KR101231983B1 - 실시간 위치추적 시스템의 동기 획득 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 ISO/IEC24730-2 표준을 따르는 2.4GHz RTLS 시스템에서 태그가 일정 주기의 DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 블링크 신호를 보내고 리더가 이 신호를 수신할 때, 리더에서 블링크 신호의 PN 동기를 채널 상태에 따라 동적으로 획득하는 방법과 프리앰블을 사용하여 프레임을 동기하는 방법에 관한 것이다.

Description

실시간 위치추적 시스템의 동기 획득 방법{A METHOD OF OBTAINING SYNCHRONIZATION IN A REAL TIME LOCATING SYSTEM}
본 발명은 실시간 위치추적 시스템(RTLS:real time locating system)의 PN 동기 또는 프레임 동기를 획득하는 방법에 관한 것이다.
보다 구체적으로, 본 발명은 ISO/IEC24730-2 표준을 따르는 2.4GHz RTLS 시스템에서 태그가 일정 주기의 DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 블링크 신호를 보내고 리더가 이 신호를 수신할 때, 리더에서 블링크 신호의 PN 동기를 채널 상태에 따라 동적으로 획득하는 방법과 프리앰블을 사용하여 프레임을 동기하는 방법에 관한 것이다.
ISO/IEC 24730-2 표준을 따르는 2.4GHz 주파수 대역을 사용하는 RTLS 시스템에서, RTLS 송신기(또는 태그)는 주기적으로 RTLS 송신기 ID가 포함된 차동 부호화(Differentially Encoded)된 BPSK DSSS(Binary Phase Shift Keying Direct Sequence Spread Spectrum) 신호를 블링크 신호로서 리더로 전송한다.
태그 주변에 위치한 복수의 리더는 태그의 송신신호를 수신하여 RTLS 서버의 측위 엔진으로 전달한다. RTLS 서버의 측위 엔진은 각 리더로부터 태그의 송신신호를 수신하여, 태그에서 각 리더들까지 도착 시각 차(TDOA:Time Difference Of Arrival)를 통해 태그의 위치를 계산한다. 예를 들어, 2개의 리더로부터 읽혀 들인 도착 시각 차를 기반으로 태그의 위치를 추정하면, 리더를 정점으로 하는 거리의 차가 일정한 한 쌍의 쌍곡선을 그릴 수 있고 이런 쌍곡선 간의 교점을 태그의 위치로 추정할 수 있다.
위와 같이, 종래의 ISO/IEC 24730-2 표준은 리더로 받은 태그 송신신호의 도착 시각 차로 태그의 위치를 추정한다. 이때 ISO/IEC 24730-2 표준에서는 무선 전송 채널을 LOS(Line Of Sigh)로 전제하고 있으며, 프리앰블이 8 비트밖에 되지 않는다. 그러나 실제 무선 통신 채널 환경은 대기의 온도, 습도 변화와 수많은 장애물 등으로 무선 신호의 감쇄나 반사, 산란, 구절 등의 문제를 일으킨다. 이런 불안정한 무선 전송 채널의 영향을 받고 들어온 수신 신호의 주파수 동기, 위상 동기, PN 동기와 역확산, 데이터 패킷 동기(프래임 동기)를 8비트의 짧은 프리앰블 내에 못하면 데이터를 복호할 수 없다. 그러므로, 짧은 프리앰블 내에서도 동기를 획득하여 원하는 데이터를 복호할 수 있는 방법이 요구된다.
또한, 종래의 다른 DSSS 시스템 PN 동기를 잡기 위해서 PN 동기 획득(acquisition)의 임계값 및 PN 동기 추적(tracking)의 수렴 범위를 각각 채널 및 시스템에 따라 따로 설정해 주어야 하는 문제점이 있다.
본 발명은 ISO/IEC 24730-2 표준을 따르는 RTLS 시스템에서 리더가 태그로부터 차동 부호화된 BPSK DSSS의 블링크 신호를 수신했을 때, 수신된 신호에서 PN 동기 잠금(lock)시 기준이 되는 임계값을 무선 채널 환경에 따라 적응형으로 동적 설정하는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 상기 결정된 임계값을 기준으로 8비트의 짧은 프리앰블 내에서 PN 코드를 동기화하는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 PN 동기를 통한 역확산으로 심볼(비트)를 디코딩한 후 프리앰블을 이용하여 데이터 패킷 동기를 획득하는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 위와 같은 과정을 통해 리더에서 정확하게 블링크 신호를 복호하여 태그 위치를 정확하게 추적할 수 있는 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따라, DSSS(direct sequence spread spectrum) 변조된 블링크 입력 신호의 PN 동기를 수행하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 태그로부터 입력 신호를 수신하는 단계; N개의 입력 신호에 대한 기대값을 기반으로 임계값을 산출하는 단계; 상기 N개의 입력 신호에 대해 정시 상관값, 이른 상관값 및 늦은 상관값을 산출하는 단계; 및 상기 임계값과 상기 정시 상관값, 이른 상관값 또는 늦은 상관값을 사용하여 생성한 차이값을 기반으로 상기 N개의 입력 신호에 대한 동기 잠금 여부를 판단하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따라, DSSS(direct sequence spread spectrum) 변조된 블링크 입력 신호의 프레임 동기를 수행하는 방법이 제공된다. 상기 방법은, 태그로부터 입력 신호를 수신하는 단계; PN 동기를 수행하는 단계; 동기된 PN 코드를 사용하여 DSSS 역확산을 수행하는 단계; 상기 역확산된 신호를 디코딩하는 단계; 상기 디코딩된 신호의 8비트로 구성된 프리앰블의 7번째 및 8번째 비트를 획득하는 단계; 및 차동 복호화를 수행하여 데이터 패킷을 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따르면 PN 동기 잠금 시 기준되는 임계값을 무선 채널 환경에 따라 동적으로 자동으로 설정함으로써 PN 동기 획득의 임계값 및 PN 동기 추적의 수렴 범위를 시스템마다 따로 설정할 필요가 없다.
또한, 본 발명에 따르면 8비트의 짧은 프리앰블 내에서 PN 동기를 정확하게 획득할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 프리앰블을 이용하여 데이터 패킷의 동기를 획득할 수 있다.
또한, 본 발명에 따르면 통해 리더에서 정확하게 블링크 신호를 복호하여 태그 위치를 정확하게 추적할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 RTLS(Real Time Location System) 기반의 위치 추적 시스템의 구성을 나타내는 네트워크 다이어그램이다.
도 2 내지 6은 본 발명의 일 실시 예에 따라, 태그에서 블링크 신호를 리더로 전송하는 방식을 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 태그에서의 블링크 신호 전송 방법을 나타내는 순서도이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라, 리더에서 수행되는 블링크 신호 처리 방법을 나타내는 순서도이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 리더의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라, 프리앰블을 이용하여 프레임 동기를 획득하는 방법을 나타낸다.
이하 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들을 보다 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 RTLS(Real-Time Location System) 기반의 위치 추적 시스템의 구성을 나타내는 네트워크 다이어그램이다.
도 1에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 RTLS 기반의 실시간 위치 추적 시스템은 RTLS 서버(10), 상기 RTLS 서버(10)와 유선으로 연결된 다수의 리더들(20a,20b,20c) 및 상기 리더와 무선 신호, 예컨대 2.4GHz 주파수로 신호를 송수신하는 태그(30)를 포함한다. 상기 RTLS 기반의 위치 추적 시스템은 ISO/IEC 24730-2 표준을 따를 수 있으며, 리더(20a,20b,20c)는 '인프라스트럭쳐'로 참조될 수 있고, 태그(30)는 'RTLS 송신기'로 참조될 수 있다.
도 2 내지 도 6은 본 발명의 일 실시예에 따라, 태그에서 블링크 신호를 리더로 전송하는 방법을 설명하는 도면이다.
도 2에 도시된 바와 같이, ISO/IEC 24730-2 표준을 따르는 RTLS 시스템에서는 태그가 최소 5초 이상의 주기에 ±638ms으로 블링크(blink) 신호를 방사하거나, 각 블링크 당 125ms±16ms 간격으로 최대 8개까지 동일 데이터의 서브 블링크(sub-blink) 신호를 방사한다. 상기 블링크나 서브 블링크 신호는 차동 부호화된 BPSK(Binary Phase Shift Key) DSSS 방식의 데이터 패킷이다. 또한, 상기 블링크나 서브 블링크 신호는 태그 ID와 태그 데이터 정보를 포함한다.
상기 블링크 신호 메시지는 도 3에 도시된 바와 같이 56비트, 72비트, 88비트, 152비트의 4가지 메시지 포맷 중 하나의 포맷을 갖는다. 메시지는 프리앰블, 데이터, CRC12로 구성된다.
프리앰블은 00000001(2)값을 포함하며, 데이터는 태그 상태, 태그 ID 및 페이로드를 포함한다. 수신 단에서 송신 데이터의 에러 검사를 수행하기 위한 위해 12비트의 CRC12를 포함할 수 있다.
메시지를 위와 같이 프리앰블, 데이터 및 CRC12로 구성한 후 도 4와 같은 방법으로 차동 부호화 한다. 차동 부호화 방법은 이전 출력값과 현재 입력값을 XOR 연산하여 출력값을 생성한다. 차동 부호화된 송신 메시지 포맷은 도 5에 도시된 바와 같다.
차동 부호화된 데이터 메시지는 도 6과 같은 PN 생성기에서 생성된 511개의 PN 코드와 XOR 연산하여 데이터를 직접 대역 확산(DSSS)을 시킨 후, BPSK 변조하여 블링크 형태로 방사한다.
이 때 사용하는 PN 확산 코드는 0x1CB일 수 있다. 그리고 중심주파수는 2441.750MHz이며, PN 칩 속도(PN chip rate)는 30.521875MHz±25ppm이고, PN 코드 길이(PN code length)는 511일 수 있다. 점유 채널 대역폭(occupied channel bandwidth)은 60MHz일 수 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 태그에서의 블링크 신호 전송 방법을 나타내는 순서도이다.
프리앰블, 데이터 및 CRC12를 포함하는 메시지를 구성한 다음, 단계(S11)에서, 메시지를 차동 부호화하여 도 5에 도시된 형태의 송신 메시지를 구성한다.
단계(S12)에서, PN 생성기의 출력과 차동 부호화된 송신 메시지를 XOR 연산하여 DSSS 확산시킨다. 이 때, 사용되는 PN 확산 코드는 0x1CB 일 수 있다.
단계(S13)에서 DSSS 확산된 데이터를 BPSK 변조하고, 단계(S14)에서 2.44175 GHz로 주파수 상향 변환한 다음, 단계(S15)에서 신호를 증폭하여 방사한다.
위와 같은 방법으로 방사된 블링크 신호는 태그 주변에 위치한 리더에 의해 수신된다. 리더는 태그의 송신신호를 수신하여 RTLS 서버의 측위 엔진로 전달한다. 리더들 간에는 동기화가 되어 있다.
RTLS 서버의 측위 엔진은 각 리더로부터 태그의 송신신호를 받으며 도착 시각 차(TDOA)를 통해 태그의 위치를 계산한다. 예를 들어, 한 쌍의 리더로부터 결정된 도착 시각 차는 한 쌍의 리더를 정점으로 하는 거리의 차가 일정한 한 쌍의 쌍곡선을 그릴 수 있고 이런 쌍곡선 간의 교점을 태그의 위치로 추정할 수 있다.
정확한 태그의 위치를 추정하기 위해서는, 최소한 3개의 리더로부터 결정된 도착 시각차로 태그의 위치를 추정할 수 있다. 단, 이와 같은 TDOA 방식의 위치 추정은 리더들 간의 동기가 잡혀 있다는 전제 하에서 가능하다.
태그로부터 블링크 신호를 수신한 리더는 DSSS 메시지 신호에서 8비트의 프리앰블 내에 PN 동기를 획득하고, 상관기(correlator)를 통해 역확산 시킨 후 비트 데이터를 복호하게 된다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따라, 리더에서 수행되는 블링크 신호 처리 방법을 나타내는 순서도이다.
단계(S21)에서, 태그로부터 DSSS 메시지 신호를 포함하는 블링크 신호를 수신한다.
단계(S22)에서, PN 동기를 획득한다.
단계(S23)에서 상관기를 통해 DSSS 역확산시킨다.
단계(S24)에서, 비트 데이터를 디코딩하여 데이터 심볼을 획득한다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 리더의 PN 동기 획득 모듈을 나타내는 블록도이다.
대역확산 시스템의 수신기에서는 송신기에 사용한 PN 코드를 정확히 재생 시켜야만 역확산이 가능하다. PN 코드에서 한 칩이라도 동기가 맞지 않으면 상관값이 0에 근접하여 복조기가 동작하지 않기 때문에 PN 동기를 획득하는 것은 필수적이다.
도 9를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 리더의 PN 동기 획득 모듈은 임계값 설정부(Threshold Setting)(21), 상관제곱부(square correlation)(22), 지연고정 루프부(DLL: Delayed Locked Loop)(23) 및 동기 검출부(Synchronization Detection)(24) 등 기능상으로 크게 4가지 부분으로 나눌 수 있다.
PN 동기화 모듈은 RF 프론트 엔드 단을 통해 수신한 신호를 PN 칩 속도(PN chip rate)의 오버샘플링(Oversampled)된 값을 입력으로 수신한다. 수신된 입력은 (식 1)로 표현할 수 있다.
S(t) = A·r(t)g(t) + n(t) (식 1)
여기서, A는 신호크기로 무선 채널의 영향에 따라 설정가능한 상수이고, r(t)는 비트 데이터, g(t)는 PN 코드, n(t): 잡음 신호이다.
ISO/IEC 24730-2 표준에서는 측위 오차를 3m 반지름 내로 정의하고 있으므로, 이를 만족시키기 위해서는 최소 10ns 이내로 오버샘플링한 값이 PN 동기화 모듈의 입력 신호로 들어가야 한다. PN 칩 속도가 30.521875 MHz 이므로 PN 칩 속도의 최소 4배 이상 오버샘플링해야 이를 만족할 수 있다. 만약에 PN 칩 속도의 최소 4배 오버샘플링 한다면, 8.19ns 마다 샘플링된 값이 PN 동기화 모듈의 입력으로 들어가서 PN 동기를 찾아야 ISO/IEC 24730-2 표준을 만족할 수 있게 된다.
임계값 설정부(21)는 입력 신호들의 표준편차(Standard deviation)를 구한다. 입력된 1번째부터 N번째까지 N개 입력 신호에 대한 표준편차를 구한다. 표준편차는 E(t2)-{E(t)}2으로 구할 수 있다. 여기서, E(t)는 기대값(expected value)이다. 이 표준편차는 무선 전송 채널의 영향이 반영된 신호의 표준편차가 된다. 이 표준편차 σ(t)에 시스템 게인인 G를 곱하여 임계값(threshold)을 정할 수 있다.
여기서 표준편차*상수(system gain)를 곱한 값을 임계값으로 사용한 이유는 Eb/No(비트 에너지 대 잡음 전력스펙트럼 밀도의 비)에 따른 수신 신호의 표준편차가 선형적으로 변하기 때문이다.
이 임계값은 상관의 제곱값(sq_corr) 및 넌코히런트(noncoherent) 방식의 지연고정 루프(diff) 출력값과 비교, 판단하여 N번째 샘플링된 입력 신호의 PN 동기의 동기화 여부를 결정하는데 사용된다.
처음 1번째부터 N번째 신호 중에서 후술하는 상관제곱부(22), 지연고정 루프부(23) 및 동기 검출부(24)를 통해서도 동기를 획득하지 못하면, 2번째부터 N+1 번째 신호에 대한 임계값을 계산하여 상관제곱부(22), 지연고정 루프부(23) 및 동기 검출부(24)를 거치게 된다.
상관제곱부(22)는 PN 신호의 동기를 획득(PN acquisition)하는 역할을 수행하고, 지연고정 루프부(23)는 이른-늦은(Early-Late) 구조로 PN 신호의 동기를 추적(PN tracking) 역할을 수행한다.
상관제곱부(22)에서는 상기 정시 상관값(R0(τ))의 제곱(sq_corr)을 산출한다. 상기 정시 상관값은 수신된 신호에 PN 코드 생성기(231)에서 생성된 PN 코드를 곱한 것이다.
지연고정 루프부(23)는 이른(early) 상관값(R1(τ+Tc/2))의 제곱과 늦은(late) 상관값(R2(τ-Tc/2))의 제곱의 차의 절대값(diff)을 산출한다. 상기 이른 상관값은 상기 수신된 신호에 상기 PN 코드 생성기에서 생성된 코드를 -Tc/2 만큼 딜레이한 것을 곱한 것이고, 상기 늦은 상관값은 상기 수신된 신호에 상기 PN 코드 생성기에서 생성된 코드를 Tc/2 만큼 딜레이한 것을 곱한 것이다.
지연고정 루프부(23)에서, R0(τ), R1(τ+Tc/2), R2(τ-Tc/2)는 자기상관(auto-correlation) 값이다. 여기서 Tc는 칩시간(chip time)이다.
동기 검출부(24)는 상관제곱부(22)와 지연고정 루프부(23)에서 연산된 값과 임계값를 비교하여 PN 동기의 잠금(lock)을 여부를 판단한다.
동기 검출부(24)에서는, 제1 비교부(241)에서 상관의 제곱값(sq_corr)이 임계값(threshold)보다 큰지를 판단하고, 제2 비교부(242)에서 지연고정 루프 출력값(diff)이 임계값(threshold)보다 작은지를 판단하고, 제3 비교부(243)에서 상관의 제곱값(sq_corr)이 2*지연고정 루프 출력값(diff)보다 큰지를 판단하여 PN 동기의 잠금(lock) 여부를 판단하게 된다.
동기 검출부(24)에서 sq_corr > 2*diff 인지 여부는 Eb/No(비트 에너지 대 잡음 전력스펙트럼 밀도의 비)에 따른 시뮬레이션 통계치로부터 구한 것이다.
동기를 잠글 것인지 여부를 확인하여 현재 1번째부터 N번째 신호에 대해 동기 잠금하는 것으로 판단하면 이후의 역확산 및 디코딩 과정을 수행하여, 동기를 잠그지 않는 것으로 판단하면 2번째부터 N+1번째 신호에 대해 위 과정을 다시 수행한다. 2번째부터 N+1번째 신호에 대해서도 동기를 잠그지 않는 것으로 판단하면 그 다음 N개의 신호에 대해서 위 과정을 다시 수행한다. 이와 같은 과정을 동기를 획득할 때까지 반복한다.
PN 동기를 잠금하면, 리더는 입력 신호들을 1비트 단위로 PN 코드와 XOR 연산하여 역확산함으로써 심볼(비트) 데이터를 복조할 수 있다.
임계값 설정부(21), 상관제곱부(22), 지연고정 루프부(23) 및 동기 검출부(24)는 순차적으로 동작하는 것이 아니라, 4개의 컴포넌트가 동시에 동작하게 된다. 단, 리더를 처음 턴온 시켰을 때는 초기 임계값이 없으므로 N개의 입력 신호를 가지고 표준편차를 얻을 때에만 임계값 설정부(21)만 동작한다.
종래의 DSSS 시스템에서는 보통 PN 코드의 동기가 두 단계를 거쳐서 수행된다. 먼저 정밀도는 낮지만(칩 시간 Tc의 정밀도) 신속하게 PN 신호의 동기를 획득(PN acquisition)하고, 다음 단계에서 정밀하게(칩 시간 Tc 이하의 정밀도로) 동기를 찾고 지연의 변화에 따른 PN 위상의 변화를 추적(PN tracking)하는 과정으로 이루어진다, ISO/IEC24730-2 표준에서 데이터 패킷은 8비트의 짧은 프래앰블 안에서 PN 동기를 찾아야 하므로 제안한 PN 동기 모듈은 PN 칩속도(30.521875MHZ) * 오버샘플링(m배: m은 최소 4 이상의 짝수 정수) 주파수로 동작된다. 즉, 임계값 설정부(21), 상관제곱부(22), 지연고정 루프부(23) 및 동기 검출부(24)는 순차적으로 동작하는 것이 아니라, 4개의 컴포넌트가 동시에 동작하게 된다. 따라서 매 클럭당 새로운 동적 임계값 및 PN 동기 획득, PN 동기 추적이 동시에 이루어진다고 볼 수 있다. 이는 8비트의 짧은 프리앰블 안에 PN 동기 잠금(lock)을 해결하기 위함이다.
또한 종래의 다른 DSSS 시스템에서는 PN 동기 획득의 임계값 및 PN 동기 추적의 수렴 범위를 시스템 및 전송 채널에 따라 각각 파라미터 설정을 해주어야 했지만 제안한 PN 동기 시스템은 임계값이 채널 적응형으로 설정되며, 이 하나의 파라미터로 PN 동기의 여부를 판단하는 기준으로 삼을 수 있다.
리더에서는, PN 동기화 이후 역확산으로 비트 데이터를 뽑아낸다. 데이터 패킷 동기(프레임 동기)는 프래앰블의 비트수가 8개 이므로 비트 개수(count)가 8개 이내에서 프래앰블의 각각 7번째와 8번째 비트인 1(2), 0(2)을 찾아낸다. 만약 채널의 영향이나 반송파의 위상 모호성으로 반전될 수도 있으므로 각각 7번째와 8번째 비트를 0(2), 1(2) 로도 찾아야 한다.
도 10은 본 발명의 일 실시예에 따라, 프리앰블을 이용하여 프레임 동기를 획득하는 방법을 나타내는 순서도이다. 도 10에 도시된 프레임 동기 방법은 도 9의 PN 동기 획득 모듈의 동작이 모두 완료되어 PN 동기를 획득한 후에 수행된다.
송신단에서 56비트, 72비트, 88비트, 152비트의 메시지 포맷 중에 임의의 한 형태로 데이터를 송신하면, 수신단에서는 PN 동기화를 잡고나서, 프리앰블을 이용해서 데이터 패킷 동기인 프래임 동기를 잡는다. 도 10에 표시된 변수의 정의는 다음과 같다.
- count : PN 역확산 개수(비트 개수)
- frame_sync_lock : 프리앰블의 7번째와 8번째 비트를 검출하면 1, 검출 못했으면 0
- data_count : 48, 64, 80, 144값으로 각각 56비트, 72비트, 88비트, 152비트의 메시지 길이에서 프리앰블 8비트를 뺀 값
- length_preamble : 프래앰블 비트의 개수 8
도 10을 참조하면, 단계(301)에서, 초기화를 수행한다. 즉, 변수들 count, frame_sync_lock, data_count를 모두 0으로 설정한다.
단계(S302)에서, PN 역확산 비트 개수를 증가시킨다. 즉, count를 증가시킨다.
단계(S303)에서, frame_sync_lock=0인지 확인하여 프리앰블의 7번째 및 8번째 비트를 검출하였는지 확인한다.
단계(S304)에서 count<=length_preamble인지 확인하여 현재 PN 역확산 비트수가 8비트 이하인지 확인한다. PN 역확산 비트수가 8비트가 넘었으면 단계(S312)에서 현재 데이터 패킷을 버린다.
단계(S305)에서 프리앰블 01 또는 10이 검출되었는지 확인한다. 검출되었으면 단계(S306)에서 frame_sync_lock=1로 설정하고 그 다음 단계로 넘어간다. 검출되지 않았으면 PN 역확산 비트 개수를 증가시키고 다시 위 단계들을 반복한다.
그리고 나서, 단계(S307)에서 차동 복호화를 하여 원하는 데이터를 찾고, 단계(S308)에서, 이 데이터의 개수(data_count)가 각각 48개, 64개 80개, 144개가 될 때 CRC12 체크를 하게 된다.
단계(S308)에서 데이터 개수가 48개 일 때 CRC12가 0이 되면 56비트 메시지, 64개 일 때 CRC12가 0이 되면 72비트 메시지, 80개 일 때 CRC12가 0이 되면 88비트 메시지, 144개 일 때 CRC12가 0이 되면 152비트 메시지가 된다.
그리고 나서, 단계(S309)에서 CRC12가 0이면 단계(S311)에서 메시지 포맷을 결정하고, 0이 아닌 값이 나오면 단계(S312)에서 현재 수신된 데이터 패킷은 버린다. 단계(S309)에서 CRC12가 0이 아니면 단계(S310)에서 data_count가 144인지 확인하여 144가 아니면 위 단계를 다시 수행하고, 144이면 어떤 메시지 포맷에도 해당하지 않으므로 단계(S312)에서 현재 수신된 데이터 패킷은 버린다. 위와 같은 CRC12의 오류검출을 통해서 4가지 메시지 포맷 중 송신된 메시지를 검출한다.
본 발명은 PN 동기를 획득하기 위한 PN 상관값(correlation)의 동적 임계값(dynamic threshold) 설정 방법 및 데이터 패킷 동기를 획득하기 위한 프리앰블 사용 방법을 제안한다. 본 발명에 따른 방법은 RTLS 측위 신호를 복조하기 위해서 전송 채널 상태가 반영된 동적 임계값을 설정하고 이를 이용해 PN 동기를 획득한다. 그리고 데이터 패킷 동기는 프리앰블로, 반전된 데이터는 차동 복호화와 프리앰블로 검출하여 신뢰성 있는 측위 신호를 복조함으로 올바른 실시간 위치 추적을 가능케 한다.
이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.
10 : RTLS 서버
11 : 측위엔진
20a,20b,20c : 리더
21 : 임계값 설정부
22 : 상관제곱부
23 : 지연고정 루프부
231 : PN 코드 생성부
24 : 동기 검출부
30 : 태그
241,242,243 : 비교부

Claims (10)

  1. DSSS(direct sequence spread spectrum) 변조된 블링크 입력 신호의 PN 동기를 수행하는 방법에 있어서,
    태그로부터 입력 신호를 수신하는 단계;
    N개의 입력 신호에 대한 표준 편차(σ)를 산출하는 단계;
    상기 산출한 표준 편차에 시스템 게인을 곱하여 임계값을 산출하는 단계;
    상기 N개의 입력 신호에 대해 정시 상관값, 이른 상관값 및 늦은 상관값을 산출하는 단계; 및
    상기 임계값과 상기 정시 상관값, 이른 상관값 또는 늦은 상관값을 사용하여 생성한 차이값을 기반으로 상기 N개의 입력 신호에 대한 동기 잠금 여부를 판단하는 단계를 포함하는 PN 동기 방법.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 정시 상관값은 수신된 신호에 PN 코드 생성기에서 생성된 코드를 곱한 것이고,
    상기 이른 상관값은 상기 수신된 신호에 상기 PN 코드 생성기에서 생성된 코드를 -Tc/2 만큼 딜레이한 것을 곱한 것이고,
    상기 늦은 상관값은 상기 수신된 신호에 상기 PN 코드 생성기에서 생성된 코드를 Tc/2 만큼 딜레이한 것을 곱한 것인 PN 동기 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 동기 잠금 여부를 판단하는 단계는,
    상기 정시 상관값의 제곱(sq_corr)을 산출하는 단계;
    상기 이른 상관값의 제곱과 상기 늦은 상관값의 제곱의 차의 절대값(diff)을 산출하는 단계;
    sq_corr>threshold이고, threhold>diff이고, sq_corr>2*diff이면 동기를 잠금하는 단계를 포함하는 PN 동기 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    동기 잠금하지 않은 것으로 판단하면, 다음 N개의 입력 신호에 대해 동기 잠금 여부를 판단하는 단계를 더 포함하는 PN 동기 방법.
  6. DSSS(direct sequence spread spectrum) 변조된 블링크 입력 신호의 프레임 동기를 수행하는 방법에 있어서,
    태그로부터 입력 신호를 수신하는 단계;
    PN 동기를 수행하는 단계;
    동기된 PN 코드를 사용하여 DSSS 역확산을 수행하는 단계;
    상기 역확산된 신호를 디코딩하는 단계;
    상기 디코딩된 신호의 8비트로 구성된 프리앰블의 7번째 및 8번째 비트를 획득하는 단계; 및
    차동 복호화를 수행하여 데이터 패킷을 생성하는 단계를 포함하는 프레임 동기 방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 프리앰블의 7번째 및 8번째 비트를 획득하는 단계는,
    상기 디코딩된 신호의 8개 비트 내에서 "10" 또는 "01"인 비트를 획득하는 단계를 포함하는 프레임 동기 방법.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 생성된 데이터 패킷의 수를 기반으로 상기 수신된 입력 신호의 포맷을 판단하는 단계를 더 포함하는 프레임 동기 방법.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 데이터 패킷은 CRC12 코드를 포함하고, 상기 CRC12 코드를 기반으로 오류 검출을 수행하는 단계를 더 포함하는 프레임 동기 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    오류 검출 결과 CRC12가 0이 아닌 값이면 상기 데이터 패킷을 무시하는 단계를 더 포함하는 프레임 동기 방법.
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