보를 생성하는 방법의 일례로 다음의 수학식을 이용하여 생성하는 방법을 설명한다.
Figure 112008083446614-pct00011
.
상기 수학식 1의 결과값은 입력된 심볼 정보가 어느 정도의 신뢰도로 디매핑 되었는지를 나타낸다. 이를 위하여, 신뢰도의 정도는 상기 입력된 심볼 신호가 "+1"이 되거나 "-1"이 되는 확률값에 상응할 수 있다.
상기 수학식 1에서,
Figure 112008083446614-pct00012
는 j 번째 심볼 신호의 i 번째 비트에 상응하는 정보를 의미한다. 즉, 상기 신뢰도 정보는 상기 소프트 인 소프트 아웃 모듈에 입력되는 비트 값에 상응하는 심볼 벡터값이 "+1"이 될 확률과 "-1"이 될 확률값의 비를 구하고 상기 결과값의 로그값으로 정의할 수 있다.
상기 소프트 인 소프트 아웃 모듈(206)에 의해 상기 수학식 1을 이용하여 생성된 각각의 신뢰도 정보는 상기 비트 인터리버(207)로 입력된다. 상기 비트 인터리버(207)는 송신기(20)의 인터리버(22)에서 비트 시퀀스의 원(original)순서를 인터리빙하는 방법으로 상기 입력된 각 비트 신호에 대한 신뢰도 정보의 순서를 바꾼다(S309). 원순서대로 재배열된 상기 신뢰도 정보는 상기 디매핑 모듈(203)로 전달된다(S303). 상기 디매핑 모듈(203)은 심볼 신호를, 상기 디매핑 모듈로 입력된 기존 심볼 신호에 포함되어있던 신뢰도 정보와 함께 디매핑하여 신뢰도의 범위를 키울 수 있다. 상기 신뢰도 범위의 값이 더 커지면, 송신기로부터 전송된 원(original) 비트 신호를 더 정확하게 복원할 수 있다.
따라서, 상기 디매핑 모듈(203)의 성능이 향상된다. 다시 말하면, 상기 고속 푸리에 변환기(FFT)(202a)에서 입력된 신호를 디매핑 및 디코딩하여 바로 출력하는 대신에, 상기 디코딩할 때 신뢰도 정보를 생성하고 이를 이용하여 상기 입력된 각 신호에 대하여 다시 디매핑을 수행하는 것이다.
Figure 112008083446614-pct00013
.
상기 수학식 2는 상기 신뢰도 정보값을 계산하는 다른 일례로 상기 수학식 1에 채널 상태 정보를 포함하여 상기 신뢰도 정보값을 계산하는 방법을 나타낸다. 상기 수학식 2에서
Figure 112008083446614-pct00014
는 비트 시퀀스의 i 번째 비트가 "d"인 심볼 벡터의 집합을 나타낸다. 상기 "d"의 값은 "+1" 또는 "-1"이 될 수 있다. 상기 디매핑 및 디코딩은 기설정된 횟수만큼 반복한다. 상기 디매핑 및 디코딩은 기 설정된 횟수만큼 반복한다. 상기와 같은 방법을 반복하면서 상기 신뢰도 정보값이 순환 과정마다 그 전 순환 과정을 통해 계산된 값을 포함하여 상기 신뢰도 정보값을 갱신한다. 상기 수학식 2에서 갱신된 신뢰도 정보값을 생성하는 방법의 한 가지 예를 아래 수학식 3에서 설명한다.
Figure 112008083446614-pct00015
.
상기 수학식 2 및 3에서
Figure 112008083446614-pct00016
는 송신기에서 j번째 전송한 심볼 신호를 의미하고,
Figure 112008083446614-pct00017
은 수신기에서 j번째로 전송받은 심볼 신호를 의미하고,
Figure 112008083446614-pct00018
은 j번째 수신 안테나(201)에서 전송받았을 때 채널 상수를 의미한다. 상기 수학식 3에서 M은 성상 매핑 사이즈를 의미하고
Figure 112008083446614-pct00019
는 복소수로 표현된 잡음 전력(complex noise power)을 의미한다.
상기 수학식 3에는 상기 수학식 1에서 계산하였던 결과값이 포함되어 있다. 즉, 상기 수학식 1에서 계산된 값을 계산에 포함시켜서 수학식 2 및 3을 통해 상기 신뢰도 정보를 생성함으로써, 더욱 정확하게 전송된 비트 신호를 추정할 수 있다.
상기와 같은 디매핑 결과를 이용하여 다시 신뢰도 정보를 계산하고, 상기 신뢰도 정보를 이용해서 디매핑을 재수행하는 과정을 반복한다. 상기 과정을 반복하면, 추정된 데이터 비트 값의 절대치가 증가하게 되어 더욱 정확하게 데이터 비트를 결정할 수 있다. 상기와 같이, 데이터 비트를 추정하는 과정이 기 설정된 일정 횟수만큼 순환된 후에 추정된 데이터 비트 신호가 최종 출력된다(306).
본 발명의 제 2 실시예를 도 4a 내지 도 4e를 참조하여 이하 설명한다.
상기 도 4a 및 도 4b는 각각 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 송신기 및 수신기의 블록 구성도이다. 상기 도 2a 및 2b에 나타나 있는 동일 구성에 대한 설명은 생략한다. 도 4a 내지 도 4e는 각각에 포함된 공간 시간 블록 부호(STBC: Space Time Block Code)인코더 및 디코더(45, 403)는 심볼 정보를 전송할 때 전송 다이버시티를 얻기 위해 시간과 공간을 기준으로 코딩 및 디코딩을 수행하는 점에서, 도 2a 및 도 2b에 나타난 구조와 다르다.
무선통신 시스템에서 다중 안테나를 이용하여 정보 용량을 상당히 증가시킬 수 있는데, 더욱 효과적으로 데이터 전송 속도를 증가시키기 위해서 다중 송신 안테나에 적당한 부호화 기법을 이용할 수 있다. 상기와 같은 부호화 기법을 시공간 부호(STC: Space Time Code) 기법이라고 한다. 상기 시공간 부호 기법은 수신기에 서 완전한 다이버시티 효과와 대역폭을 희생함이 없이 부호화 이득(coding gain)을 제공하기 위하여 다른 안테나로부터 전송된 신호들에 시간과 공간적으로 상관관계를 도입하는 방법이다. 상기 시공간 부호화 기법 중의 일례가 시공간 블록 부호(STBC: Space Time Block Code, 이하 'STBC'라 함)이다. 상기 STBC는 수신기에서 매우 간단한 디코딩 알고리즘을 이용한다. 디코딩의 복잡성을 줄이기 위하여 4개의 안테나를 사용한다고 가정하고, 3/4 STBC 구조를 선택한다고 가정했을 때, 상기 STBC 코드의 일례가 다음의 수학식 4에서 제시된다.
Figure 112008083446614-pct00020
.
상기 수학식 4에서 Zj는 송신기에서 j번째 전송한 심볼 신호를 의미한다. 상기 수학식 4에서 제시된 코드 행렬을 통해 STBC 코딩을 하면 4번의 시간 슬롯(time slots) 동안에 3개의 심볼 신호가 전송된다. 상술한 반복 디코딩을 수행할 수 있는 BICM-ID에서의 추가적으로 STBC 코딩을 수행하는 구조는 STBC-BICM-ID로 명명될 수 있다.
물론, STBC 코딩은 상술한 실시예 뿐만 아니라 다른 STBC 구조에도 적용될 수 있다. 특히, 도 4c, 도 4d 및 도 4e는 각각 다중부호워드(MCW: Multi-CodeWord) STBC-BICM-ID 송신기 및 수신기 구조를 보여준다.
도 4c는 송신기의 구조의 일례를 나타낸다. 도 2c와 유사하게, 도 4c는 송신기의 각 안테나의 데이터 패킷이 안테나 레이어 별로 독립적으로 인코딩, 인터리빙, 매핑된다는 점에서 도 4a와는 다르다.
도 4d는 도 4c에 나타난 상기 송신기에 대응되는 수신기 구조의 일례를 나타낸다. 도 2d와는 달리, 도 4d의 상기 수신기는 디매핑 및 디인터리빙처럼 각 안테나 레이어별로 디코딩의 수행이 가능하다. 이 경우, 상기 디매핑은 각 안테나 레이어별로 수행이 가능하다.
이는 상기 수신기가 직교성을 갖는 STBC를 이용하여 안테나별로 신호를 분간할 수 있기 때문이다. 직교성이 없는 STBC가 사용되는 경우, 상기 각 안테나 레이어별로 디매핑을 수행할 수 없다. 대신, 최대우도 공통(ML common) 검출이 한 번에 수행될 수 있다. 도 4d와 비교하면, 도 4e는 이퀄라이져를 추가로 포함한다. 이 경우, 데이터 심볼은, 도 2e에서 나타난 것과 같은 최대우도 검출법 대신에, 최소평균제곱오차(MMSE: Minimum Mean-Square Error), 제로포싱(ZF: Zero Forcing) 또는 그와 유사한 검출 방법을 사용할 수 있는 이퀄라이저를 이용하여 각 안테나 레이어별로 추출될 수 있다.
도 5는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 절차 흐름도이다. 이하, 도 4a, 도 4b 및 도 5를 통해 본 발명의 제 2 실시예의 동작을 보다 상세하게 설명한다. 도 4a, 도 4b 및 도 5를 참조하면, 상기 수신기(400)에 포함된 안테나 모듈(401)을 통해 송신기(40)에서 전송한 각 OFDM 심볼 신호가 수신기(400)에 들어온 다(S50).
상기 수신된 신호는 고속 푸리에 변환기(402)를 통해 푸리에 변환된다. 상기 푸리에 변환을 통해 시간 영역의 신호가 주파수 영역의 신호로 변화된다. 상기 푸리에 변환된 신호는 STBC 디코더(403)에 의하여 복호(decoding)된다(S500).
상기 STBC 복호된 신호가 상기 디매핑 모듈(404)에 포함된 각각의 신호에 상응하는 디매퍼(404a)로 입력된다.
상기 디매퍼(404a)를 통해 STBC 복호된 심볼 정보가 비트 정보로 변환된다(S502).
상기 변환된 비트 신호는 병/직렬 컨버터(405)를 통해 비트 시퀀스는 병렬에서 직렬 시퀀스로 전환되어 비트 디인터리버(406)로 입력된다. 상기 비트 디인터리버(406)는 상기 비트 시퀀스의 순서를 송신기(40)에서 인터리빙 하기 전의 순서로 바꾼다. 상기 순서가 재정렬된 비트 시퀀스는 소프트 입력 소프트 출력 모듈(407)을 통해 각 비트에 대한 신뢰도 정보를 출력한다(S503). 상기 소프트 입력 소프트 출력 모듈(407)은 상기 수학식 1에서 제시되었던 수학식에 따라 신뢰도 정보를 계산할 수 있다. 상기 계산된 신뢰도 정보는, 송신기(40)에서 비트 시퀀스의 순서가 바뀌었던 것과 같은 방법으로 상기 각각의 비트에 대한 신뢰도 정보의 순서를 바꾸기 위해 비트 인터리버(408)로 입력된다.
상기 순서가 바뀐 신뢰도 정보 시퀀스는 각각 상응하는 상기 디매퍼(404a)로 입력된다(S503). 상기 디매퍼(404a)는 상기 확률 정보를 이용하여 디매핑을 재수행하여 더욱 정확해진 비트 신호를 출력한다(S506).
상기 소프트 입력 소프트 출력 모듈(407)을 통해 상기 비트 신호에 대한 신뢰도 정보값이 다시 계산된다. 이 경우, 상기 계산은 이전의 신뢰도 정보 계산값을 포함하여 수행된다. 그 결과, 상기 계산에 의해 출력되는 신호의 절대치를 증가시켜 신뢰도 정보 값은 더욱 정확히 추정될 수 있다. 상기 신뢰도 정보를 출력하여 디매핑하는 과정은 소정의 횟수만큼 반복수행된다.
따라서, 상기 디매핑 모듈(404)과 상기 소프트 입력 소프트 출력 모듈(407)이 상호 기능을 향상시키면서 추정된 데이터 비트 신호가 최종 추정되어 출력된다(S506). 상기 방법에서는, 적어도 둘의 안테나를 통해 수신된 신호에 대하여 디매핑 모듈에 포함된 각 디매퍼를 이용하여 신호가 복조된다. 또한, 상기 디매핑된 비트 신호에 대한 신뢰도 정보가 생성되어 상기 각각 상응하는 디매퍼에 다시 전달된다. 따라서, 상기 신뢰도 정보를 이용한 반복 디코딩으로 디코딩 성능이 향상된다.
그리고, 복수의 안테나와 상기 시간 공간 블록 코딩 기법을 적용하여 송신 다이버시티 효과를 증가시켜 신호 전송시 채널에 의한 영향을 줄일 수 있다. 도 6은 신호대 잡음 비(SNR: Signal to Noise Ratio)와 비트 오류율(BER: Bit Error Rate)과의 상관관계를 나타낸 그래프이다.
일단 신호의 전송 전력이 증가되면, 비트 오류율이 감소한다. 따라서, 신호 수신 성능이 향상된다. 도 6을 참조하면, 비트 오류율 값은 신호대 잡음 비가 증가할 때 감소함을 알 수 있다.
상기 수신 성능의 향상을 위하여, 신호의 강도, 예를 들면, 신호의 전송 전 력이 증가될 수 있으나, 송신시 가능한 전송 전력은 보통 한정되어 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에 따른 상기 수신 성능의 향상을 위하여 반복 디코딩이 수행되면, 전송 전력 레벨의 증가 없이도 반복 디코딩을 적용하여 신호의 강도를 높일 수 있다. 즉, 도 6은 반복 디코딩이 수행된 곡선을 보여준다. 도 6을 관찰하면, 상기 반복 디코딩으로 신호의 강도를 증가시킴으로써, 수신 성능이 향상되어 비트 오류율이 감소함을 알 수 있다.
이하, 도 6을 참조하여 상기 반복 디코딩 수행곡선을 영역별로 살펴본다.
상기 수행곡선 영역은 세가지 영역으로 나누어질 수 있다. 상기 영역은 비수렴 영역(non convergence region)(600), WF 영역(Water-Fall region)(601) 및 오류마루 영역(error floor region)(602)이다.
상기 비수렴 영역(600)은 상기 반복 디코딩의 적용에도 불구하고 명확한 성능 향상을 보이지 않는 지역이다. 상기 비수렴 영역(600)에서는 회색 매핑(Gray mapping)(가장 가까운 위치에 있는 매핑 심볼들 간에는 한 비트씩의 차이만 있는 매핑 구조)이 가장 좋은 성능을 보인다.
상기 WF 영역(601)에서는 상기 반복 디코딩을 통해 전반적인 성능이 결정될 수 있는 영역이다.
또한, 상기 오류마루 영역(602)은 채널인코더의 성능에 의한 신호대 잡음 비에 따른 비트 오류율의 상당한 변화가 없는 지역이다.
반복 디코딩이 사용되는 경우, 상기 반복 디코딩이 수신 성능에 영향을 미치는 WF 영역에서는, 디매퍼의 성능이 전체 시스템 성능에 영향을 미칠 수 있다. 특 히, 부호화 이득(coding gain)이 상기 반복 디코딩에 사용되는 매핑을 최적화 함으로써 증가될 수 있다. 기존의 비트 인터리브드 부호화 변조(이하 'BICM'이라 약칭함) 기법을 사용하는 STBC-OFDM 시스템은 상기 회색 매핑 구조만을 사용하므로, 상기 BICM 기법의 이점을 충분히 활용하지 못한다. 즉, 오류 마루 영역에서 우수한 성능을 갖는 매핑 구조가 결국은 좋은 성능을 보여주는 것이다.
최적의 매핑 구조는 통신 시스템에서 사용되는 코딩기법과 변조 기법을 고려하여 선택될 수 있다. 예를 들면, QPSK, 8PSK, 16QAM, 64QAM 및 그와 유사한 변조 기법에 상응하는 여러 가능한 매핑 구조들이 존재한다. 전술한 바와 같이, 최적화된 매핑 구조가 상기 다향한 매핑기법에서 선택되어 반복 디코딩에 사용되면, 디매퍼의 성능은 향상될 수 있다. 또한, 이는 시스템 전반의 성능향상에 도움이 될 것이다. 이하, 다양한 매핑 구조에서 적합한 방법을 선택하는 예들을 설명한다.
먼저, 매핑 구조를 선택함에 있어, 적절한 기준이 고려될 수 있다. 그러한 일례로, 통신 시스템을 고려할 수 있다. 예를 들어, 매핑 구조는 BICM, ST-BICM, BICM-ID, STBC-BICM-ID 및 그와 유사한 다양한 통신 시스템 가운데서 선택될 수 있다. 상기 디매퍼의 성능 또는 영향은 통신 시스템의 특성에 상응하여 달라질 수 있으므로, 최적화된 매핑 구조가 상기 각 통신 시스템의 다양한 특징을 고려하여 선택됨으로써 더 나은 성능을 기대할 수 있다.
매핑 구조를 선택함에 있어 고려될 다른 기준의 예로, 전송된 데이터 트래픽이나 상술한 통신시스템에 상응하는 목표 성능이 사용될 수 있다. 목표 성능을 나타내는 예로, 비트 오류율, 프레임 오류율(FER: Frame error rate), 패킷 에러 율(PER: Packet Error Rate) 등이 있다. 우수한 효과를 가져오는 매핑 구조는, 목표로 하는 비트오류율 값에 따라 다를 수 있으므로, 매핑 구조는 상기 목표 성능을 고려하여 선택될 수 있다.
또한, 매핑 구조는 토탈 비트 에러, 예를 들면, 이하 자세히 설명될 평균 비트 에러값에 대한 산술평균값을 고려하여 선택될 수 있다. 다양한 통신 시스템, 목표 성능 등을 고려한 범용 매핑 구조를 사용하는 것 보다는, 각 고려사항에 최적화된 매핑 구조를 선택하는 것이 보다 더 효율적이다.
수신기의 디매퍼의 성능은 상기 평균 비트 오류 값과 심볼 오류 확률의 곱으로 표현될 수 있다. 이는 수학식 5에 나타나 있다.
Figure 112008083446614-pct00021
상기 수학식 5에 나타난 심볼 에러 확률 (
Figure 112008083446614-pct00022
)은 성상 매핑 그래프에서 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균(harmonic mean of a minimum squared Euclidean distance)과 신호대 잡음 비(SNR)와의 함수이다. 상기 수학식 5에서 알 수 있듯이, 상기 수신기의 디매퍼의 성능은, WF 영역(601)에서 좋은 성능을 보이는 매핑 구조를 선택하기 위해서 고려될 수 있는 토탈 비트 에러의 산술평균값, 예를 들면 평균 비트 에러 값
Figure 112008083446614-pct00023
,에 관련된다.
상기
Figure 112008083446614-pct00024
는, 오류마루 영역(602)에서는 이상적으로 피드백이 이루어진다고 가정하기 때문에 모든 매핑 구조에 대해서 하나의 비트 오류가 발견된다고 보므로상기 오류마루 영역(602)에서의 성능에는 영향을 미치지 못할 것이다. 상기 평균 비트 에러(
Figure 112008083446614-pct00025
)를 결정하는 일례가 이하 수학식 6에서 제시된다.
Figure 112008083446614-pct00026
상기 수학식 6에서
Figure 112008083446614-pct00027
는 성상 매핑에서의 i 번째 심볼 신호
Figure 112008083446614-pct00028
와 상응하는 확률을 나타내고,
Figure 112008083446614-pct00029
는 상기 i번째 심볼 신호
Figure 112008083446614-pct00030
의 이웃하고 있는 성상 매핑의 포인트의 수를 의미하며,
Figure 112008083446614-pct00031
는 i 번째 심볼 신호인
Figure 112008083446614-pct00032
가 j 번째 심볼 신호인
Figure 112008083446614-pct00033
로 잘못 복조된 비트 에러 수를 나타낸다. 따라서, 상기 평균 비트 에러는 주어진 매핑에 따라 변할 수 있는 값이다.
매핑 구조를 선택하기 위해 고려될 기준의 또 다른 일례로, 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균이 사용될 수 있다. 이 경우, 상기 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균은 송신 심볼과 성상 매핑 그래프에서 오류가 발생할 수 있는 수신된 심볼 간의 거리에 상응하는 변수이다. 상기 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균 값을 결정하는 방법의 일례는 이하 수학식 7a에서 제시된다.
Figure 112008083446614-pct00034
.
상기 수학식 7a는 M 진수 성상 매핑에 대해서 적용된다. 상기 수학식 7a에서 m은
Figure 112008083446614-pct00035
을 의미하고, X는 각각의 전송시간에 구비된 안테나들에 대한 신호 집합(signal subset)을 의미하고 상기 X는 상기 전송 안테나에 대해 동일하다고 가정한다.
그리고,
Figure 112008083446614-pct00036
는 각각의 전송안테나에 대해서 채널 심볼을 이루기 위해서 m 비트 시퀀스로 그룹 지어진 신호 집합을 의미한다. 즉, i 번째 비트 자리의 비트가 "b"인 집합을 나타낸다. 상기 "b"의 값은 "0" 또는 "1" 이 될 수 있다. 상기 수학식 7a에서, x는 전송한 심볼 신호를 의미하고 z 는 오류 심볼 신호를 의미한다.
최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균 값을 결정하는 방법의 다른 일례가 이하 수학식 7b에서 제시된다.
Figure 112008083446614-pct00037
.
수학식 7b는 다수의 수신 안테나를 고려함에 있어 상기 수학식 7a와 다르다. 수학식 7b에서, 'Nr'은 수신안테나의 갯수를 의미한다. 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균(예를 들면, 선택된 매핑 구조)은 수신 안테나의 갯수에 상응하여 바 뀔 수 있다.
반복 디코딩 수행시, 매핑 구조를 선택하기 위해서 상기 유클리디안 디스턴스를 두 가지의 경우로 나누어서 정의한다.
Figure 112008083446614-pct00038
과
Figure 112008083446614-pct00039
를, 반복 디코딩의 전과 후의 각각의 유클리디안 디스턴스로 정의한다. 즉,
Figure 112008083446614-pct00040
과
Figure 112008083446614-pct00041
는 반복 디코딩을 수행하기 이전의 비수렴시(600) 매핑의 유클리디안 디스턴스와 반복 디코딩을 수행한 오류 마루(602)에서의 유클리디안 디스턴스를 각각 의미한다.
이하, 매핑 구조를 선택하는 방법의 일례가 상기 매핑 구조를 선택하는데 고려할 기준의 예를 참조하여 설명된다.
먼저, 다수의 매핑 구조가 특정 기준에 따른 적어도 하나의 그룹으로 집단화될 수 있다. 여기서, 상기 특정 기준은 하나 이상의 통신 시스템이거나, 목표 성능(예를 들면 비트오류율 값) 또는 평균 비트에러 값 등이 될 수 있다. 각 적어도 하나의 그룹이 상기 다수의 매핑 구조에 상응할 수 있으므로, 적합한 그룹을 선택하고, 그 중에서 매핑 규칙이 선택될 수 있다. 따라서, 매핑 구조 선택을 위한 시간과 함께 검색범위도 감소될 수 있다.
이하, 매핑 구조를 선택하는 방법의 일례로, 보다 상세하게는 평균 비트 에러와 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균을 고려하여 집단화 시키는 방법과 매핑 구조를 선택하는 방법을 설명한다.
먼저, 최적화된 성상 매핑에 대하여 수학식 6, 수학식 7a 및 수학식 7b를 이 용하여
Figure 112008083446614-pct00042
과
Figure 112008083446614-pct00043
및
Figure 112008083446614-pct00044
를 계산한다. 상기 계산된
Figure 112008083446614-pct00045
에 따라 가능한 매핑 구조들이 적어도 하나 이상의 그룹으로 집단화된다. 그리고, 상기 구분되어진 각각의 그룹별로 상기
Figure 112008083446614-pct00046
가 가장 큰 매핑 구조를 선택한다. 상기
Figure 112008083446614-pct00047
가 가장 커서 선택된 매핑 구조들 중에서 상기
Figure 112008083446614-pct00048
가 가장 큰 매핑 구조를 선택한다.
여기서, 상기 가장 큰
Figure 112008083446614-pct00049
를 가지는 매핑 구조는 하나 이상이 될 수 있다. 이 경우 시스템 구성에 따른 테스트에서 최고의 성능을 보이는 매핑 구조가 가장 큰
Figure 112008083446614-pct00050
값을 갖는 매핑구조로 선택될 수 있다. 반복 디코딩이 수행된 오류마루 영역(602)에서는, 다음의 과정을 통하여 최적의 매핑 구조를 선택할 수 있다. 도 6의 그래프는 상기 매핑의 종류에 따라 다르게 나타날 수 있다.
즉, 어떤 매핑 구조를 통해 매핑, 디매핑을 수행하는지에 따라서 상기 비트 오류율 곡선의 기울기 등의 변화가 있다. 상기 변화로 상기 오류마루 영역(602)이 해당하게 되는 신호대 잡음 비가 달라진다. 상기 해당되는 신호대 잡음 비가 작을수록 좋은 성능을 보인다. 목표가 되는 비트 오류율에 상응하는 오류마루 영역(602)이 존재하는 신호대 잡음 비가 작을수록 좋은 성능을 보인다.
도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 8PSK 성상 매핑 구조의 예를 나타낸다.
상기 8PSK의 경우, 도 7의 (a)에 제시된
Figure 112008083446614-pct00051
=2.0일 때의 매핑 구조가 반복 디코딩을 수행하지 않았을 때 더 좋은 성능을 보인다.
반면에, 반복 디코딩을 수행한 오류마루 영역에서는 도 7의 (f)에 제시된
Figure 112008083446614-pct00052
=4.5일 때의 매핑 구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
상기 그룹별로 선택된 최적의 매핑 구조는 도 7에 나타난 매핑 구조이다.
Figure 112008083446614-pct00053
=2.0인 경우에는, 도 7의 (a)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 001, 011, 010, 110, 111, 101, 100의 순서로 정해지는 매핑 구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
Figure 112008083446614-pct00054
=2.5인 경우에는, 도 7의 (b)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 001, 111, 110, 100, 101, 011, 010의 순서로 정해지는 매핑 구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
Figure 112008083446614-pct00055
=3.0인 경우에는, 도 7의 (c)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 001, 111, 100, 110, 101, 011, 010의 순서로 정해지는 매핑구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
Figure 112008083446614-pct00056
=3.5인 경우에는, 도 7의 (d)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 001, 111, 100, 010, 011, 101, 110의 순서로 정해지는 매핑구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
Figure 112008083446614-pct00057
=4.0인 경우에는, 도 7의 (e)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 010, 111, 100, 001, 110, 011, 101의 순서로 정해지는 매핑구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
Figure 112008083446614-pct00058
=4.5인 경우에는, 도 7의 (f)에 제시된, 기 설정된 매핑 규칙의 2원 부호들이 반 시계방향으로 000, 101, 010, 111, 100, 001, 110, 011의 순서로 정해지는 매핑구조가 가장 좋은 성능을 보인다.
도 8은 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 16QAM 성상 매핑 구조의 예를 나타내는 일례도이다. 상기 16QAM에서는 회색 매핑(Gray Mapping)(가장 가까운 위치에 있는 매핑 심볼들 간에는 한 비트씩의 차이만 있는 매핑구조)는
Figure 112008083446614-pct00059
=3.0일 때이고, 반복 디코딩을 수행하지 않았을 때에는 가장 좋은 성능을 보인다. 그러나, 반복 디코딩이 적용되면, "Mixed Labeling", "Modified SP Labeling", "Random Labeling", "M16r Labeling", "Maximum SEW Labeling"등이 오류마루에서 좋은 성능을 보인다. 상기 각 라벨링된 매핑의
Figure 112008083446614-pct00060
는 각각 5, 6.5, 6.5, 7, 9이다.
상기 그룹별로 좋은 성능을 보이는 매핑 구조는 도 8에 나타난 매핑 구조이다. 상기 예에는 "Mixed Labeling" (a) , "Random Labeling" (b) , "Gray Labeling" (c) , "Maximum SEW Labeling" (d) , "M16r Labeling" (e) , "Modified SP Labeling" (f)등이 포함된다. 상기 각각의 매핑 구조에서 2원 부호들의 배치는 상기 도 8에 나타나 있다.
도 9a 및 도 9b는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 효과에 관한 그래프이다.
도 9a는 공간 시간 블록 부호화된 직교 주파수 분할 다중(STBC-OFDM) 시스템 에 반복 디코딩을 적용시켰을 경우의 성능 그래프이다. 반복 디코딩을 적용하여, 같은 채널 환경에서 전송 파워의 증대 없이도 사용되는 매핑 구조의 최적화를 통해 시스템의 성능이 향상될 수 있음을 알 수 있다.
도 9a에 도시된 그래프는 8PSK 매핑 구조를 적용하여 12개의 멀티패스가 있을 때, 지수적으로 감소하는 레일레이 페이딩 채널(exponentially decaying Rayleigh fading channel) 환경하에서 3/4 비율 직교 STBC(3/4 rate orthogonal STBC)를 사용한 경우의 결과를 나타낸다.
도 9a에서 12개의 채널 경로가 제안되었을 때 서로 다른 부호율이 적용된다. 그리고, 전송효율은 부호율이 1/3, 4/9, 2/3인 것과 상응하여 0.75, 1, 1.5bps/Hz가 된다. 그 결과 0.75bps/Hz인 경우에서
Figure 112008083446614-pct00061
=3.0일 때의 매핑 구조가 가장 좋은 효율을 보인다. 그리고 1% 프레임 오류율(FER: Frame error rate)에서
Figure 112008083446614-pct00062
=2.0일 때의 매핑 구조와 비교하여
Figure 112008083446614-pct00063
=3.0일 때의 매핑 구조가 2.5dB의 이득을 가짐을 알 수 있다(92).
반면 1 및 1.5bps/Hz인 경우에서는
Figure 112008083446614-pct00064
=3.5일 때의 매핑 구조가 가장 좋은 효율을 갖는다. 상기와 같은 경우 각각 2.6dB 및 3.0dB의 이득이 있음을 알 수 있다(91,90).
도 9b는 서로 다른 채널 상황에서 부호율이 4/9일 때의 수행결과를 나타낸다. 채널이 5, 12, 20 탭(멀티패스)을 가진다고 가정하면,
Figure 112008083446614-pct00065
=2.0일 때의 매핑 구 조와 비교하였을 때,
Figure 112008083446614-pct00066
=3.5일 때의 매핑 구조가 가장 좋은 성능을 보인다. 즉, 같은 주파수 효율을 가질 때, 상기 STBC 기법을 통해 다이버시티 효과를 증대시켜 채널에 대한 영향을 감소시킴으로 상기 최적화된 매핑은 채널의 변화에 관계없이 유지되는 효과가 있다. 그리고, 그래프를 통해서 채널의 수가 증가함에 따라
Figure 112008083446614-pct00067
=3.5일 때의 매핑 구조를 사용했을 때
Figure 112008083446614-pct00068
=2.0일 때의 매핑 구조를 사용했을 때와 비교하여 3dB 정도의 이득이 있음을 알 수 있다(93).
도 10a와 도 10b는 본 발명의 바람직한 다른 일 실시예에 따른 효과에 관한 그래프이다.
상기 도 10a는 공간 시간 블록 부호화된 직교 주파수 분할 다중 시스템에 반복 디코딩을 적용시켰을 경우의 성능 그래프이다. 반복 디코딩을 적용하여, 같은 채널 환경에서 전송 파워의 증대 없이도 사용되는 매핑의 최적화를 통해 시스템의 성능이 향상될 수 있음을 알 수 있다.
상기 도 10a에 도시된 그래프는 상기 16QAM 매핑 구조를 적용하여 12개의 멀티패스가 있을 때 지수적으로 감소하는 레일레이 페이딩 채널(exponentially decaying Rayleigh fading channel) 환경하에서 3/4비율 직교 STBC(3/4 rate orthogonal STBC)를 사용한 경우의 결과를 나타낸다.
도 10a에서 12개의 채널 경로가 제안되었을 때 서로 다른 부호율이 적용된다. 그리고, 전송 효율은, 부호율이 1/3, 1/2, 2/3일 때 각각에 대하여 1, 1.5, 2bps/Hz가 된다.
상기 전송효율이 1 및 1.5bps/Hz인 경우 1%의 프레임 오류율(FER: Frame error rate)에서 "Mixed Labeling"의 매핑 구조를 사용하였을 때 2.5dB, 2.6dB의 이득이 있어 좋은 성능을 나타낼 수 있다(1002,1001). 그리고, 2bps/Hz인 경우에서 "Random Labeling"의 매핑 구조를 사용하였을 때 1%의 프레임 오류율(FER)에서 2.8dB의 이득이 있음을 알 수 있다(1000).
도 10b는 다양한 채널 상황에 대해 부호율이 2/3일 때의 컨볼루션 코드의 수행결과를 나타낸다. 채널이 5, 12, 20 탭(멀티패스)을 가진다고 가정한다. 상기 다양한 매핑 구조들 중에서 "Random Labeling"의 매핑 구조를 사용하였을 때가 회색 매핑구조(가장 가까운 위치에 있는 매핑 심볼들간에 한 비트의 차이만 있는 매핑 구조)를 사용하였을 때와 비교하여 각각의 채널 수에 대해 2.5dB, 2.7dB, 3dB의 이득이 있다(1005, 1004, 1003). 상기 8PSK의 경우와 유사하게, 채널 수가 증가할수록 좋은 성능을 보이는 매핑 구조의 이득도 증가함을 보여준다.
상기 시뮬레이션 결과에 따르면, 부호율이 증가함에 따라서 최적화된 매핑 구조의 이득도 증가한다. 그리고, 부호율과 변조 레벨 등의 시스템 변수가 결정되면, 채널 상황이 변하는 경우에도 이에 영향을 받지 않고, 가장 좋은 성능을 보이는 매핑 구조는 변화하지 않는다는 것을 알 수 있다. 즉, 같은 주파수 효율을 가질 때, 상기 STBC 기법을 통해 다이버시티 효과를 증대시켜 채널에 대한 영향을 감소시킴으로 상기 최적화된 매핑은 채널의 변화에 상관없이 유지되는 효과가 있다.
다시 말해, 다양한 채널 상황과 전송효율에 대해 최적의 성능을 보이는 매핑 구조는 한 가지로 고정될 수 있다. 따라서, 가장 좋은 성능을 보이는 매핑 구조가 제안되면 다양한 채널 상황에 대해서도 상기 매핑 구조를 그대로 사용해도 가장 좋은 성능을 보인다.
본 발명의 다른 일 실시예에 따르면, 전술된 바와 같이 매핑 구조를 선택적으로 사용하는 경우, 인터리빙 규칙 또는 퍼뮤테이션(permutation) 규칙이 적응적으로 적용가능하다.
위에서 언급한 바와 같이, 인터리빙이란 비트 시퀀스 형태로 부호화된 비트가 버스트성 에러 및 페이딩의 영향을 줄이기 위하여 소정의 비트 유닛으로 분산되어 독립적으로 배열되는 것을 말한다. 그리고, 퍼뮤테이션은 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access)시스템에서 부호화되고 변조된 데이터가 각 부반송파에 할당되는 것을 말한다. 퍼뮤테이션의 일례로, 부반송파를 전송단위 내에서 전체로 할당하는 FUSC(Full Usage of SubCarriers)와, 전송단위 내에서 부반송파를 적어도 하나로 분할하여 할당하는 PUSC (Partial Usage of SubCarriers)가 있다. 상기의 인터리빙 또는 퍼뮤테이션은 기 정해진 규칙에 따라 수행된다.
다시 말하면, 최적화된 매핑 구조가 본 발명의 전술된 실시예에 따라서 선택된 경우, 상기 인터리빙 규칙 및/또는 퍼뮤테이션 규칙은 적응적으로 선택되거나 변경되어 사용된다. 코딩, 인터리빙, 매핑, 퍼뮤테이션 등은 단일 통신 과정에 대하여 차례로 수행될 수 있다. 따라서 이들은 서로 결합될 수 있다.
매핑 구조가 적응적으로 사용가능한 경우에, 다른 과정에 사용되는 구조가 적응적으로 사용가능하다면 통신 효율은 더욱 향상될 수 있다. 상술한 바와 같이, 적어도 하나의 통신모듈에 사용되는 규칙이 적응적으로 선택되고 사용될 수 있는 경우, 상기 규칙은 더 나은 효과를 위하여 집단화(group)될 수 있다.
예를 들면, 1/2 컨벌루션 코드와 8PSK 변조가 변조 및 부호화 기법(MSC: Modulation and Coding Scheme)으로 각각 사용되는 경우, 도 7의 (b)에 나타난 매핑 구조가 선택되어 사용된다고 가정한다. 상기의 경우, 특정 인터리빙 규칙 및/또는 특정 퍼뮤테이션 규칙이 시스템에서 사용되도록 기 정해졌기 때문에, 한 매핑 구조가 선택된다면, 그에 따라서 적합한 특정 인터리빙 규칙 및/또는 적합한 특정 퍼뮤테이션 규칙이 사용될 수 있다.
그렇게 되면, 매핑 구조가 선택된 후에는, 인터리빙 규칙 및/또는 퍼뮤테이션 규칙을 일일이 결정할 필요 없이 우수한 성능을 갖는 규칙을 사용할 수 있다. 이는 시그널링 측면에서, 이하 설명될 시그널링 오버헤드(signaling overhead)를 줄일 수 있는 이점이 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 의하면, 적합한 매핑 구조를 사용하기 위한 선택 방법을 사용하는 시스템에서, 최적화된 매핑 구조에 대한 정보가 제공된다. 이하, 본 명세서에서는, 한 시스템에서 선택된 최적화된 매핑 구조에 대한 정보의 하향링크(downlink)를 알리하는 것을 이하 '시그널링'이라 한다.
시그널링 방법의 일례로, 인덱스를 가능한 매핑 구조에 할당하고 선택된 매핑 구조에 상응하는 인덱스 정보를 전송하는 방법이 있다. 예를 들면, 총 8개의 가능한 매핑 구조가 있는 경우, 총 3비트가 상기 매핑 구조에 대한 시그널링 정보 비트로 할당되고, 000부터 111까지의 인덱스들이 상기 총 8개의 가능한 매핑 구조에 각각 할당된다. 따라서, 선택 결과, 상기 인덱스 101에 상응하는 매핑 구조가 선택되면, 상기 인덱스 101에 상응하는 시그널링 정보가 전송될 수 있다.
시그널링 방법의 다른 일례로, 한 매핑 구조를 상기 매핑 구조에 상관되는 다른 시그널링 정보에 연결하는 방법이 있다. 예를 들면, 변조 및 부호화 기법(MCS, 이하 'MCS'라 칭함)과 상응하는 매핑 구조 간의 상관관계가 시스템에 기 정해지면, 결정된 MCS에 연관된 매핑 구조가 사용되고 있는지 여부만 알 수 있다.
즉, 세 번째 MCS가 사용되는 경우, 도 7의 (c)에 나타난 상기 매핑 구조를 선택하는 것으로 결정된다고 가정한다. 네 번째 MCS가 사용되는 경우, 도 7의 (d)에 나타난 상기 매핑 구조를 선택하는 것으로 결정된다고 가정한다. 상기 MCS가 세 번째로 결정되면, 상기 시스템은, 매핑 구조를 알리기 위하여 1비트를 시그널링 정보 비트로 사용하여, 도 7의 (c)에 나타난 매핑 구조를 사용하는 경우 "1"의 시그널링 정보를, 상기 도 7의 (c)에 나타난 매핑 구조를 사용하지 않는 경우 "0"의 시그널링 정보를 전송하는 방법으로 상기 매핑 구조에 대한 정보를 표시할 것이다.
상술한 바와 같이, 코딩 규칙 및/또는 퍼뮤테이션 규칙을 매핑 구조에 따라 적응적으로 사용하는 경우, 상기 코딩 규칙, 인터리빙 규칙 및/또는 퍼뮤테이션 규칙에 대한 정보는 상기 매핑 구조의 시그널링을 위해 사용된 방법과 유사한 방법으로 알 수 있다.
본 발명은 광범위한 적용에 적합하나, 다중안테나를 사용하여 신호를 송수신하는 경우에 전송 신호를 보다 효과적으로 매핑하고 수신된 신호를 디코딩하는데 특히 적합하다.
본 발명은 이하 기재한 효과 또는 이점을 갖는다.
먼저, 이동통신 시스템에서 송수신 단말기의 성능을 향상시킴으로써 통신이 효율적으로 수행될 수 있다. 특히, 멀티 안테나 전송으로 채널 변화의 영향이 감소될 수 있어 다이버시티가 보다 효율적으로 제공된다.
다음으로, 본 발명은 디코더(decoder)의 성능을 향상시킴으로써 코딩 게인(coding gain)을 증가시킬 수 있다.
상술한 실시예들 및 이점들은 예시적인 것으로서, 본 발명을 제한하는 것으로 해석되어서는 안 된다. 당업자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 범위 내에서 다양한 변경 또는 변형이 가능하다는 것을 명백히 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 특허청구범위 및 그의 균등물의 범위에 있는 어떠한 변경 또는 변형된 형태도 본 발명의 범위에 포함될 것이다.

Claims (21)

  1. 삭제
  2. 수신된 비트 신호의 신뢰도 정보를 이용하여 디코딩을 수행하기 위한 반복 디코딩 기법에 적용되는 매핑 구조를 선택하는 방법에 있어서,
    특정 변조 기법에 대응하는 적어도 하나의 매핑 구조에 대하여, 평균 비트 에러 값, 제 1 메트릭(metric) 값 및 제 2 메트릭 값을 계산하는 단계;
    상기 평균 비트에러 값에 관련하여 상기 적어도 하나의 매핑 구조를 그룹핑(grouping)하는 단계;
    특정 그룹에 속하는 상기 매핑 구조로부터 최대 제 1 메트릭 값을 갖는, 적어도 하나의 매핑 구조를 제 1 선택하는 단계; 및
    제 1 선택된 매핑 구조로부터 최대 제 2 메트릭 값을 갖는 적어도 하나의 매핑 구조를 제 2 선택하는 단계;를 포함하되,
    상기 제 1 메트릭 값은, 비수렴 영역에서 최소 유클리디안 디스턴스의 조화 평균이고,
    상기 제 2 메트릭 값은, 오류마루 영역에서 최소 유클리디안 디스턴스의 조화평균인 것을 특징으로 하는, 매핑 구조 선택방법.
  3. 삭제
  4. 제 2항에 있어서,
    최대 제 2 메트릭 값을 갖는 상기 선택된 매핑 구조 중에서 하나를 선택하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는, 매핑 구조 선택방법.
  5. 제 2항에 있어서,
    상기 평균 비트 에러 값은, 각각
    Figure 112012041445511-pct00069
    는 i 번째 성상도(Constellation) 심볼이고,
    Figure 112012041445511-pct00070
    는 평균 비트 에러 값이고,
    Figure 112012041445511-pct00071
    는
    Figure 112012041445511-pct00072
    의 확률이고,
    Figure 112012041445511-pct00073
    는
    Figure 112012041445511-pct00074
    에 이웃한 성상도의 개수이고,
    Figure 112012041445511-pct00075
    는
    Figure 112012041445511-pct00076
    가
    Figure 112012041445511-pct00077
    로 잘못 결정된 비트 에러의 개수이고, i와 j는 심볼 인덱스인
    Figure 112012041445511-pct00078
    수학식에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는, 매핑 구조 선택방법.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 삭제
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 삭제
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
KR1020087029598A 2006-05-23 2008-12-03 수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법 KR101341524B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR20060046083 2006-05-23
KR1020060046083 2006-05-23
PCT/KR2007/002517 WO2007136232A2 (en) 2006-05-23 2007-05-23 Apparatus for processing received signal, method thereof, and method for selecting mapping rule

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20090013220A KR20090013220A (ko) 2009-02-04
KR101341524B1 true KR101341524B1 (ko) 2013-12-16

Family

ID=38723714

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020087029598A KR101341524B1 (ko) 2006-05-23 2008-12-03 수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8472565B2 (ko)
EP (1) EP2030341B1 (ko)
KR (1) KR101341524B1 (ko)
CN (1) CN101542939B (ko)
WO (1) WO2007136232A2 (ko)

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2151083B1 (en) * 2007-05-29 2018-10-17 Samsung Electronics Co., Ltd. Improved symbol mapping to resources in a mobile communication system
US9191148B2 (en) 2007-06-05 2015-11-17 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations in a Raleigh fading channel
US8265175B2 (en) 2007-06-05 2012-09-11 Constellation Designs, Inc. Methods and apparatuses for signaling with geometric constellations
ES2886158T3 (es) 2007-06-05 2021-12-16 Constellation Designs Llc Método y aparato para la señalización con constelaciones de capacidad optimizada
JPWO2010029771A1 (ja) * 2008-09-12 2012-02-02 シャープ株式会社 無線通信システム、無線通信方法及び通信装置
KR101644434B1 (ko) * 2009-02-22 2016-08-01 엘지전자 주식회사 하향링크 ｍｉｍｏ시스템에 있어서, 하향링크 신호 생성 방법
US20110090820A1 (en) 2009-10-16 2011-04-21 Osama Hussein Self-optimizing wireless network
CN102546080B (zh) * 2010-12-21 2014-06-25 华为技术有限公司 一种下行基带信号生成方法及相关设备、***
WO2013036793A1 (en) 2011-09-09 2013-03-14 ReVerb Networks, Inc. Methods and apparatus for implementing a self optimizing-organizing network manager
US9258719B2 (en) 2011-11-08 2016-02-09 Viavi Solutions Inc. Methods and apparatus for partitioning wireless network cells into time-based clusters
US9008722B2 (en) * 2012-02-17 2015-04-14 ReVerb Networks, Inc. Methods and apparatus for coordination in multi-mode networks
US8995320B2 (en) * 2012-04-16 2015-03-31 Qualcomm Incorporated Systems and methods of using space time block codes
CN103516465B (zh) * 2012-06-21 2017-04-26 华为技术有限公司 编码调制和解调译码方法、装置及***
CA3024609C (en) * 2014-05-09 2020-04-07 Electronics And Telecommunications Research Institute Signal multiplexing apparatus using layered division multiplexing and signal multiplexing method
US9113353B1 (en) 2015-02-27 2015-08-18 ReVerb Networks, Inc. Methods and apparatus for improving coverage and capacity in a wireless network
CN109672466B (zh) * 2018-12-12 2022-02-18 广州极飞科技股份有限公司 信号数据处理方法、装置、计算机设备及存储介质

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030235149A1 (en) * 2002-06-24 2003-12-25 Albert Chan Space-time bit-interleaved coded modulation for wideband transmission
US20060036922A1 (en) * 2004-08-16 2006-02-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for changing signal mapping rule in a hybrid automatic repeat request system

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ATE417423T1 (de) * 2000-03-01 2008-12-15 Spyder Navigations Llc Verkettete raum-zeit-kodierung
US20020193146A1 (en) 2001-06-06 2002-12-19 Mark Wallace Method and apparatus for antenna diversity in a wireless communication system
JP3815344B2 (ja) * 2002-02-21 2006-08-30 株式会社日立製作所 多値変調に適した符号語マッピング方法
US7095709B2 (en) 2002-06-24 2006-08-22 Qualcomm, Incorporated Diversity transmission modes for MIMO OFDM communication systems
EP1665616A2 (en) 2003-09-15 2006-06-07 Intel Corporation Multiple antenna systems and methods using high-throughput space-frequency block codes
US7724838B2 (en) * 2003-09-25 2010-05-25 Qualcomm Incorporated Hierarchical coding with multiple antennas in a wireless communication system
US7746886B2 (en) 2004-02-19 2010-06-29 Broadcom Corporation Asymmetrical MIMO wireless communications
KR101151130B1 (ko) 2004-08-17 2012-06-04 삼성전자주식회사 완전 다이버시티 완전 데이터 레이트 시공간 블록 부호를 이용한 데이터 송수신 방법 및 장치
WO2006052890A1 (en) * 2004-11-05 2006-05-18 University Of Florida Research Foundation, Inc. Uniform channel decomposition for mimo communications
US7593489B2 (en) * 2005-03-14 2009-09-22 Koshy John C Iterative STBICM MIMO receiver using group-wise demapping
KR20060106223A (ko) * 2005-04-06 2006-10-12 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 비트 삽입 및 코드 변조방식의 송신 장치 및 방법
US7526705B2 (en) * 2005-05-03 2009-04-28 Agere Systems Inc. Acknowledgement message modification in communication networks

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20030235149A1 (en) * 2002-06-24 2003-12-25 Albert Chan Space-time bit-interleaved coded modulation for wideband transmission
US20060036922A1 (en) * 2004-08-16 2006-02-16 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for changing signal mapping rule in a hybrid automatic repeat request system

Also Published As

Publication number Publication date
US20100303174A1 (en) 2010-12-02
US8472565B2 (en) 2013-06-25
EP2030341B1 (en) 2017-03-29
WO2007136232A2 (en) 2007-11-29
EP2030341A2 (en) 2009-03-04
EP2030341A4 (en) 2013-08-07
CN101542939B (zh) 2012-11-28
WO2007136232A3 (en) 2009-06-04
KR20090013220A (ko) 2009-02-04
CN101542939A (zh) 2009-09-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101341524B1 (ko) 수신신호를 처리하는 장치, 방법 및 매핑 구조를 선택하는 방법
JP4436415B2 (ja) 性能向上のための時空間周波数ブロック符号化装置及び方法
KR100688120B1 (ko) 무선통신시스템에서 시공간 주파수 블록 부호화 장치 및방법
JP4490922B2 (ja) マルチアンテナ送信装置及びマルチアンテナ送信方法
KR100682330B1 (ko) 다중 송수신 안테나를 사용하는 이동통신시스템에서송신모드를 제어하기 위한 장치 및 방법
US7539261B2 (en) Multi-layer coded modulation for non-ergodic block fading channels
US20120134433A1 (en) Method and system of enhanced performance in communication systems
KR20070052037A (ko) 다중 안테나 통신시스템에서 로그 우도 율 생성 장치 및방법
KR20060043800A (ko) 성능 향상위한 시공간 주파수 블록 부호화 장치 및 방법
KR20060043799A (ko) 성능 향상위한 시공간 블록 부호화 장치 및 방법을 구현하는 송수신 장치 및 방법
WO2007049926A2 (en) Method for encoding space-time codes in a wireless communication system having multiple antennas
US8520759B2 (en) Apparatus and method for detecting signal based on lattice reduction to support different coding scheme for each stream in multiple input multiple output wireless communication system
EP2113147A2 (en) Scaled and rotated alamouti coding
US8520791B2 (en) STTC encoder for single antenna WAVE transceivers
JP4510870B2 (ja) 無線通信方法及び無線通信装置
WO2006022526A1 (en) Apparatus and method for full-diversity, full-rate space-time block coding for two transmit antennas
US9794103B2 (en) Method and apparatus for multiple antenna communications, and related systems and computer program
Arunachalam et al. Space-time coding for MIMO systems with co-channel interference
Mishra et al. Capacity enhancement in K shaped sphere decoders for various QAM modulations
Fujiwara et al. Out-of-bound signal demapping for lattice reduction-aided iterative linear receivers in overloaded MIMO systems
Kavitha et al. Multilevel Coding for Multiple Input Multiple Output System
Vincent et al. A bandwidth efficient coding technique for spatial modulation and its error performance
WO2009020297A1 (en) Method of transmitting data in wireless communication system
Hwang et al. A layered spatial modulation technique for MIMO-OFDM systems
Shrivas et al. REVIEW OF SPACE-TIME TRELLIS-CODED OFDM SYSTEMS FOR LTE ENVIRONMENT

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee