KR101245256B1

KR101245256B1 - Apparatus and method for receiving signal in a communication system using space-time trellis code

Info

Publication number: KR101245256B1
Application number: KR1020060094160A
Authority: KR
Inventors: 이주현; 윤상보; 권영훈; 황성수; 김종인; 강준혁; 차종섭
Original assignee: 한국정보통신대학교 산학협력단; 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-09-27
Filing date: 2006-09-27
Publication date: 2013-03-19
Also published as: KR20080028626A

Abstract

본 발명은 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code)를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서, 수신 신호가 입력되면 스택 알고리즘을 사용하여 제1스택을 생성하고, 상기 제1스택을 상대적인 거리를 사용하여 제2스택으로 생성하고, 상기 제2스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 해당 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 검출한다.

스택 알고리즘, 상대적 거리, 확장된 스택, 누적 매트릭, 브랜치 매트릭

According to the present invention, in a signal receiving apparatus of a communication system using a space-time trellis code (STTC), when a received signal is input, a first stack is generated using a stack algorithm, and the first stack is generated. The codeword is generated as a second stack using a relative distance, and when the length of the codeword existing in the highest entry of the second stack is the same as the frame length, the corresponding codeword is detected as a codeword transmitted by the signal transmission apparatus.

Stack algorithm, relative distance, extended stack, cumulative metric, branch metric

Description

시공간 트렐리스 코드를 사용하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING SPACE-TIME TRELLIS CODE}A signal receiving apparatus and method in a communication system using space-time trellis code {APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING SIGNAL IN A COMMUNICATION SYSTEM USING SPACE-TIME TRELLIS CODE}

도 1은 일반적인 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 송신 장치 내부 구조를 도시한 도면1 is a diagram illustrating an internal structure of a signal transmission apparatus of a communication system using a general STTC.

도 2a는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 트렐리스 구조를 도시한 도면FIG. 2A illustrates a trellis structure used in the signal transmission device of FIG. 1. FIG.

도 2b는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 4PSK 성상도를 도시한 도면FIG. 2B is a diagram illustrating a 4PSK constellation used in the signal transmission device of FIG.

도 2c는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 STTC 인코딩 방식을 도시한 도면FIG. 2C illustrates an STTC encoding scheme used in the signal transmission apparatus of FIG. 1. FIG.

도 3은 일반적인 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 수행되는 비터비 디코딩 과정을 개략적으로 도시한 도면3 is a diagram schematically illustrating a Viterbi decoding process performed in a signal receiving apparatus of a communication system using a typical STTC.

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 STTC를 디코딩하는 과정을 도시한 순서도4 is a flowchart illustrating a process of decoding an STTC in a signal receiving apparatus of a communication system using an STTC according to an embodiment of the present invention.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 상대적 거리를 사용하여 스택을 생성하는 동작을 개략적으로 도시한 도면5 schematically illustrates an operation of generating a stack using a relative distance according to an embodiment of the present invention.

도 6은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 FER 성능을 도시한 그래프FIG. 6 is a graph illustrating the Viterbi decoding method using 4PSK method, assuming 16/64 state, and using 4 transmit antennas, and the FER performance of the STTC decoding method proposed by the present invention.

도 7은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 복잡도를 도시한 그래프FIG. 7 is a graph illustrating the complexity of the Viterbi decoding method and the STTC decoding method proposed by the present invention when the 4PSK method is used as the modulation method, assuming 16/64 state, and 4 transmission antennas are used.

도 8은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 6개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 FER 성능을 도시한 그래프FIG. 8 is a graph illustrating the Viterbi decoding method using the 4PSK method as the modulation method, assuming 16/64 state, and using 6 transmit antennas, and the FER performance of the STTC decoding method proposed by the present invention.

도 9는 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 6개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 복잡도를 도시한 그래프9 is a graph illustrating the complexity of the Viterbi decoding method and the STTC decoding method proposed by the present invention when the 4PSK method is used as the modulation method, assuming 16/64 state, and 6 transmit antennas are used.

본 발명은 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code, 이하 'STTC'라 칭하기로 한다)를 사용하는 통신 시스템에서 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다. BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a signal receiving apparatus and method in a communication system, and more particularly, to an apparatus for receiving a signal in a communication system using a Space-Time Trellis Code (STTC). And to a method.

일반적으로, 차세대 통신 시스템은 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)들에게 고속의 대용량 데이터 송수신이 가능한 서비스를 제공하기 위한 이동 통신 시스템 형태로 발전해나가고 있다. 또한, 차세대 통신 시스템에서는 STTC의 사용을 적극적으로 고려하고 있다. 상기 STTC는 안테나 다이버시 티(antenna diversity) 방식과 채널 코딩 방식이 결합된 형태를 고려한 코드로서, 상기 STTC를 사용할 경우 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi-Input Multi-Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 채널에서 데이터 레이트(data rate)와 신뢰도를 향상시키는 것을 가능하게 한다. 즉, 상기 STTC는 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 송신한 송신 신호의 시공간 차원을 확장함으로써, 상기 신호 송신 장치에 대응하는 신호 수신 장치가 시공간 다이버시티 이득을 획득하는 것을 가능하게 한다. 또한, 상기 STTC를 사용할 경우 별도의 부가적인 대역폭을 필요로하지 않으면서도 코딩 이득(coding gain)을 획득할 수 있어 채널 용량 측면에서도 향상을 가져온다. In general, the next generation communication system is developing into a mobile communication system for providing a service capable of high-speed, high-capacity data transmission and reception to mobile terminals (MSs). In addition, the next generation communication system is actively considering the use of STTC. The STTC is a code considering a combination of an antenna diversity scheme and a channel coding scheme. When using the STTC, the STTC is referred to as a multi-input multi-output (MIMO). It is possible to improve the data rate and reliability in the channel. That is, the STTC extends the space-time dimension of the transmission signal transmitted by the signal transmission device of the communication system, thereby enabling the signal reception device corresponding to the signal transmission device to obtain the space-time diversity gain. In addition, when the STTC is used, a coding gain can be obtained without requiring an additional bandwidth, thereby improving channel capacity.

그래서, 차세대 통신 시스템에서는 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식과 STTC를 함께 사용하는 것을 적극적으로 고려하고 있다. 이렇게, 안테나 다이버시티 방식과 함께 STTC를 사용하면 신호 송신 장치에서 다수개의 송신 안테나들을 사용할 때 페이딩 채널(fading channel)에 의해 생기는 채널 이득의 저하에 대응하는 다이버시티 이득(diversity gain)과 함께 송신 전력을 증폭시킨 효과를 가지는 코딩 이득을 얻게 된다. 또한, 상기 STTC를 디코딩하는 방식으로는 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)이 최적임이 이미 알려진바 있다. Therefore, in the next generation communication system, an antenna diversity scheme, that is, a space diversity scheme and an STTC are actively considered. In this way, when the STTC is used together with the antenna diversity scheme, the transmission power together with the diversity gain corresponding to the decrease in the channel gain caused by the fading channel when the plurality of transmitting antennas are used in the signal transmission apparatus. A coding gain having an effect of amplifying is obtained. In addition, it is already known that the Viterbi algorithm is optimal for decoding the STTC.

그러면 여기서 도 1을 참조하여 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 송신 장치 내부 구조에 대해서 설명하기로 한다.Next, an internal structure of a signal transmission apparatus of a communication system using STTC will be described with reference to FIG. 1.

상기 도 1은 일반적인 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 송신 장치 내부 구조를 도시한 도면이다.1 is a diagram illustrating an internal structure of a signal transmission apparatus of a communication system using a general STTC.

상기 도 1을 참조하면, 상기 신호 송신 장치는 STTC 인코더(encoder)(110)와, 변조기들(120-1,120-2)과, 송신 안테나들(Tx.ANT)(130-1,130-2)을 포함한다. Referring to FIG. 1, the apparatus for transmitting a signal includes an STTC encoder 110, modulators 120-1 and 120-2, and transmit antennas (Tx.ANT) 130-1 and 130-2. do.

먼저 송신하고자 하는 정보 데이터가 발생하면, 상기 정보 데이터는 상기 STTC 인코더(110)로 전달된다. 여기서, 상기 STTC 인코더(110)는 한 처리 구간(processing interval)에서 2비트 단위로 인코딩을 수행한다고 가정하기로 하며, 이 경우 상기 정보 데이터 역시 2비트라고 가정하기로 한다. 상기 STTC 인코더(110)는 상기 정보 데이터를 입력하여 미리 설정되어 있는 방식으로 인코딩하여 STTC를 생성한 후 해당 변조기로 출력한다. 여기서, 현재의 처리 구간에서 입력되는 정보 데이터가 트렐리스 구조에서 입력(input, 이하 'input'이라 칭하기로 한다)에 해당하고, 이전 처리 구간에서 입력되었던 정보 데이터가 트렐리스 구조에서 스테이트(state, 이하 'state'라 칭하기로 한다)에 해당한다. 일 예로, 현재, 즉 임의의 처리 구간 t에서 입력된 정보 데이터가

이고, 이전, 즉 임의의 처리 구간 t-1에서 입력된 정보 데이터가

일 경우, 트렐리스 구조에서 input은

이고, state는

이다. 상기 STTC 인코더(110)는 STTC 인코딩을 수행함에 있어 각 프레임(frame)의 시작과 종료시 영(zero) state를 가지도록 한다. 또한, 임의의 처리 구간 t에서 송신 안테나 #i를 통해 송신되는 STTC 인코딩 심벌

는 현재 처리 구간에서 입력된 비트들, 즉 input에 해당하는 비트들과 이전 처리 구간에서 입력된 비트들, 즉 state에 해당하는 비트들에 의해 결정된다.When information data to be transmitted first occurs, the information data is transferred to the STTC encoder 110. Here, it is assumed that the STTC encoder 110 performs encoding in units of 2 bits in one processing interval. In this case, it is assumed that the information data is also 2 bits. The STTC encoder 110 inputs the information data, encodes the information data in a predetermined manner, generates an STTC, and outputs the STTC to a corresponding modulator. Here, the information data input in the current processing section corresponds to an input in the trellis structure (hereinafter referred to as 'input'), and the information data input in the previous processing section is a state (in the trellis structure). state, hereinafter referred to as 'state'). For example, the information data currently input, i.e., in an arbitrary processing interval t,

Before, i.e., the information data entered in any processing interval t-1

In trellis, the input is

State is

to be. The STTC encoder 110 has a zero state at the start and end of each frame in performing the STTC encoding. Also, an STTC encoded symbol transmitted through transmit antenna #i in any processing interval t.

Is determined by the bits input in the current processing interval, that is, the bits corresponding to the input and the bits input in the previous processing interval, that is, the bits corresponding to the state.

그러면, 변조기 #1(120-1)은 상기 STTC 인코더(110)에서 출력한 신호를 입력 하여 미리 설정되어 있는 변조 방식, 일 예로 4PSK(Phase Shift Keying) 방식으로 변조하여 변조 심벌 c₁을 생성한 후 송신 안테나 #1(130-1)을 통해 송신되도록 출력한다. 또한, 변조기 #2(120-2)은 상기 STTC 인코더(110)에서 출력한 신호를 입력하여 미리 설정되어 있는 변조 방식, 일 예로 4PSK 방식으로 변조하여 변조 심벌 c₂을 생성한 후 송신 안테나 #2(130-2)을 통해 송신되도록 출력한다.Then, modulator # 1 (120-1) inputs the signal output from the STTC encoder 110 to modulate in a preset modulation scheme, for example, 4PSK (Phase Shift Keying) to generate a modulation symbol c ₁ After that, the transmission is transmitted through the transmission antenna # 1 130-1. In addition, modulator # 2 (120-2) inputs the signal output from the STTC encoder 110 and modulates the modulation scheme, for example, 4PSK, to generate a modulation symbol c ₂ and then transmits antenna # 2. Output to be transmitted through (130-2).

다음으로 도 2a-도 2c를 참조하여 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 트렐리스 구조와, 4PSK 성상도(constellation)와, STTC 인코딩 방식에 대해서 설명하기로 한다.Next, a trellis structure, a 4PSK constellation, and an STTC encoding method used in the signal transmission apparatus of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2A to 2C.

상기 도 2a는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 트렐리스 구조를 도시한 도면이며, 도 2b는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 4PSK 성상도를 도시한 도면이며, 도 2c는 도 1의 신호 송신 장치에서 사용된 STTC 인코딩 방식을 도시한 도면이다.FIG. 2A illustrates a trellis structure used in the signal transmission apparatus of FIG. 1, and FIG. 2B illustrates a 4PSK constellation diagram used in the signal transmission apparatus of FIG. 1, and FIG. A diagram illustrating an STTC encoding method used in a signal transmission apparatus.

먼저, 4 state를 고려할 경우의 트렐리스 구조는 상기 도 2a에 도시한 바와 같으며, 4PSK 성상도는 상기 도 2b에 도시한 바와 같다. 또한, 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 4 state를 고려할 경우의 STTC 인코딩 방식은 도 2c에 나타낸 바와 같다. First, the trellis structure in consideration of the 4 state is as shown in FIG. 2A, and the 4PSK constellation is as shown in FIG. 2B. In addition, when the 4PSK scheme is used as the modulation scheme and the 4 state is considered, the STTC encoding scheme is shown in FIG. 2C.

다음으로 도 3을 참조하여 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 수행되는 비터비 디코딩 과정에 대해서 설명하기로 한다. Next, a Viterbi decoding process performed in a signal receiving apparatus of a communication system using STTC will be described with reference to FIG. 3.

상기 도 3은 일반적인 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 수행되는 비터비 디코딩 과정을 개략적으로 도시한 도면이다.3 is a diagram schematically illustrating a Viterbi decoding process performed in a signal receiving apparatus of a communication system using a general STTC.

상기 도 3을 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 수신 신호(received signal)를 트렐리스 구조에 상응하게 디코딩하면서, 그 누적 매트릭(metric)이 최소인 브랜치(branch)만을 선택하여 검출 신호(detected signal)로 출력한다. 상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이, 비터비 알고리즘을 사용하는 비터비 디코딩은 신호 송신 장치에서 송신 가능한 모든 변조 심벌들을 고려하여 수신 신호에 대한 디코딩을 수행하기 때문에 STTC 디코딩에 최적임이 이미 알려진바 있다. 그런데, 상기 비터비 알고리즘을 사용할 경우, 성상도의 크기 및 트렐리스 복잡도에 상응하게 그 디코딩 복잡도 역시 증가하게 된다. 이렇게 비터비 알고리즘을 사용함에 따라 발생하는 STTC에 대한 디코딩 복잡도는 신호 수신 장치의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 될 뿐만 아니라, 비터비 알고리즘을 사용하는 디코더를 실제 구현하는 것 역시 난이하다. Referring to FIG. 3, the apparatus for receiving a signal decodes a received signal corresponding to a trellis structure, selecting only a branch having a minimum cumulative metric and a detected signal. ) As shown in FIG. 3, Viterbi decoding using the Viterbi algorithm has already been known to be optimal for STTC decoding because it performs decoding on the received signal in consideration of all modulation symbols that can be transmitted by the signal transmission apparatus. . However, when the Viterbi algorithm is used, the decoding complexity also increases corresponding to the size of the constellation and the trellis complexity. The decoding complexity of the STTC generated by using the Viterbi algorithm not only acts as a deterioration factor of the signal receiving apparatus, but also it is difficult to actually implement a decoder using the Viterbi algorithm.

따라서, 본 발명의 목적은 STTC를 사용하는 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide an apparatus and method for receiving a signal in a communication system using STTC.

본 발명의 다른 목적은 STTC를 사용하는 통신 시스템에서 디코딩 복잡도를 감소시키는 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.Another object of the present invention is to provide a signal receiving apparatus and method for reducing decoding complexity in a communication system using STTC.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code)를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서, 수신 신호가 입력되면 스택 알고리즘을 사용하여 제1스택을 생성하고, 상기 제1스택을 상대적인 거리를 사용하여 제2스택으로 생성하고, 상기 제2스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 해당 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 검출하는 STTC 디코더를 포함한다.The apparatus of the present invention for achieving the above objects; In a signal receiving apparatus of a communication system using a space-time trellis code (STTC), when a received signal is input, a first stack is generated by using a stack algorithm and a relative distance of the first stack is obtained. A STTC decoder generated as a second stack using the second stack and detecting the codeword as a codeword transmitted from the signal transmission apparatus when the length of the codeword existing in the highest entry of the second stack is the same as the frame length. do.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code)를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호 수신 방법에 있어서, 수신 신호가 입력되면 스택 알고리즘을 사용하여 제1스택을 생성하는 과정과, 상기 제1스택을 상대적인 거리를 사용하여 제2스택으로 생성하는 과정과, 상기 제2스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 해당 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 검출하는 과정을 포함한다.The method of the present invention for achieving the above objects; A signal receiving method in a signal receiving apparatus of a communication system using a space-time trellis code (STTC), the method comprising: generating a first stack using a stack algorithm when a received signal is input; Generating a first stack as a second stack using a relative distance; and if a codeword existing in the highest entry of the second stack is equal to a frame length, a code transmitted by the signal transmission apparatus Detecting by word.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. It should be noted that in the following description, only parts necessary for understanding the operation according to the present invention will be described, and descriptions of other parts will be omitted so as not to distract from the gist of the present invention.

본 발명은 시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code, 이하 'STTC'라 칭하기로 한다)를 사용하는 통신 시스템에서 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제안한다. 특히, 본 발명은 STTC를 사용하는 통신 시스템에서 디코 딩(decoding) 복잡도를 감소시키는 신호 수신 장치 및 방법을 제안한다.The present invention proposes an apparatus and method for receiving a signal in a communication system using a Space-Time Trellis Code (STTC). In particular, the present invention proposes a signal receiving apparatus and method for reducing decoding complexity in a communication system using STTC.

먼저, 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다. First, the STTC decoding method proposed by the present invention will be described.

종래 기술 부분에서 설명한 바와 같이 STTC를 디코딩함에 있어 최적인 방식은 비터비 알고리즘(Viterbi algorithm)을 사용하는 방식이다. 그러나, 상기 비터비 알고리즘의 경우 성상도(constellation)의 크기 및 트렐리스 복잡도에 상응하게 그 디코딩 복잡도 역시 증가하게 된다. 따라서, 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 상기 비터비 알고리즘을 사용하는 비터비 디코더(decoder)를 사용하는 것은 전체 시스템 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 될 뿐만 아니라, 실제 비터비 디코더의 구현 역시 난이하다.As described in the prior art, the optimal method for decoding the STTC is to use the Viterbi algorithm. However, in the case of the Viterbi algorithm, the decoding complexity also increases in correspondence with the magnitude of the constellation and the trellis complexity. Therefore, the use of the Viterbi decoder using the Viterbi algorithm in the signal receiving apparatus of the communication system not only acts as a deterioration of overall system performance, but also the implementation of the actual Viterbi decoder is difficult.

그래서, 본 발명에서는 STTC를 디코딩하기 위해 상기 비터비 알고리즘이 아닌 새로운 방식을 제안하는데, 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식은 스택 알고리즘(stack algorithm)에 상대적 거리 개념을 적용한 방식이다. 상기 상대적 거리에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 스택 알고리즘은 코드 길이(code length)가 서로 다른 코드워드(codeword)들에 대해 동등한 비교를 수행하기 위해서 바이어스(bias) 개념을 도입하여 각 브랜치(branch)의 매트릭(metric)을 계산하는 알고리즘이다. 상기 매트릭은 파노(Fano) 매트릭이며, 상기 파노 매트릭은 각 비트에 대한 변환 확률(transition probability)과 코드 레이트(code rate)에 상응하게 계산된다.Thus, the present invention proposes a new method other than the Viterbi algorithm to decode the STTC. The STTC decoding method proposed by the present invention is a method of applying a relative distance concept to a stack algorithm. Since the relative distance will be described in detail below, the detailed description thereof will be omitted. In addition, the stack algorithm calculates the metric of each branch by introducing a bias concept in order to perform an equal comparison for codewords having different code lengths. Algorithm. The metric is a pano metric, and the pano metric is calculated corresponding to the transition probability and the code rate for each bit.

한편, 상기 스택 알고리즘을 사용할 경우 프레임(frame) 길이가 비교적 긴 경우 스택 오버플로우(overflow)가 발생할 수 있다. 따라서, 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식은 스택 알고리즘을 사용에 따른 스택 오버플로우 발생을 방지하기 위해 스택 메모리를 제한한다. 여기서, 스택 메모리는 성능과 복잡도 측면에서 적절한 trade-off를 만족하는 것이 가능하도록 제한된다.On the other hand, when the stack algorithm is used, a stack overflow may occur when the frame length is relatively long. Therefore, the STTC decoding scheme proposed in the present invention limits the stack memory to prevent stack overflow caused by using the stack algorithm. Here, the stack memory is limited to being able to satisfy an appropriate trade-off in terms of performance and complexity.

그러면 여기서, 도 4를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 STTC를 디코딩하는 과정에 대해서 설명하기로 한다.Next, a process of decoding the STTC in the signal receiving apparatus of the communication system using the STTC according to an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 4.

상기 도 4는 본 발명의 실시예에 따른 STTC를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 STTC를 디코딩하는 과정을 도시한 순서도이다.4 is a flowchart illustrating a process of decoding an STTC in a signal receiving apparatus of a communication system using an STTC according to an embodiment of the present invention.

상기 도 4를 설명하기에 앞서, 하기 표 1을 참조하여 룩업 테이블(look-up table)에 대해서 설명하기로 한다.Before describing FIG. 4, a look-up table will be described with reference to Table 1 below.

상기 표 1에 나타낸 룩업 테이블은 신호 송신 장치에서 변조 방식으로 4PSK(Phase Shift Keying) 방식을 사용하고, 16 스테이트(state, 이하 'state'라 칭하기로 한다)를 고려할 경우의 룩업 테이블이다. 상기 표 1에 나타낸 바와 같이 룩업 테이블에는 입력(input, 이하 'input'이라 칭하기로 한다)과 state에 상응하게 각 송신 안테나에서 송신된 신호가 채널을 통과한 이후의 신호

가 미리 계산되어 저장되어 있다. 여기서, STTC 인코더를 기준으로 현재의 처리 구간에서 입력되는 정보 데이터가 트렐리스 구조에서 input에 해당하고, 이전 처리 구간에서 입력되었던 정보 데이터가 트렐리스 구조에서 state에 해당한다. 또한, 상기 신호

에서 i는 송신 안테나 인덱스를 나타내며(i = 1, 2, ... , n_t), j는 수신 안테나 인덱스를 나타내며(j = 1, 2, ... , n_r).

는 임의의 처리 구간(processing interval) t에서 i번째 송신 안테나를 통해 송신되는 STTC 인코딩 심벌을 나타내며,

는 송신 안테나 #i와 수신 안테나 #j간의 채널을 나타낸다.The lookup table shown in Table 1 is a lookup table when a signal transmission device uses a 4PSK (Phase Shift Keying) method as a modulation method and considers 16 states (hereinafter, referred to as 'state'). As shown in Table 1, the lookup table includes a signal after the signal transmitted from each transmit antenna passes through the channel corresponding to an input (hereinafter referred to as an input) and a state.

Is precalculated and stored. Here, the information data input in the current processing section based on the STTC encoder corresponds to the input in the trellis structure, and the information data input in the previous processing section corresponds to the state in the trellis structure. In addition, the signal

I denotes the transmit antenna index (i = 1, 2, ..., n _t ), j denotes the receive antenna index (j = 1, 2, ..., n _r ).

Denotes an STTC encoded symbol transmitted through the i th transmit antenna in an arbitrary processing interval t,

Denotes a channel between transmit antenna #i and receive antenna #j.

또한, 상기 신호 수신 장치는 신호 송신 장치에서 사용한 변조 방식과, state에 상응하는 룩업 테이블을 미리 저장하고 있다. In addition, the signal receiving apparatus stores in advance a modulation scheme used in the signal transmitting apparatus and a lookup table corresponding to a state.

상기 도 4를 참조하면, 먼저 411단계에서 상기 신호 수신 장치는 수신 신호에 대해 스택 알고리즘을 사용하여 스택을 생성한 후 413단계로 진행한다. 상기 413단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 생성된 스택, 일 예로 스택 #k과 상대적 거리를 사용하여 스택 #k+1을 생성한 후 415단계로 진행한다. 그러면 여기서 도 5를 참조하여 스택 #k와 상대적 거리를 사용하여 스택 #k+1을 생성하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다. Referring to FIG. 4, in step 411, the signal receiving apparatus generates a stack using a stack algorithm for a received signal, and then proceeds to step 413. In step 413, the signal receiving apparatus generates stack # k + 1 using a relative distance from the generated stack, for example, stack #k, and then proceeds to step 415. Next, the operation of generating the stack # k + 1 using the relative distance from the stack #k will be described in detail with reference to FIG. 5.

상기 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 상대적 거리를 사용하여 스택을 생성하는 동작을 개략적으로 도시한 도면이다.5 is a diagram schematically illustrating an operation of generating a stack using a relative distance according to an embodiment of the present invention.

상기 도 5를 참조하면, 먼저 스택 알고리즘을 사용하여 생성된 스택 #k의 최상위 엔트리(entry)에는 유사도가 최대인 코드워드(codeword)가 위치하게 된다. 상기 도 5에서 상기 스택 #k의 최상위 엔트리에는 코드 길이가 n-1인 코드워드가 존재한다고 가정하기로 한다. 본 발명에서는 스택 오버플로우를 방지하기 위해 스택 메모리를 제한하므로, 그 제한된 스택 메모리의 사이즈는 S_M이라 가정하기로 한다. 여기서, 상기 스택 메모리 사이즈를 S_M는 신호대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio, 이하 'SNR'이라 칭하기로 한다)에 상응하게 가변적으로 설정 가능하며, 낮은 SNR 환경에서는 상기 스택 메모리 사이즈 S_M을 작게 설정하여 불필요한 연산량을 줄일 수 있다.Referring to FIG. 5, first, a codeword having a maximum similarity is located in a top entry of stack #k generated using a stack algorithm. In FIG. 5, it is assumed that a codeword having a code length of n-1 exists in the highest entry of the stack #k. In the present invention, since the stack memory is limited to prevent stack overflow, it is assumed that the size of the limited stack memory is S _M. Here, the stack memory size S _M may be variably set correspondingly to a signal-to-noise ratio (SNR), and the stack memory size S _M may be reduced in a low SNR environment. By setting, the amount of unnecessary computation can be reduced.

또한, 스택 #k+1을 생성하기 위해 현재 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드에 연속하는 코드 길이가 n+1인, 최대 M개의 새로운 코드워드들을 생성한다. 여기서, M은 변조 차수(modulation order)를 나타낸다. 이 때, 새롭게 생성된 코드워드들에 대한 브랜치 매트릭을 계산하는데, 한 프레임 내에서 n번째 위치하는 신호가 채널을 통과하여 수신 안테나 #j를 통해 수신된 신호

와 각 브랜치에서 계산되는 유클리드 거리(Euclid distance)에 의한 브랜치 매트릭은 하기 수학식 1과 상기 룩업 테이블을 사용하여 검출할 수 있다.In addition, to generate stack # k + 1, a maximum of M new codewords are generated that have a code length n + 1 following the codeword present in the current top entry. Here, M represents a modulation order. At this time, the branch metric for the newly generated codewords is calculated. The signal located at the nth position within a frame is received through the receiving antenna #j through the channel.

The branch metric by Euclidean distance calculated at each branch can be detected using Equation 1 below and the lookup table.

상기 수학식 1에서, i는 송신 안테나 인덱스를 나타내며(i = 1, 2, ... , n_t), j는 수신 안테나 인덱스를 나타낸다(j = 1, 2, ... , n_r).

는 임의의 처리 구간(processing interval) t에서 송신 안테나 #i를 통해 송신되는 STTC 인코딩 심벌을 나타내며,

는 송신 안테나 #i와 수신 안테나 #j간의 채널을 나타낸다. In Equation 1, i denotes a transmit antenna index (i = 1, 2, ..., n _t ), and j denotes a receive antenna index (j = 1, 2, ..., n _r ).

Denotes an STTC encoded symbol transmitted through transmit antenna #i at an arbitrary processing interval t,

Denotes a channel between transmit antenna #i and receive antenna #j.

일 예로, 상기 스택 #k의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드가 c₁ = (1,2,0,0)라고 가정하면, 상기 코드워드 c₁내 뒤의 두 심벌들에 의해 0 state라는 것을 알 수 있다. 또한, 상기 코드워드 c₁의 input으로는 4가지 경우가 존재하므로, 해당 출력(output, 이하 'output'이라 칭하기로 한다) 값 역시 상기 룩업 테이블의 세 번째 열(column), 즉 output 열에서 최상위부터 4개의 값들로 존재 가능하다. 이 경우, 상기 최상위 4개의 값들이 채널을 통과한 신호 역시 상기 룩업 테이블의 네 번째 열에서 4개로 존재 가능하다. 따라서, 상기 룩업 테이블상에서 4개의 채널 통과 신호를 검출하고, 상기 4개의 채널 통과 신호와 각 브랜치에서 계산되는 브랜치 매트릭은 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 브랜치 매트릭 계산식에 상응하게 검출 가능하다.For example, assuming that a codeword existing in the top entry of the stack #k is c ₁ = ( ₁ , 2, 0, 0), it is known that the state is 0 state by two symbols after the code word c ₁ . Can be. In addition, since four cases exist as inputs of the codeword c ₁ , the corresponding output value (hereinafter, referred to as 'output') value is also the third column of the lookup table, that is, the highest column in the output column. There are four possible values. In this case, four signals having the highest four values through the channel may exist in the fourth column of the lookup table. Accordingly, four channel pass signals are detected on the lookup table, and the branch metrics calculated at each of the four channel pass signals and the branches can be detected corresponding to the branch metric calculation equation shown in Equation (1).

따라서, 코드 길이가 n인 새로운 엔트리#m 내의 코드워드에 대한 누적 매트 릭

은 상기 수학식 1에 의해 새로이 계산된 매트릭과 스택 #k의 최상위 엔트리의 코드워드에 대한 누적 매트릭 b₁을 가산하여 검출할 수 있으며, 이는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.Thus, the cumulative metric for codewords in new entry # m with code length n

Can be detected by adding the newly calculated metric according to Equation 1 and the cumulative metric b ₁ for the codeword of the highest entry of stack #k, which can be expressed as Equation 2 below.

이렇게, 새롭게 생성된 코드워드에 대한 누적 매트릭을 계산한 후에는 스택 #k에서 최상위 엔트리 대신 새로 생성한 M개의 엔트리들을 그 위에 쌓아 확장된 구조의 스택을 생성한다. 여기서, 상기 스택 #k에서 최상위 엔트리를 새로 생성한 M개의 엔트리들로 대체하여 생성된 스택을 '확장된 스택'이라 칭하기로 한다. Thus, after calculating the cumulative metric for the newly generated codeword, instead of the top entry in stack #k, newly created M entries are stacked on top of each other to create an extended stack. Here, the stack generated by replacing the highest entry with M newly created entries in stack #k will be referred to as an 'extended stack'.

상기 확장된 스택의 각 엔트리에 존재하는 코드워드 벡터(vector)와, 그에 상응하는 누적 매트릭 및 길이 백터 각각을 다음과 같이 정의하기로 한다.A codeword vector existing in each entry of the extended stack, and a corresponding cumulative metric and a length vector, respectively, will be defined as follows.

1. 코드워드 벡터:

1. Codeword Vectors:

2: 누적 매트릭 벡터:

2: cumulative metric vector:

3. 길이 벡터:

3. Length vector:

이후, 그 다음으로 유사도가 가장 높은 코드워드를 갖는 엔트리를 스택의 최상위에 위치하도록 재배치하기 위해 상대적 거리를 계산한다. 여기서, 상대적 거리 는 스택의 각 엔트리에 존재하는 코드워드가 갖는 누적 매트릭을 해당 코드워드의 코드 길이로 나눈 값이라고 정의하기로 하며, 이는 하기 수학식 3에 나타낸 바와 같다.The relative distance is then calculated to relocate the entry with the highest similarity codeword to the top of the stack. Here, the relative distance is defined as a value obtained by dividing the cumulative metric of a codeword existing in each entry of the stack by the code length of the corresponding codeword, as shown in Equation 3 below.

상기 수학식 3에서,

는 코드워드 #k의 상대적 거리를 나타내며, b_k는 코드워드 #k의 누적 매트릭을 나타내며, l_k는 코드워드 #k의 코드 길이를 나타낸다. In Equation (3)

Denotes a relative distance of codeword #k, b _k denotes a cumulative metric of codeword #k, and l _k denotes a code length of codeword #k.

상기 수학식 3에 나타낸 바와 같이 상대적 거리는 간단한 연산만으로도 검출 가능하므로, 일반적인 스택 알고리즘에서 사용되는 파노(Fano) 매트릭에 비해 유리한 장점을 가지게 된다. 이렇게, 상기 상대적 거리 연산이 장점을 가지는 이유는 상기 파노 매트릭의 경우 각 비트에 대한 변환 확률(transition probability)을 알고 있어야만 그 사용이 가능하기 때문이다. As shown in Equation 3, the relative distance can be detected by a simple operation, and thus has an advantage over the Pano matrix used in the general stack algorithm. In this way, the relative distance operation has an advantage because the pano metric can be used only when the transition probability for each bit is known.

상기 도 5에서 확장된 스택은 총 M+S_M-1개의 엔트리들을 포함하며, 상기 M+S_M-1개의 엔트리들 각각의 상대적 거리는

, ... ,

,

, ... ,

,

이라고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 M+S_M-1개의 상대적 거리는 하기 수학식 4와 같은 관계를 가진다고 가정하기로 한다.The extended stack in FIG. 5 includes a total of M + S _M −1 entries, and the relative distance of each of the M + S _M −1 entries is

, ...,

,

, ...,

,

Assume that In addition, it is assumed that the relative distances of M + S _M −1 have a relationship as shown in Equation 4 below.

상기 상대적 거리가 작은 순으로 스택의 최상위부터 엔트리를 재배치한 이후에 정해진 스택 메모리 사이즈, 즉 S_M만큼 엔트리를 남기게 되면 스택 #k+1이 생성된다. 이렇게, 생성된 스택 #k+1을 살펴보면 그 엔트리 재배치 순서에 상응하게 누적 매트릭은

로 결정되고, 코드 길이는

로 결정된다. After relocating the entries from the top of the stack in the order of the relative distance, the stack # k + 1 is generated when leaving the entries by the predetermined stack memory size, that is, S _M. If you look at the generated stack # k + 1 like this, the cumulative metric

Is determined by the code length

Is determined.

이렇게, 신규 스택, 즉 스택 #k+1을 생성하면, 상기 신호 수신 장치는 415단계에서 스택 #k+1의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 코드 길이가 프레임 길이와 동일한지 검사한다. 상기 검사 결과 상기 스택 #k+1의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 코드 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 상기 스택 #k+1의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 판단하고 STTC 디코딩 과정을 종료한다. In this way, when a new stack, that is, stack # k + 1 is generated, the signal receiving apparatus checks whether the code length of the codeword existing in the highest entry of the stack # k + 1 is the same as the frame length in step 415. If the code length of the codeword existing in the top entry of the stack # k + 1 is the same as the frame length as a result of the check, the codeword transmitted from the signal transmitting apparatus transmits the codeword existing in the top entry of the stack # k + 1. In this case, the STTC decoding process is terminated.

이와는 달리, 상기 415단계에서 검사 결과 상기 스택 #k+1의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 코드 길이가 프레임 길이와 동일하지 않을 경우 상기 신호 수신 장치는 상기 413단계로 되돌아가서 STTC 디코딩 과정을 반복한다. On the contrary, if the code length of the codeword existing in the top entry of the stack # k + 1 is not the same as the frame length in step 415, the signal receiving apparatus returns to step 413 to repeat the STTC decoding process. do.

한편, 상기에서 별도로 설명하지는 않았으나 상기 STTC 디코딩 방식에 상응하게 STTC 디코딩을 수행하는 장치가 STTC 디코더가 되는 것이며, 상기 STTC 내부 구조는 상기 STTC 디코딩 방식에 상응하게 하드웨어적으로 구현 가능함은 물론이다. Meanwhile, although not separately described above, an apparatus for performing STTC decoding corresponding to the STTC decoding scheme may be an STTC decoder, and the internal structure of the STTC may be hardwarely implemented corresponding to the STTC decoding scheme.

다음으로 도 6 내지 도 9를 참조하여 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 프레임 에러 레이트(FER: Frame Error Rate, 이하 'FER'이라 칭하기로 한다) 성능을 비교하여 설명하기로 한다.Next, the performance of the frame error rate (FER) of the Viterbi decoding method and the STTC decoding method proposed by the present invention will be described with reference to FIGS. 6 to 9. do.

상기 도 6은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 FER 성능을 도시한 그래프이다.FIG. 6 is a graph illustrating the Viterbi decoding method using 4PSK method, assuming 16/64 state, and using 4 transmit antennas, and the FER performance of the STTC decoding method proposed by the present invention. .

상기 도 6에 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 하기 표 2에 나타낸 바와 같은 시뮬레이션(simulation) 환경을 가정하였을 경우의 FER 성능 그래프이다. The FER performance graph shown in FIG. 6 is a FER performance graph under the assumption of a simulation environment as shown in Table 2 below.

시뮬레이션 환경Simulation environment 변조 방식Modulation method 4PSK4PSK 송신 안테나 개수Transmit Antenna Count 44 수신 안테나 개수Receive Antenna Count 1One state 개수state count 16,6416,64 프레임 크기Frame size 130 심볼130 symbols 영 state 수Zero state number 3 심볼(16states), 4 심볼(64states)3 symbols (16states), 4 symbols (64states) 채널channel 준정적 레일레이 블록 페이딩 채널(Quasi-static Rayleigh block fading channel)Quasi-static Rayleigh block fading channel 스택 메모리 사이즈Stack memory size

생성 매트릭(G)Creation metric (G)

상기 도 6에서 "VA"로 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 비터비 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 FER 성능 그래프를 나타내며, "PSA"로 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 FER 성능 그래프를 나타낸다. The FER performance graph shown as "VA" in FIG. 6 represents the FER performance graph when the Viterbi decoding method is used, and the FER performance graph shown as "PSA" represents the STTC decoding method proposed by the present invention. The FER performance graph at the time of use is shown.

또한, 도 7은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 4개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 복잡도를 도시한 그래프이다. FIG. 7 is a graph illustrating the complexity of the Viterbi decoding method and the STTC decoding method proposed by the present invention when the 4PSK method is used as the modulation method, assuming 16/64 state, and 4 transmission antennas are used. .

상기 도 7에 도시되어 있는 복잡도 그래프는 상기 표 2에 나타낸 바와 같은 시뮬레이션 환경에서의 복잡도 그래프이다. 여기서, 복잡도는 곱하기 연산과 더하기 연산을 고려한 복잡도를 나타낸다. 상기 도 7에서 "VA"로 도시되어 있는 복잡도 그래프는 비터비 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 복잡도 그래프를 나타내며, "PSA"로 도시되어 있는 복잡도 그래프는 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 복잡도 그래프를 나타낸다. The complexity graph shown in FIG. 7 is a complexity graph in a simulation environment as shown in Table 2 above. Here, complexity represents complexity considering multiplication and addition. The complexity graph shown as "VA" in FIG. 7 represents a complexity graph when the Viterbi decoding method is used, and the complexity graph shown as "PSA" is used when the STTC decoding method proposed by the present invention is used. Shows a complexity graph.

그러면 여기서 비터비 디코딩 방식을 사용할 경우의 복잡도와 STTC 디코딩 방식을 사용할 경우의 복잡도를 분석하는 방식에 대해서 설명하면 다음과 같다.Next, a method of analyzing the complexity when using the Viterbi decoding method and the complexity when using the STTC decoding method will be described below.

먼저, 다음과 같은 파라미터들을 정의하기로 한다.First, the following parameters are defined.

(1) M_C: 복소 곱셈(complex multiplication)(1) M _C : complex multiplication

(2) M_R: 실수 곱셈(real multiplication)(2) M _R : real multiplication

(3) A_C: 복소 덧셈(complex addition)(3) A _C : complex addition

(4) A_R: 실수 덧셈(real addition)(4) A _R : real addition

(5) N_s: state 개수(5) N _s : Number of states

(6) N_t: 송신 안테나 개수(6) N _t : number of transmitting antennas

(7) N_r: 수신 안테나 개수(7) N _r : Number of receiving antennas

(8) M: 변조 차수(8) M: Modulation Order

첫 번째로, 비터비 디코딩 방식을 사용할 경우의 복잡도를 분석하면 다음과 같다.First, the complexity of using the Viterbi decoding method is as follows.

먼저, 채널을 통과한 신호의 매트릭을 룩업 테이블에 미리 계산해 놓아야 하므로 코드워드당

회의 연산을 수행한다(

). 각 state에 대해서 각각 4개의 코드워드가 존재하므로 하기 수학식 5에 나타낸 바와 같은 횟수의 연산을 수행한다. First, the metric of the signal passing through the channel must be precomputed in the lookup table.

Perform the conference operation (

). Since four codewords exist for each state, the number of operations as shown in Equation 5 is performed.

또한, 수신 안테나들의 개수까지 고려하면 하기 수학식 6에 나타낸 바와 같은 횟수의 연산을 수행한다. In addition, considering the number of receiving antennas, the number of operations as shown in Equation 6 is performed.

또한, 일 예로 16 state를 고려할 경우 매트릭 계산 및 업데이트를 수행할 경우 하기 수학식 7에 나타낸 바와 같은 횟수의 연산을 수행한다. In addition, as an example, when the 16 state is considered, when the metric calculation and update are performed, the number of operations as shown in Equation 7 is performed.

상기 수학식 7에서 m(n)만 실수이고, 나머지는 모두 복소수 벡터이다. 그러면

이 되고, 송신 안테나들의 개수 및 수신 안테나들의 개수를 고려하면 1회의 매트릭 계산 및 업데이트 수행시마다 하기 수학식 8에 나타낸 바와 같은 횟수의 연산을 수행한다. In Equation 7, only m (n) is a real number, and the rest are complex vectors. then

In consideration of the number of transmit antennas and the number of receive antennas, the number of operations as shown in Equation 8 is performed for each metric calculation and update.

따라서, 첫 번째 단계에서 4개의 매트릭 계산이 필요하기 때문에(업데이트 수행 불필요)

회의 연산이 필요하다. 두 번째 단계에서 16개의 state에 대해 각각 1개의 매트릭 계산 및 업데이트 수행이 필요하 므로

회의 연산이 필요하다. 세 번째 단계 내지 L_frame-2번째 단계에서 16개의 state에 대해 각각 4개의 매트릭 계산 및 업데이트 수행이 필요하므로

회의 연산이 필요하다. L_frame-1번째 단계에서 4개의 state에 대해 각각 4개의 매트릭 계산 및 업데이트 수행이 필요하므로

회의 연산이 필요하다. L_frame번째 단계에서 1개의 state에 대해 4개의 매트릭 계산 및 업데이트 수행이 필요하므로

회의 연산이 필요하다.Therefore, four metric calculations are required in the first step (no update required).

Conference operation is required. In the second step, we need to perform one metric calculation and update for each of the 16 states.

Conference operation is required. In the third step to the L _frame -2 step, four metric calculations and updates are required for each of 16 states.

Conference operation is required. In the first phase of the L _frame, four metrics must be calculated and updated for each of the four states.

Conference operation is required. In the L _frame stage, four metrics are calculated and updated for one state.

Conference operation is required.

두 번째로, 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식을 사용할 경우의 복잡도를 분석하면 다음과 같다.Second, if the complexity of using the STTC decoding method proposed in the present invention is analyzed as follows.

먼저, 채널을 통과한 신호의 매트릭을 룩업 테이블에 미리 계산해 놓아야 하므로 이때 필요한 연산 횟수는 비터비 디코딩 방식을 사용할 경우와 동일하며, 이는 상기에서 설명한 바와 동일하므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략한다. First, since the metric of the signal passing through the channel must be calculated in advance in the lookup table, the required number of operations is the same as when using the Viterbi decoding method, which is the same as described above.

다음으로 스택 알고리즘을 사용하여 생성된 스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드에 이어지는 새로운 M개의 코드워드를 생성하기 위한 브랜치 매트릭 계산이 필요하므로 이때 필요한 연산 횟수는

이다. 또한, 새로운 M개의 코드워드에 대한 누적 매트릭을 계산하기 위해 M회의 연산이 필요하며, 엔트리 재배치를 위한 상대적 거리 계산을 위해 하기 수학식 9에 나타낸 바와 같은 횟수의 연산을 수행한다. Next, a branch metric calculation is required to generate new M codewords following the codewords existing at the top entry of the stack generated using the stack algorithm.

to be. In addition, M calculations are required to calculate cumulative metrics for the new M codewords, and a number of operations as shown in Equation 9 are performed to calculate a relative distance for relocation of entries.

상기에서 설명한 바와 같이 비터비 디코딩 방식에 비해 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식이 그 연산 복잡도 측면에서 그 이득이 높음을 알 수 있다.As described above, it can be seen that the STTC decoding method proposed by the present invention has a higher gain in terms of computational complexity than the Viterbi decoding method.

한편, 도 8은 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 6개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 FER 성능을 도시한 그래프이다. 상기 도 8에 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 상기 표 2에 나타낸 바와 같은 시뮬레이션 환경에서 송신 안테나 개수만을 6개로 변경한 시뮬레이션 환경을 가정하였을 경우의 FER 성능 그래프이다. Meanwhile, FIG. 8 is a graph illustrating the Viterbi decoding method using the 4PSK method as the modulation method, assuming 16/64 state, and using 6 transmit antennas, and the FER performance of the STTC decoding method proposed by the present invention. to be. The FER performance graph shown in FIG. 8 is a FER performance graph in the case of assuming a simulation environment in which only the number of transmitting antennas is changed to six in the simulation environment as shown in Table 2 above.

상기 도 8에서 "VA"로 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 비터비 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 FER 성능 그래프를 나타내며, "PSA"로 도시되어 있는 FER 성능 그래프는 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 FER 성능 그래프를 나타낸다. The FER performance graph shown as "VA" in FIG. 8 represents the FER performance graph when the Viterbi decoding method is used, and the FER performance graph shown as "PSA" represents the STTC decoding method proposed by the present invention. The FER performance graph at the time of use is shown.

마지막으로, 도 9는 변조 방식으로 4PSK 방식을 사용하고, 16/64 state를 가정하고, 6개의 송신 안테나들을 사용할 경우의 비터비 디코딩 방식과 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식의 복잡도를 도시한 그래프이다. Finally, FIG. 9 is a graph illustrating the complexity of the Viterbi decoding method and the STTC decoding method proposed by the present invention when the 4PSK method is used as the modulation method, assuming 16/64 state, and 6 transmit antennas are used. to be.

상기 도 9에 도시되어 있는 복잡도 그래프는 상기 표 2에 나타낸 바와 같은 시뮬레이션 환경에서 송신 안테나 개수만을 6개로 변경한 시뮬레이션 환경에서의 복잡도 그래프이다. 여기서, 복잡도는 곱하기 연산과 더하기 연산을 고려한 복잡도를 나타낸다. 상기 도 9에서 "VA"로 도시되어 있는 복잡도 그래프는 비터비 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 복잡도 그래프를 나타내며, "PSA"로 도시되어 있는 복잡도 그래프는 본 발명에서 제안하는 STTC 디코딩 방식을 사용하였을 경우의 복잡도 그래프를 나타낸다. The complexity graph shown in FIG. 9 is a complexity graph in the simulation environment in which only the number of transmit antennas is changed to six in the simulation environment as shown in Table 2 above. Here, complexity represents complexity considering multiplication and addition. In FIG. 9, the complexity graph shown as "VA" represents a complexity graph when the Viterbi decoding method is used, and the complexity graph shown as "PSA" is used when the STTC decoding method proposed by the present invention is used. Shows a complexity graph.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.While the present invention has been described in connection with what is presently considered to be the most practical and preferred embodiment, it is to be understood that the invention is not limited to the disclosed embodiments, but is capable of various modifications within the scope of the invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined not only by the scope of the following claims, but also by the equivalents of the claims.

상술한 바와 같은 본 발명은, STTC를 사용하는 통신 시스템에서 디코딩 복잡도를 감소시키는 STTC 디코딩을 가능하게 한다는 이점을 가진다. 또한, 본 발명은 디코딩 복잡도를 감소시킬 뿐만 아니라 비터비 디코딩 방식과 거의 유사한 FER 성능을 가지도록 STTC를 디코딩하는 것을 가능하게 한다는 이점을 가진다.The present invention as described above has the advantage of enabling STTC decoding which reduces the decoding complexity in a communication system using STTC. In addition, the present invention has the advantage of not only reducing the decoding complexity but also making it possible to decode the STTC to have a FER performance that is almost similar to the Viterbi decoding scheme.

Claims

시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code)를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호 수신 방법에 있어서, In the signal receiving method of a signal receiving apparatus of a communication system using a space-time trellis code (STTC),

수신 신호가 입력되면 스택 알고리즘을 사용하여 제1스택을 생성하는 과정과, Generating a first stack using a stack algorithm when a received signal is input;

상기 제1스택을 상대적인 거리를 사용하여 제2스택으로 생성하는 과정과,Generating the first stack as a second stack using a relative distance;

상기 제2스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 해당 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 검출하는 과정을 포함하는 신호 수신 방법. And detecting a corresponding codeword as a codeword transmitted by a signal transmission apparatus when a length of a codeword existing in a top entry of the second stack is the same as a frame length.

제1항에 있어서,The method of claim 1,

상기 제2스택을 생성하는 과정은;Generating the second stack;

상기 제1스택의 최상위 엔트리에 존재하는 제1코드워드에 연속하고, 상기 제1코드워드의 코드 길이보다 긴 새로운 코드워드들을 생성하는 과정과,Generating new codewords consecutive to a first codeword existing in the highest entry of the first stack and longer than a code length of the first codeword;

상기 새로운 코드워드들에 대한 브랜치 매트릭을 계산하는 과정과,Calculating a branch metric for the new codewords,

상기 새로운 코드워드들에 대한 누적 매트릭을 계산하는 과정과,Calculating a cumulative metric for the new codewords,

상기 최상위 엔트리를 상기 새로운 코드워드들에 해당하는 엔트리들로 대체하여 확장된 스택을 생성하는 과정과,Creating an extended stack by replacing the top entry with entries corresponding to the new codewords;

상기 확장된 스택의 각 엔트리에 존재하는 코드워드에 대해 상대적 거리를 계산하는 과정과,Calculating relative distances for codewords present in each entry of the extended stack;

상기 확장된 스택의 각 엔트리를 그 상대적 거리가 최소인 엔트리가 최상위 엔트리에 존재하도록 재배치하는 과정과,Relocating each entry of the extended stack such that an entry having a minimum relative distance exists at a top entry;

상기 재배치된 확장된 스택에서 최상위 엔트리부터 상기 제1스택의 스택 메모리 사이즈와 동일한 사이즈의 엔트리들만을 포함하도록 하여 상기 제2스택을 생성하는 과정을 포함하는 신호 수신 방법. And generating the second stack by including only entries of a size equal to a stack memory size of the first stack from a top entry in the rearranged extended stack.

제2항에 있어서,3. The method of claim 2,

상기 상대적 거리는 해당 코드워드가 갖는 누적 매트릭을 해당 코드워드의 코드 길이로 나눈 값이며,The relative distance is a cumulative metric of the codeword divided by the code length of the codeword.

상기 누적 매트릭은 해당 코드워드의 브랜치 매트릭과 상기 제1스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 누적 매트릭을 가산한 값이며, The cumulative metric is a value obtained by adding a branch metric of a corresponding codeword and a cumulative metric of a codeword existing in a top entry of the first stack,

상기 브랜치 매트릭은 하기 수학식 10에 상응하게 계산됨을 특징으로 하는 신호 수신 방법.The branch metric is calculated according to the following equation (10).

상기 수학식 10에서, i는 송신 안테나 인덱스를 나타내며(i = 1, 2, ... , n_t), j는 수신 안테나 인덱스를 나타내며(j = 1, 2, ... , n_r),

는 임의의 처리 구간 t에서 송신 안테나 #i를 통해 송신되는 STTC 인코딩 심벌을 나타내며,

는 송신 안테나 #i와 수신 안테나 #j간의 채널을 나타내며,

는 한 프레임 내에서 n번째 위치하는 신호가 채널을 통과하여 수신 안테나 #j를 통해 수신된 신호를 나타냄. In Equation 10, i represents a transmit antenna index (i = 1, 2, ..., n _t ), j represents a receive antenna index (j = 1, 2, ..., n _r ),

Denotes an STTC encoded symbol transmitted through transmit antenna #i in any processing interval t,

Denotes a channel between transmit antenna #i and receive antenna #j,

Denotes a signal received through the receiving antenna #j through the channel, the nth position within a frame.

제2항에 있어서,3. The method of claim 2,

상기 스택 메모리 사이즈는 신호대 잡음비에 상응하게 가변적으로 설정됨을 특징으로 하는 신호 수신 방법.And the stack memory size is variably set corresponding to the signal-to-noise ratio.

시공간 트렐리스 코드(STTC: Space-Time Trellis Code)를 사용하는 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서,In the signal receiving apparatus of a communication system using a space-time trellis code (STTC),

수신 신호가 입력되면 스택 알고리즘을 사용하여 제1스택을 생성하고, 상기 제1스택을 상대적인 거리를 사용하여 제2스택으로 생성하고, 상기 제2스택의 최상위 엔트리에 존재하는 코드워드의 길이가 프레임 길이와 동일할 경우 해당 코드워드를 신호 송신 장치에서 송신한 코드워드로 검출하는 STTC 디코더를 포함하는 신 호 수신 장치.When a received signal is input, a first stack is generated using a stack algorithm, the first stack is generated as a second stack using a relative distance, and the length of the codeword existing in the highest entry of the second stack is a frame. And a STTC decoder that detects the corresponding codeword as a codeword transmitted by the signal transmission apparatus when the length is the same.

제5항에 있어서,The method of claim 5,

상기 STTC 디코더는;The STTC decoder;

상기 제1스택의 최상위 엔트리에 존재하는 제1코드워드에 연속하고, 상기 제1코드워드의 코드 길이보다 긴 새로운 코드워드들을 생성하고,Generate new codewords consecutive to the first codeword present in the most significant entry of the first stack and longer than the code length of the first codeword,

상기 새로운 코드워드들에 대한 브랜치 매트릭을 계산하고,Calculate a branch metric for the new codewords,

상기 새로운 코드워드들에 대한 누적 매트릭을 계산하고,Calculate a cumulative metric for the new codewords,

상기 최상위 엔트리를 상기 새로운 코드워드들에 해당하는 엔트리들로 대체하여 확장된 스택을 생성하고,Create an extended stack by replacing the top entry with entries corresponding to the new codewords,

상기 확장된 스택의 각 엔트리에 존재하는 코드워드에 대해 상대적 거리를 계산하고,Calculate a relative distance for a codeword present in each entry of the extended stack,

상기 확장된 스택의 각 엔트리를 그 상대적 거리가 최소인 엔트리가 최상위 엔트리에 존재하도록 재배치하고,Relocate each entry of the extended stack such that an entry having a minimum relative distance exists at a top entry,

상기 재배치된 확장된 스택에서 최상위 엔트리부터 상기 제1스택의 스택 메모리 사이즈와 동일한 사이즈의 엔트리들만을 포함하도록 하여 상기 제2스택을 생성함을 특징으로 하는 신호 수신 장치.And generating the second stack by including only entries having a size equal to a stack memory size of the first stack from a top entry in the rearranged extended stack.

제6항에 있어서,The method of claim 6,

상기 브랜치 매트릭은 하기 수학식 11에 상응하게 계산됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.The branch metric is calculated according to the following equation (11).

상기 수학식 11에서, i는 송신 안테나 인덱스를 나타내며(i = 1, 2, ... , n_t), j는 수신 안테나 인덱스를 나타내며(j = 1, 2, ... , n_r),

는 송신 안테나 #i와 수신 안테나 #j간의 채널을 나타내며,

는 한 프레임 내에서 n번째 위치하는 신호가 채널을 통과하여 수신 안테나 #j를 통해 수신된 신호를 나타냄. In Equation 11, i represents a transmit antenna index (i = 1, 2, ..., n _t ), j represents a receive antenna index (j = 1, 2, ..., n _r ),

Denotes a channel between transmit antenna #i and receive antenna #j,

제6항에 있어서,The method of claim 6,

상기 스택 메모리 사이즈는 신호대 잡음비에 상응하게 가변적으로 설정됨을 특징으로 하는 신호 수신 장치.And the stack memory size is variably set corresponding to the signal-to-noise ratio.