KR101298592B1

KR101298592B1 - 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101298592B1
Application number: KR1020100036196A
Authority: KR
Inventors: 손정보; 최은영; 이석규
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2009-12-18
Filing date: 2010-04-20
Publication date: 2013-08-22
Also published as: KR20110070710A

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'라 칭하기로 함) 심볼들 중 입력되는 OFDM 심볼 사이의 상관 관계를 이용하여 신호를 검출하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 방법은, 무선 통신 시스템에서의 신호 검출 방법에 있어서, 복수의 심볼들을 수신하여 주파수축에 나열하는 단계; 상기 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환하는 단계; 상기 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환하는 단계; 상기 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상하는 단계; 상기 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑하는 단계; 및 상기 콘스텔레이션 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출하는 단계를 포함한다.

Description

무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법{Apparatus and method for detecting signal in wireless communication system}

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 통신 시스템에서 직교 주파수 분할 다중(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 이하 'OFDM'라 칭하기로 함) 심볼들 중 입력되는 OFDM 심볼 사이의 상관 관계를 이용하여 신호를 검출하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

무선 네트워크에 관한 표준 규격으로는 IEEE(The Institute of Electrical and Electronics Engineers)802.11 등을 들 수 있다. 예를 들면, IEEE 802.11a/g는 무선 LAN의 표준 규격으로서, 멀티 캐리어 방식의 하나인 OFDM 변조 방식을 적용하고 있다. IEEE 802.11a/g의 규격에서는 최대로 54Mbps의 통신 속도를 지원하나, 대용량 데이터의 수요가 증가하면서 더 높은 데이터 전송률이 요구되고 있다.

이와 같은 이유로 통신 속도의 향상을 위해, IEEE 802.11a/g의 확장 규격인 IEEE 802.11n에 대한 표준화가 진행되고 있다. IEEE 802.11n은 높은 데이터 전송률을 보장하기 위해, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple-Input Multiple-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 함) 시스템에 OFDM 변조 방식을 적용하고 있다.

MIMO 시스템은 송신기측과 수신기측의 쌍방에서 복수의 안테나 소자를 구비하고, 공간 다중화된 복수의 공간 스트림을 이용하여, 다중경로 페이딩 무선채널 환경에서 높은 데이터 전송율과 대역폭 효율성을 얻을 수 있다. 또한, IEEE 802.11n은 변조 방식이나 부호화 방식 등의 전송 방식(MCS: Modulation and Coding Scheme)을 IEEE 802.11a/g와는 달리하여, 높은 스루풋(HT: High Throughput, 이하 'HT'라 칭하기로 함) 전송을 실현한다.

그런데, IEEE 802.11n 표준에 MIMO-OFDM 시간 동기화를 위해 직교성을 갖는 새로운 구조의 프리앰블을 적용할 경우, 기존의 IEEE802.11a/g 방식의 무선 LAN 장비들과의 호환성을 제공할 수 없다. 이에, IEEE 802.11n 드래프트 표준에서는 기존 장비와의 호환성을 위해 3가지 모드를 제공하여 각 모드에서 사용되는 프리앰블을 정의하고 있다.

IEEE 802.11n 드래프트 표준에서 제시하는 모드로는, 기존 무선랜의 프리앰블과 같은 Non-HT 모드, 예컨대 레거시(Legacy) 모드, 레거시 프리앰블과 HT 프리앰블이 결합되어 있는 HT mixed mode, 높은 데이터 전송률을 위한 HT Greenfield 모드가 있다.

여기서, HT mixed mode에서는 패킷의 헤더에, IEEE 802.11a/g와 완전히 같은 포맷으로 이루어지는 프리앰블, 예컨대 레거시 프리앰블(legacy preamble)과, IEEE 802.11n 특유의 프리앰블, 예컨대 HT 프리앰블을 결합하여 사용함으로써, IEEE 802.11a/g 규격에 따른 통신 단말과도 통신이 가능하도록 하고 있다.

이때, 송신측은 HT 전송되는 것을 수신측에게 알리기 위해서 소정의 MCS 방법을 이용하여 수신측에게 전송한다. 수신측은 송신측으로부터 수신한 ODFM 신호를 기반으로 I-phase 성분과 Q-phase 성분을 비교함으로써, HT 프리앰블을 검출한다. 하지만, 상기 I-phase 성분과 Q-phase 성분만을 이용하여 HT 프리앰블을 검출할 경우 오류를 범할 수 있다. 또한, I-phase 성분과 Q-phase 성분에서 검출 범위를 조절하여 HT 프리앰블이 검출되는 확률을 높일 수 있으나, SNR이 낮은 경우에는 성능 저하를 나타낼 수 있다.

따라서 상기와 같은 문제점을 해결하면서 변조 방법에 따라서 HT 프리앰블을 검출하는 장치 및 방법이 요구된다.

따라서 본 발명의 목적은, 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법을 제공한다.

그리고 본 발명의 다른 목적은, 무선 통신 시스템에서 OFDM 심볼들 중 입력되는 OFDM 심볼 사이의 상관 관계를 이용하여 신호를 검출하는 장치 및 방법을 제공한다.

상기한 목적들을 달성하기 위해 본 발명의 실시 예에 따른 신호 검출 장치는, 복수의 심볼들을 수신하여 주파수축에 나열하는 RF부; 상기 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환하는 ADC; 상기 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환하는 FFT; 상기 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상하는 보상부; 상기 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑하는 맵핑부; 및 상기 콘스텔레이션 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출하는 검출부를 포함한다.

본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서의 신호 검출 방법은, 복수의 심볼들을 수신하여 주파수축에 나열하는 단계; 상기 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환하는 단계; 상기 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환하는 단계; 상기 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상하는 단계; 상기 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑하는 단계; 및 상기 콘스텔레이션 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출하는 단계를 포함한다.

본 발명은, 무선 통신 시스템에서 OFDM 심볼들 중 입력되는 OFDM 심볼 사이의 상관 관계를 이용하여 HT 신호를 검출함으로써, 레거시 패킷 오류를 줄일 수 있다.

도 1은 IEEE 802.11n 표준안의 표현계층 프로토콜 데이터 단위(PPDU: Physical layer Protocol Data Unit, 이하 ‘PPDU’ 이라고 칭하기로 함) 프레임 포맷의 구조도로서, HT mixed mode에서 사용되는 PPDU 프레임 포맷을 예시한 도면,
도 2는 IEEE 802.11n 표준안의 표현계층 PPDU 프레임 포맷의 구조도로서, HT mixed mode에서 사용되는 레거시 프리앰블의 프레임 포맷을 예시한 도면,
도 3은 일반적인 L-SIG 변조 방법 및 HT-SIG 변조 방법을 도시한 도면,
도 4는 일반적인 Q-BPSK(Binary Phase-shift keying) 검출 방법을 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치의 구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 |Re{an × ak*}| > 결과를 카운트하여 HT-SIG를 검출하는 과정을 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 복수개의 |Re{an × ak*}|값을 누적시켜 연산하여 HT-SIG를 검출하는 과정을 도시한 도면이다.

본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 상세히 설명하기로 한다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법을 제안한다. 여기서, 후술할 본 발명의 실시 예에서는 무선 통신 시스템에서 OFDM 심볼들 중 입력되는 OFDM 심볼 사이의 상관 관계를 이용하여 신호를 검출하는 장치 및 방법을 제안한다. 그러면, 여기서 본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법을 설명하기에 앞서 일반적인 신호 검출 방법에 대해서 설명하기로 한다.

도 1은 IEEE 802.11n 표준안의 표현계층 프로토콜 데이터 단위(PPDU: Physical layer Protocol Data Unit, 이하 ‘PPDU’ 이라고 칭하기로 함) 프레임 포맷의 구조도로서, HT mixed mode에서 사용되는 PPDU 프레임 포맷을 예시한 것이다.

도 1을 참조하여 살펴보면, HT mixed mode에서 사용되는 PPDU 프레임 포맷은, 레거시 프리앰블(L-STF, L-LTF, L-SIG)과 HT 포맷의 프리앰블(HT-SIG1, HT-SIG2, HT-STF, HT-LTF) 및 데이터로 이루어진다.

IEEE802.11n에서 HT mixed mode는 IEEE802.11a/g와의 호환성을 확보하기 위한 동작 모드이다. HT mixed mode는 IEEE 802.11a/g와 완전히 같은 포맷으로 이루어지는 프리앰블, 예컨대 레거시 프리앰블과 IEEE 802.11n 포맷의 프리앰블, 예컨대 HT 프리앰블을 사용함으로써 IEEE 802.11a/g 규격에 따른 통신 단말이 패킷의 송수신을 행할 수 있다.

HT mixed mode는 레거시 프리앰블의 요소인 L-STF(Legacy Short Training Field)(101), L-LTF(Legacy Long Training Field)(102), 및 L-SIG(Legacy Signal Field)(103)와 HT 프리앰블의 요소인 HT-SIG1(HT Signal Field)(104)과 HT-SIG2(105), HT-STF(HT Short Training Field)(106), HT-LTF(HT Long Training Filed)(107), 및 HT-DATA(108)를 포함한다. 그러면, 여기서 도 2를 참조하여 IEEE 802.11a/g 레거시 표준안의 표현계층 PPDU 프레임 포맷의 구조도로서, IEEE 802.11n HT mixed mode에서 사용되는 레거시 프리앰블의 프레임 포맷을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

도 2는 IEEE 802.11a/g 레거시 표준안의 표현계층 PPDU 프레임 포맷의 구조도로서, HT mixed mode에서 사용되는 레거시 프리앰블의 프레임 포맷과 동일한 형태를 가지는 것을 확인할 수 있다.

도 2를 참조하여 살펴보면, 레거시 패킷의 프리앰블은 L-STF(101), L-LTF (102), 및 L-SIG(103)와 레거시 데이터 부분인 L-DATA(201)를 포함한다. 상기 L-STF(101)는 패킷 발견, 주파수 오프셋 및 시간 동기화를 위해 사용되고, L-LTF (102)는 반송파 주파수 오프셋, 시간 동기화 및 채널 추정을 위해 사용된다. 그리고 상기 L-SIG(103)는 L-DATA의 레이트(Rate) 및 길이(Length) 정보를 포함한다. 상기 L-DATA의 변조 방법은 BPSK(Binary Phase Shift Keying), QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation), 및 64QAM 등의 다양한 형태를 포함한다.

HT mixed mode는 도 2와 같은 레거시 프리앰블 이후에 HT 프리앰블, 예컨대 HT-SIG1(104), HT-SIG2(105), HT-STF(106), HT-LTF(107), 및 HT-DATA(108)가 부가된다. 상기 HT-SIG1(104) 및 HT-SIG2(105)는 HT 페이로드(PSDU)에서 적용하는 MCS나 페이로드의 데이터 길이 등의 HT 포맷을 해석하기 위해 필요한 정보를 포함한다. 상기 HT-STF(106)는 MIMO 시스템에서의 자동 이득 조절(AGC: Automatic Gain Control)을 향상하기 위한 트레이닝 심볼을 포함한다. 그리고 상기 HT-LTF(107)는 수신측에서 채널 추정을 행하기 위한 트레이닝 심볼을 포함한다.

송신측은 레거시 단말이 디코딩 가능한 전송 방식을 이용하여 상기 레거시 프리앰블과 HT 프리앰블을 포함하는 HT mixed mode를 이용하여 데이터를 송신한다. 그러면, 수신측, 예컨대 레거시 단말은 L-SIG의 레이트 정보를 이용하여 수신된 L-DATA 신호를 복원한다. 하지만, HT-DATA와 L-DATA는 서로 다른 변조 방식을 사용하기 때문에 L-DATA를 복원하는 복조 방법을 이용하여 상기 HT-DATA를 복원하면 수신한 신호를 잃을 수 있다. 그래서 송신측은 HT 신호가 전송되는 것을 알려주기 위해서, L-SIG(103)에서 전송되던 도 3의 BPSK 변조 방법(301)을, HT-SIG1, HT-SIG2에서는 90도만큼 회전시켜 Q-BPSK 변조 방법(302)을 통해 HT 신호를 송신한다. 수신측은 송신측에서 송신되는 신호를 수신하고, 수신되는 신호들 중 HT 신호가 검출될 위치, 예컨대 HT-SIG들(103, 104)이 수신되는 위치부터 HT 프리앰블을 복원하는 복조 방법을 사용하여 HT 신호를 복조해야 한다.

예를 들면, IEEE 802.11n에서는, HT-SIG 필드는, L-SIG 필드에 대해 90도만큼 회전시킨 위상 공간상에서 BPSK 변조를 행하기 때문에, 수신측은 양 필드 사이에서 위상 공간이 직교하는지의 여부로서 HT-SIG 필드의 존재를 검출할 수 있다. 또한, 상기 수신된 신호에 포함된 심볼이 사상(constellation)에 표현되었을 때 심볼이 I-Phase 또는 Q-Phase 중 어느 쪽에 근접한지 판단하여 수신된 신호의 종류, 예컨대 레거시 신호 또는 HT 신호인지를 판단한다.

만약, 수신된 신호에 포함된 심볼이 사상에 표현되었을 때 심볼이 I-Phase 성분보다 Q-Phase 성분이 클 경우에 상기 수신된 신호는 HT 신호로 판단된다. 그렇지 않은 경우에는 상기 수신된 신호는 레거시 신호로 판단된다. 그러나 상기와 같이 I-Phase 성분과 Q-Phase 성분의 크기만을 비교하여 수신된 신호의 종류, 예컨대 레거시 신호 또는 HT 신호인지를 판단하는 경우에는 오류가 발생할 수 있다.

상기와 같은 문제점을 해결하기 위해서 도 4와 같이 검출 임계 바운더리(threshold boundary)(401)를 좁혀서 검출 오류를 줄일 수 있으나, QAM 변조 방법을 사용하는 시스템에서는 성능 저하를 일으킬 수 있는 문제점이 존재한다. 또한, 낮은 SNR에서도 성능 저하를 나타낼 수 있다. 그러면, 여기서 도 5를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치의 구조를 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 신호 검출 장치의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.

도 5를 참조하여 살펴보면, 상기 신호 검출 장치는 RF부(501), ADC(502), FFT(503), 보상부(504), 매핑부(505), 및 검출부(506)를 포함한다. 상기 RF부(501)는 안테나를 통해 수신된 복수의 심볼들을 주파수축에 나열한다. 상기 ADC(502)는 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환한다. 상기 FFT(503)는 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환한다.

상기 보상부(504)는 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상한다. 상기 매핑부(505)는 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑한다.

상기 검출부(506)는 상기 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출한다.

예를 들어, 검출부(506)는 상기 다이어그램에 맵핑된 심볼들, 예컨대 a1, a2, a3, a4를 수신하고, 상기 다이어그램에 맵핑된 심볼들 간의 상관관계 결과들을 계산한다. 검출부(506)는 상기 입력 데이터를 이용하여 6개의 상관 관계, 예컨대 (a₁× a₂ ^*), (a₁× a₃ ^*), (a₁× a₄ ^*), (a₂× a₃ ^*), (a₂× a₄ ^*), (a₃× a₄ ^*)를 추출한다.

여기서, 상기 입력 데이터의 개수가 증가할수록 상관 관계의 개수가 증가하기 때문에 보다 정확한 검출을 할 수 있다. 상기 검출부(506)는 상기 상관 관계 중 a₁× a₂ ^*값에 포함되는 a₁과 a₂를 각각 하기 <수학식 1>과 같이 표현한다.

상기 <수학식 1>을 참조하여 살펴보면,

과

는 a1과 a2가 콘스텔레이션 다이어그램상에서의 위상각, 예컨대 180도 또는 0도를 각각 나타낸다. 상기 검출부(506)는 상기 <수학식 1>의 a1과 a2를 이용하여 하기 <수학식 2>와 같이 상관 관계 값을 계산한다.

이때, HT-SIG들(104, 105)가 Q-BPSK를 사용하는 경우에는 상기 <수학식 2>의 위상 각의 차, 예컨대

는 0 또는 180도 근처의 값을 가지게 된다. 이때, SNR에 따라서 상기

의 값은 변화가 있을 수 있다. 즉, 검출부(506)가 상기 상관 관계 값의 진폭(amplitude) 값을 |a₁|, |a₂| = 1로 가정한 경우, 상기 a₁×a₂ ^* 값은 +1 또는 -1 근처의 값을 가지게 된다.

상기 검출부(506)는 상기 a₁×a₂ ^*를 이용하여 미리 결정된 임계값, 예컨대

에 대해서 하기 <수학식 3>과 같이 HT-SIG를 검출할 수 있다.

상기 <수학식 3>을 참조하여 살펴보면,

는 미리 결정된 임계값, 예컨대

|a₁||a₂|이고, 상기

는 가중치를 나타낸다. 즉, 상기 검출부(506)는 입력 데이터의 상관관계 중 하나인 a₁× a₂ ^*가 실수(Real)상에서 존재하는 값과 미리 결정된 임계값을 비교하여 HT-SIG를 검출한다. 하지만, 실수상에서 존재하는 값만을 비교하면 Q-BPSK와 BPSK간의 차이를 분리해 낼 수 없기 때문에 검출부(506)는 하기 <수학식 4>를 이용하여 HT-SIG를 검출한다.

상기 <수학식 4>를 참조하여 살펴보면, 상기 입력 데이터의 상관관계 중 하나인 a₁× a₂ ^*에 포함된 a₁이 실수상에서 존재하는 값과 허수(imaginary)상에서 존재하는 값을 비교한다. 그리고 상기 입력 데이터의 상관관계 중 하나인 a₁× a₂ ^*에 포함된 a₂가 실수상에서 존재하는 값과 허수상에서 존재하는 값을 비교한다. 상기 비교결과, a₁및 a₂가 실수상에서 존재하는 값이 허수상에서 존재하는 값보다 크면 L-DATA로 판단하고, 상기 비교결과, a₁및 a₂가 실수상에서 존재하는 값이 허수상에서 존재하는 값보다 작으면 HT-SIG로 판단하여, HT 신호가 수신됨을 확인한다.

그러면, 여기서 도 6 및 도 7을 참조하여 상기와 같이 연산된 |Re{an × ak^*}| 및 |Re{an × ak^*}| >

의 결과를 이용하여 HT-SIG를 검출하는 과정을 보다 구체적으로 설명하기로 한다.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 |Re{an × ak^*}| >

결과를 카운트하여 HT-SIG를 검출하는 과정을 도시한 도면이다.

도 6을 참조하여 살펴보면, 상기 검출부(506)는 600단계에서 다이어그램에 맵핑된 심볼들, 예컨대 a₁, a₂, a₃, a₄를 수신한다. 그리고 상기 다이어그램에 맵핑된 심볼들 간의 상관관계 결과들을 계산하고, 상기 계산된 상관관계 결과들을 이용하여 HT 신호를 검출한다. 여기서, 상기 심볼들은 HT-SIG가 수신되는 동안 OFDM 심볼의 전체 48개 데이터 중 기 정해진 일부분의 입력 데이터를 의미한다.

그리고 검출부(506)는 610단계에서 입력 데이터의 상관 관계의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 n의 값을 증가시킨다. 예를 들어, 검출부(506)는 입력 데이터, 예컨대 a₁, a₂, a_3, a₄를 수신하고, 상기 입력 데이터 간의 상관 관계를 계산한다. 검출부(506)는 상기 입력 데이터를 이용하여 6개의 상관 관계, 예컨대 (a₁× a₂ ^*), (a₁× a₃ ^*), (a₁× a₄ ^*), (a₂× a₃ ^*), (a₂× a₄ ^*), (a₃× a₄ ^*)를 추출한다. 여기서, 상기 입력 데이터의 상관 관계의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 n은 6이 된다.

이처럼, 검출부(506)는 610단계에서 상기 상관 관계의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수의 값을 증가시키고, 620단계에서 상기 입력 데이터의 심볼이 사상(constellation)에 표현되었을 때 심볼이 I-Phase 또는 Q-Phase 중 어느 쪽에 근접한지 판단하여 수신된 신호의 종류, 예컨대 레거시 신호 또는 HT 신호인지를 판단한다.

따라서 상기 검출부(506)는 630단계에서 입력 데이터, 예컨대 a_n을 딜레이 시키고, 검출부(506)는 640단계에서 딜레이된 입력 데이터, 예컨대 a_n-1와 입력 데이터, 예컨대 a_n를 이용하여 R_aa를 계산한다. 여기서, R_aa는 |Re{a_n× a_n-1 ^*}|이다.

검출부(506)는 650단계에서 상기 R_aa와 미리 결정된 임계값을 비교한다. 상기 비교결과, 상기 임계값이 R_aa보다 작은 경우 검출부(506)는 660단계에서 상기 입력 데이터의 상관 관계의 조건이 성립하는 경우의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 k의 값을 증가시키고 680단계로 진행한다. 만약, 상기 비교결과, 상기 임계값이 R_aa보다 큰 경우 검출부(506)는 670단계에서 상기 변수 k값을 증가시키지 않고 680단계로 진행한다.

상기 검출부(506)는 680단계에서 상기 변수 k와 검출된 심볼 신호가 HT 신호임을 판단하기 위한 최소 조건의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 K를 비교한다. 상기 비교결과, 상기 변수 k가 변수 K보다 크거나 같지 않으면 690단계로 이동하고, 상기 변수 k가 변수 K보다 크거나 같으면 681단계에서 주파수축에 나열된 심볼들, 예컨대 입력 데이터를 HT 신호로 판단한다.

690단계에서 상기 검출부(506)는 상기 변수 n과 HT-SIG 필드의 OFDM 부반송파 중에서 HT 검출을 위해서 사용할 부반송파의 개수를 나타내는 변수, 예컨대 N-1을 비교한다. 상기 비교결과, 변수 n이 변수 N-1보다 큰 경우에는 691단계에서 주파수축에 나열된 심볼들, 예컨대 입력 데이터를 레거시 신호로 판단한다. 그렇지 않은 경우에는 610단계로 이동하여 상기와 같은 과정을 반복한다.

도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 복수개의 |Re{a_n × a_k ^*}|값을 누적시켜 연산하여 HT-SIG를 검출하는 과정을 도시한 도면이다.

도 7을 참조하여 살펴보면, 검출부(506)는 700단계에서 입력 데이터, 예컨대 a1, a2, a3, a4를 수신한다. 그리고 상기 입력 데이터 간의 상관 관계를 계산한다. 검출부(506)는 상기 입력 데이터를 이용하여 6개의 상관 관계, 예컨대 (a₁× a₂ ^*), (a₁× a₃ ^*), (a₁× a₄ ^*), (a₂× a₃ ^*), (a₂× a₄ ^*), (a₃× a₄ ^*)를 추출한다. 여기서, 상기 입력 데이터의 상관 관계의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 n은 6이 된다.

그리고 검출부(506)는 710단계에서 입력 데이터의 상관 관계의 연산 횟수를 제어하기 위한 변수, 예컨대 n의 값을 증가시킨다. 다음으로, 검출부(506)는 720단계에서 I-Phase 성분과 Q-Phase 성분을 비교하여 주파수축에 나열된 심볼들이 I-Phase과 Q-Phase 중 어느 축에 집중되어 있는지 판단한다.

만약, 신호들이 I-Phase에 더 집중되어 있다면 주파수축에 나열된 심볼들, 예컨대 입력 데이터는 L-SIG으로 판단된다. 만약, Q-Phase에 더 집중되어 있다면 주파수축에 나열된 심볼들, 예컨대 입력 데이터는 HT-SIG으로 판단한다. 하지만, 단순히 I-Phase과 Q-Phase 간의 신호 크기만을 비교해서는 정확히 HT-SIG를 검출할 수 없다.

따라서 검출부(506)는 730단계에서 입력 데이터, 예컨대 a_n을 딜레이시키고, 검출부(506)는 740단계에서 딜레이된 입력 데이터, 예컨대 a_n-1와 입력 데이터, 예컨대 a_n를 이용하여 R_aa를 계산한다. 여기서, R_aa는 R_aa + |Re{a_n × a_n-1 ^*}| 이다. 검출부(506)는 750단계에서 상기 R_aa와 HT-SIG 검출을 위한 입력 데이터의 최소 상관 관계 누적값, 예컨대

를 비교한다.

상기 비교 결과, R_aa가

보다 크면 입력 데이터를 HT 신호로 판단된다. 그렇지 않은 경우에는 검출부(506)는 770단계에서 상기 변수 n과 HT-SIG 필드의 OFDM 부반송파 중에서 HT 검출을 위해서 사용할 부반송파의 개수를 나타내는 변수, 예컨대 N-1을 비교한다. 상기 비교결과, 변수 n이 변수 N-1보다 큰 경우에는 주파수축에 나열된 심볼들, 예컨대 입력 데이터를 레거시 신호로 판단한다. 그렇지 않은 경우에는 710단계로 이동하여 상기와 같은 과정을 반복한다.

한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

101 : L-STF(Legacy Short Training Field)
102 : L-LTF(Legacy Long Training Field)
103 : L-SIG(Legacy Signal Field)
104 : HT-SIG1(HT Signal Field)
105 : HT-SIG2 106 : HT-STF(HT Short Training Field)
107 : HT-LTF(HT Long Training Filed)
108 : HT-DATA 501 : RF부
502 : ADC 503 : FFT
504 : 보상부 505 : 매핑부
506 : 검출부

Claims

신호 검출 장치에 있어서,
복수의 심볼들을 수신하여 주파수축에 나열하는 RF부;
상기 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환하는 ADC;
상기 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환하는 FFT;
상기 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상하는 보상부;
상기 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑하는 맵핑부; 및
상기 콘스텔레이션 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출하는 검출부
를 포함하는 신호 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 검출부는,
상기 추출된 상관관계 결과들 중 적어도 하나의 상관관계 결과에 포함된 제 1 심볼이 실수상에 존재하는 값과 허수상에 존재하는 값을 비교하는, 신호 검출 장치.
제 2 항에 있어서, 상기 검출부는,
상기 추출된 상관관계 결과들 중 적어도 하나의 상관관계 결과에 포함된 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값과 허수상에 존재하는 값을 비교하는, 신호 검출 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 검출부는,
상기 제 1 심볼 및 상기 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값이 허수상에 존재하는 값보다 작은 경우에 상기 심볼들을 HT 신호로 판단하는, 신호 검출 장치.
제 3 항에 있어서, 상기 검출부는,
상기 제 1 심볼 및 상기 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값이 허수상에 존재하는 값보다 큰 경우에 상기 심볼들을 레거시(Legacy) 신호로 판단하는, 신호 검출 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 수신된 복수의 심볼들은,
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 중 기 정해진 복수의 심볼들인, 신호 검출 장치.
무선 통신 시스템에서의 신호 검출 방법에 있어서,
복수의 심볼들을 수신하여 주파수축에 나열하는 단계;
상기 주파수축에 나열된 복수의 심볼들을 디지털 신호로 변환하는 단계;
상기 디지털 신호로 변환된 심볼들을 고속 푸리에 변환하는 단계;
상기 고속 푸리에 변환된 심볼들의 I 채널 및 Q 채널 간 이득 불일치를 보상하는 단계;
상기 보상된 채널의 심볼들을 콘스텔레이션(constellation) 다이어그램에 매핑하는 단계; 및
상기 콘스텔레이션 다이어그램에 맵핑된 심볼들을 상관시켜(correlation) 상관관계 결과들을 추출하고, 상기 추출된 상관관계 결과들을 이용하여 HT(High Throughput) 신호를 검출하는 단계
를 포함하는 신호 검출 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 HT 신호를 검출하는 단계는,
상기 추출된 상관관계 결과들 중 적어도 하나의 상관관계 결과에 포함된 제 1 심볼이 실수상에 존재하는 값과 허수상에 존재하는 값을 비교하는, 신호 검출 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 HT 신호를 검출하는 단계는,
상기 추출된 상관관계 결과들 중 적어도 하나의 상관관계 결과에 포함된 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값과 허수상에 존재하는 값을 비교하는, 신호 검출 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 HT 신호를 검출하는 단계는,
상기 제 1 심볼 및 상기 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값이 허수상에 존재하는 값보다 작은 경우에 상기 심볼들을 HT 신호로 판단하는, 신호 검출 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 HT 신호를 검출하는 단계는,
상기 제 1 심볼 및 상기 제 2 심볼이 실수상에 존재하는 값이 허수상에 존재하는 값보다 큰 경우에 상기 심볼들을 레거시(Legacy) 신호로 판단하는, 신호 검출 방법.
제 7 항에 있어서, 상기 수신된 복수의 심볼들은,
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼 중 기 정해진 복수의 심볼들인, 신호 검출 방법.