KR101221799B1 - 전류감지 회로 및 이를 구비한 부스트 컨버터 - Google Patents

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Abstract

전류감지 회로 및 이를 구비한 부스트 컨버터가 개시되어 있다. 전류감지 회로는 스위칭 소자, 센싱 트랜지스터, 및 전류 센싱 증폭기를 구비하고, 스위칭 소자에 흐르는 전류를 센싱한다. 전류 센싱 증폭기는 부궤환 루프를 구비하고 스위칭 소자의 출력 전류와 센싱 트랜지스터의 출력전류의 차이를 이용하여 스위칭 소자의 출력 단자와 센싱 트랜지스터의 출력 단자의 전위를 동일하게 유지하고 센싱 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전류를 발생시킨다. 따라서, 전류감지 회로는 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류를 정확하게 감지할 수 있다.

Description

전류감지 회로 및 이를 구비한 부스트 컨버터{CURRENT SENSING CIRCUIT AND BOOST CONVERTER INCLUDING THE SAME}
도 1은 일반적인 전류미러 회로를 나타내는 회로도이다.
도 2는 일반적인 MOS 트랜지스터의 전류 대 전압의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 3은 종래의 전압-전류 변환회로의 하나의 예를 나타내는 회로도이다.
도 4는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 전류감지 회로를 나타내는 회로도이다.
도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 부스트 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 6은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 7은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 구동회로의 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 8은 도 5에 도시된 부스트 컨버터의 동작을 나타내는 타이밍도이다.
도 9는 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 10은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 11은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 12는 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 13은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
1000 : 부스트 컨버터
1100 : 전류감지 회로
1200 : 구동 회로
본 발명은 전류감지 회로 및 전류감지 방법에 관한 것으로, 특히 파워 소자에 흐르는 전류를 감지하는 전류감지 회로 및 전류감지 방법에 관한 것이다.
전류 모드 DC-DC 컨버터는 컨버터를 구성하는 인덕터에 전류를 유도하기 위해 파워 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)을 구비한다. 파워 MOSFET은 펄스 형태의 제어전압에 응답하여 스위칭한다. 안정된 출력전압을 발생시키기 위해, 파워 MOSFET을 통해 흐르는 스위칭 전류가 감지되고 감지된 스위칭 전류는 전압의 형태로 변환되어 파워 MOSFET의 제어단자에 피드백된다. 파워 MOSFET을 통해 흐르는 스위칭 전류는 파워 MOSFET에 전류 미러 연결된(current-mirror-connected) 센싱 MOSFET에 의해 감지될 수 있다. 그런데, 파워 MOSFET의 드레인-소스 간의 전압이 변동하면 파워 MOSFET을 통해 흐르는 전류와 센싱 MOSFET에 흐르는 전류의 비가 달라질 수 있다.
도 1은 일반적인 전류미러 회로를 나타내는 회로도이고, 도 2는 일반적인 MOS 트랜지스터의 전류 대 전압의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 1을 참조하면, NMOS 트랜지스터(MN1)에는 전류원(IS)에 흐르는 전류가 흐르고, NMOS 트랜지스터(MN2)는 NMOS 트랜지스터(MN1)에 전류 미러 연결되어 있다(current-mirror-connected). 저항(R1)을 통해 NMOS 트랜지스터(MN2)에 흐르는 전류는 포화 영역에서는 NMOS 트랜지스터(MN1)에 흐르는 전류의 양과 동일하다. 도 2를 참조하면, 포화 영역(REG2)에서는 채널 길이 변조(channel length modulation) 효과를 무시하면 드레인-소스 간 전압(VDS)에 무관하게 MOS 트랜지스터의 드레인 전류(ID)는 일정하다. 그러나, 트라이오드 영역(REG1)에서는 드레인-소스 간 전압(VDS)에 따라 MOS 트랜지스터의 드레인 전류(ID)는 변화한다. 만일, NMOS 트랜지스터(MN1)가 트라이오드 영역에서 동작할 때, 도 1의 NMOS 트랜지스터(MN2)에 NMOS 트랜지스터(MN1)에 흐르는 전류와 동일한 양의 전류가 흐르기 위해서는 NMOS 트랜지스터(MN2)의 드레인-소스 간 전압(VDS2)은 NMOS 트랜지스터(MN1)의 드레인-소스 간 전압과 같아야 한다.
도 3은 종래의 전압-전류 변환회로의 하나의 예를 나타내는 회로로서, 미국등록특허 제5,519,310호에 개시되어 있다. 도 3을 참조하면, 전압-전류 변환회로는 PMOS(P-channel MOSFET) 트랜지스터들(MP11, MP12), NMOS 트랜지스터들(MN11~MN13), 연산증폭기들(OA1, OA2), 및 저항(R11)을 구비한다. 도 3의 회로에서, NMOS 트랜지스터(MN11)를 통해 흐르는 출력 전류(IOUT)는 NMOS 트랜지스터(MN11)에 전류 미러 연결된 NMOS 트랜지스터(MN12)에 의해 감지된다. NMOS 트랜지스터(MN12)를 통해 흐르는 전류는 PMOS 트랜지스터들(MP11, MP12)로 이루어진 전류 미러 회로에 제공되고, PMOS 트랜지스터들(MP12)에 흐르는 전류는 저항(R11)에 의해 전압신호로 바뀐다. 연산증폭기(OA1)는 입력 전압신호(VIN)와 피드백 전압신호(VF)의 차이를 증폭하여 NMOS 트랜지스터들(MN12, MN11)의 게이트에 인가된다. 연산증폭기(OA2)와 NMOS 트랜지스터(MN13)는 NMOS 트랜지스터(MN12)의 드레인-소스 간 전압을 NMOS 트랜지스터(MN11)의 드레인-소스 간 전압과 같아지도록 하여 결국 NMOS 트랜지스터(MN12)를 통해 흐르는 전류의 크기가 NMOS 트랜지스터(MN11)를 통해 흐르는 전류의 크기에 비례하도록 하는 기능을 한다.
그런데, 도 3에 도시된 종래의 전압-전류 변환회로에 포함되어 있는 전류감지 회로는 다음과 같은 단점이 있다.
도 3의 회로에 포함되어 있는 연산증폭기(OA2)의 공통모드 입력신호가 거의 접지전압(GND)에 가까운 값을 가진다. 따라서, 연산증폭기(OA2)로는 PMOS 입력 트랜지스터들을 구비하는 폴드형 캐스코드 증폭기(folded cascode amplifier) 등을 사용해야 한다. 이러한 구조의 증폭기의 과도 응답(transient response)은 정적 전 류(quiescent current), 즉 최대 출력전류가 제한되어 있을 때 느릴 수 있다. 도 3의 회로의 과도 응답을 빠르게 하려면, 정적 전류를 증가시켜야 한다. 일반적으로, 저전력 소모 응용에서는 최대 출력전류가 제한될 수 있다.
본 발명의 목적은 낮은 정적 전류를 가지고도 과도 응답이 빠르고 회로 구조가 간단한 전류감지 회로를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 낮은 정적 전류를 가지고도 과도 응답이 빠르고 회로 구조가 간단한 전류감지 회로를 구비한 부스트 컨버터를 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 전류감지 회로는 스위칭 소자, 센싱 트랜지스터, 및 전류 센싱 증폭기를 구비하고, 상기 스위칭 소자에 흐르는 전류를 센싱한다.
스위칭 소자는 출력노드와 제 1 기준전압원 사이에 결합되어 있고 게이트 제어 전압에 응답하여 상기 출력 노드를 풀 다운시킨다. 센싱 트랜지스터는 상기 스위칭 소자에 전류 미러 연결되어 있고(current-mirror-connected) 상기 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류에 비례하는 센싱 전류를 발생시킨다.
전류 센싱 증폭기는 부궤환 루프를 구비하고 상기 스위칭 소자의 출력 전류와 상기 센싱 트랜지스터의 출력전류의 차이를 이용하여 상기 스위칭 소자의 출력 단자인 출력 노드와 상기 센싱 트랜지스터의 출력 단자의 전위를 동일하게 유지하고 상기 센싱 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전류를 발생시킨다.
본 발명의 제 2 실시형태에 따른 전류감지 회로는 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 전류감지 회로 내에 상기 전류 센싱 증폭기를 초기 동작시키기 위한 스타트-업 회로를 더 구비한다.
본 발명의 제 3 실시형태에 따른 전류감지 회로는 상기 출력노드에서 상기 전류 센싱 증폭기로의 전류의 흐름을 방지하기 위해 본 발명의 제 1 실시형태에 따른 전류감지 회로에 블로킹 트랜지스터들을 더 구비한다.
본 발명의 하나의 실시형태에 따른 부스트 컨버터는 유도성 소자, 스위칭 소자, 전류감지 회로, 및 구동회로를 구비한다.
유도성 소자는 입력 노드와 제 1 노드 사이에 결합되어 있고 상기 제 1 노드에 제 1 전류를 제공한다. 스위칭 소자는 상기 제 1 노드와 제 1 기준전압원 사이에 결합되어 있고 게이트 제어신호에 응답하여 스위칭하고 상기 유도성 소자에 상기 제 1 전류를 유도한다. 전류감지 회로는 상기 스위칭 소자에 흐르는 스위칭 전류에 기초하여 제 1 센싱 전압을 발생시킨다. 구동회로는 상기 제 1 센싱 전압에 기초하여 상기 게이트 제어신호를 발생시킨다.
상기 전류감지 회로는 센싱 트랜지스터, 및 전류 센싱 증폭기를 구비한다.
센싱 트랜지스터는 상기 스위칭 소자에 전류 미러 연결되어 있고 상기 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류에 비례하는 센싱 전류를 발생시킨다.
전류 센싱 증폭기는 부궤환 루프를 구비하고 상기 스위칭 소자의 출력 전류와 상기 센싱 트랜지스터의 출력전류의 차이를 이용하여 상기 스위칭 소자의 출력 단자인 출력 노드와 상기 센싱 트랜지스터의 출력 단자의 전위를 동일하게 유지하 고 상기 센싱 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전류를 발생시킨다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명한다.
도 4는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 전류감지 회로를 나타내는 회로도이다. 도 4를 참조하면, 전류감지 회로는 NMOS 트랜지스터들(MN21~MN24), PMOS 트랜지스터들(MP21~MP23), 저항(R21), 및 전류원(IS1)을 구비한다.
NMOS 트랜지스터(MN21)와 NMOS 트랜지스터(MN22)는 게이트 제어 전압(VG)에 응답하여 스위칭하며 하나의 전류 미러 회로를 형성한다. NMOS 트랜지스터(MN24)와 PMOS 트랜지스터(MP21)는 각각 다이오드 연결된(diode-connected) 구조를 가진다. NMOS 트랜지스터(MN24)와 NMOS 트랜지스터(MN23)는 하나의 전류 미러 회로를 형성하고, PMOS 트랜지스터(MP21)와 PMOS 트랜지스터(MP22)는 또 하나의 전류 미러 회로를 형성한다. PMOS 트랜지스터(MP23)는 PMOS 트랜지스터(MP21)에 전류 미러 연결되어 있다(current-mirror-connected). 저항(R21)은 PMOS 트랜지스터(MP23)의 드레인과 접지전압(GND) 사이에 결합되고 센싱 전압(VSEN1)을 발생시킨다.
NMOS 트랜지스터(MN21)는 큰 전류를 구동할 수 있는 파워 MOSFET일 수 있고 NMOS 트랜지스터(MN22)는 센싱 MOSFET일 수 있다.
이하, 도 4의 전류감지 회로의 동작을 설명한다.
NMOS 트랜지스터(MN22)는 NMOS 트랜지스터(MN21)에 전류 미러 연결되어 있고 NMOS 트랜지스터(MN22)에는 NMOS 트랜지스터(MN21)에 흐르는 전류에 비례하는 전류가 흐른다. 전류원(IS1)은 NMOS 트랜지스터(MN21)가 턴 온되었을 때, NMOS 트랜지스터(MN21)에 전류를 공급한다.
반도체 집적회로로 구현했을 때, NMOS 트랜지스터(MN22)의 사이즈는 NMOS 트랜지스터(MN21)의 사이즈보다 매우 적을 수 있다. 예를 들면, NMOS 트랜지스터(MN22)와 NMOS 트랜지스터(MN21)의 사이즈 비는 1:N(N은 자연수)일 수 있다. NMOS 트랜지스터(MN22)는 NMOS 트랜지스터(MN21)에 흐르는 전류를 감지하고 센싱 전류를 발생시킨다. NMOS 트랜지스터(MN22)와 NMOS 트랜지스터(MN21)의 사이즈 비는 1:N일 때, NMOS 트랜지스터(MN22)에는 NMOS 트랜지스터(MN21)에 흐르는 전류의 1/N의 크기를 갖는 전류가 흐른다. NMOS 트랜지스터(MN22)와 NMOS 트랜지스터(MN21)는 일종의 저항으로 볼 수 있다. NMOS 트랜지스터(MN21)의 온 저항을 Ron이라 할 때, NMOS 트랜지스터(MN22)의 온 저항은 N×Ron이 된다.
NMOS 트랜지스터(MN24), NMOS 트랜지스터(MN23), PMOS 트랜지스터(MP21), 및 PMOS 트랜지스터(MP22)는 전류 센싱 증폭기를 형성한다. NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트 전압이 △V 만큼 증가하면, NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류는 △V/(N×Ron) 만큼 증가하고, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 전류는 △V/Ron 만큼 증가한다. NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인과 PMOS 트랜지스터(MP21)의 드레인이 서로 전기적으로 결합되어 있으므로, PMOS 트랜지스터(MP21)의 드레인 전류는 NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류와 동일하다. PMOS 트랜지스터(MP22)는 PMOS 트랜지스터(MP21)에 전류 미러 연결되어 있으므로, PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인 전류는 PMOS 트랜지스터(MP21)의 드레인 전류와 동일하다. 따라서, NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트 전압이 △V 만큼 증가하면, NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류가 △V/(N×Ron) 만큼 증가하고, PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인 전류도 △V/(N×Ron) 만큼 증가한다. 한편, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인과 PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인이 서로 전기적으로 결합되어 있으므로, NMOS 트랜지스터(MP24)의 드레인에는 PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인 전류와 동일한 전류가 흐르려고 할 것이다. 그러나, NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트 전압 △V 만큼 증가하면, NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류가 △V/(N×Ron) 만큼 증가할 때, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 전류는 △V/Ron 만큼 증가한다. 여기서, N 값이 매우 클 때, △V/(N×Ron) << △V/Ron의 관계가 성립되므로, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 노드의 전압은 감소한다. NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 노드의 전압이 낮아지면, NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트 전압(VG)이 낮아지고 NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류가 감소한다. NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류가 감소하면, PMOS 트랜지스터(MP21)의 드레인과 PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인에 흐르는 전류도 감소한다. 따라서, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 노드의 전압이 감소하려고 할 것이다. 그러나, NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트 전압이 △V 만큼 감소하면, NMOS 트랜지스터(MN23)의 드레인 전류가 △V/(N×Ron) 만큼 감소할 때, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 전류는 △V/Ron 만큼 감소한다. 여기서, N 값이 매우 클 때, △V/(N×Ron) << △V/Ron의 관계가 성립되므로, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 노드의 전압은 증가한다.
상기와 같이, NMOS 트랜지스터(MN24), NMOS 트랜지스터(MN23), PMOS 트랜지스터(MP21), 및 PMOS 트랜지스터(MP22)로 구성된 전류 센싱 증폭기는 부궤환 루프(negative feedback loop)를 가지는 부궤환 증폭기로서 동작한다. 이러한 부궤환 루프에 의해 PMOS 트랜지스터(MP22)의 드레인 전류와 NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 전류는 같아지고, NMOS 트랜지스터(MN24)의 드레인 노드는 안정화된 일정한 전압을 가진다. 또한, NMOS 트랜지스터(MN24), NMOS 트랜지스터(MN23), PMOS 트랜지스터(MP21), 및 PMOS 트랜지스터(MP22)로 이루어진 부궤환 루프에 의해 NMOS 트랜지스터(MN23)를 통해 흐르는 전류의 크기는 NMOS 트랜지스터(MN24)를 통해 흐르는 전류의 크기와 같아진다. 따라서, NMOS 트랜지스터(MN23)의 게이트-소스 간 전압은 NMOS 트랜지스터(MN24)의 게이트-소스 간 전압과 동일하게 된다. 결국, 전류 센싱 트랜지스터의 기능을 하는 NMOS 트랜지스터(MN22)의 드레인-소스 간 전압의 크기는 파워 MOSFET인 NMOS 트랜지스터(MN21)의 드레인-소스 간 전압의 크기와 동일하게 된다. NMOS 트랜지스터(MN21)의 사이즈는 NMOS 트랜지스터(MN22)의 사이즈의 N 배이므로, NMOS 트랜지스터(MN21)를 통해 흐르는 전류의 크기의 1/N인 전류가 NMOS 트랜지스터(MN22)를 통해 흐른다.
도 4의 전류감지 회로에 포함된 MOS 트랜지스터들(MN23, MN24, MP21, MP22)로 구성된 전류 센싱 증폭기는 하나의 폴(pole)을 가지므로 보상 커패시터를 추가하지 않아도 된다. 스위칭 소자(MN21)의 온 저항을 Ron, 센싱 트랜지스터(MN22)의 온 저항을 N×Ron이라 할 때, 전류감지 회로의 루프이득(Aloop)은 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[ 수학식 1]
Figure 112005066715217-pat00001
여기서, gm24는 MN24의 트랜스컨덕턴스를, gm23는 MN23의 트랜스컨덕턴스를, ro22는 MN22의 출력저항을, ro24는 MN24의 출력저항을 각각 나타낸다.
루프 이득이 낮으면, 스위칭 트랜지스터에 흐르는 전류와 센싱전류의 비가 일정하지 않을 수 있다. 따라서, 전류감지 회로의 이득이 크고, MN24의 트랜스컨덕턴스(gm24)와 MN23의 트랜스컨덕턴스(gm23)가 큰 것이 바람직하다.
도 5는 본 발명의 하나의 실시예에 따른 부스트 컨버터를 나타내는 회로도이다.
도 5를 참조하면, 부스트 컨버터(1000)는 인덕터(L1), 스위칭 소자(MN31), 전류감지 회로(1100), 및 구동회로(1200)를 구비한다. 또한, 부스트 컨버터(1000)는 다이오드(D1), 커패시터(CO), 부하 저항(RO), 저항들(RS1, RS2), 및 직류 전압원(VS)을 구비한다.
인덕터(L1)는 노드(ND)에 전류(IL)를 발생시키며, 스위칭 소자(MN31)가 오프되었을 때 인덕터(L1)에 흐르는 전류(IL)는 다이오드(D1)를 통해 흐르는 다이오드 전류(ID)가 된다. 다이오드 전류(ID)는 커패시터(CO)에 저장된다. 저항(RO)은 부하저항이다. 스위칭 소자(MN31)는 노드(ND)에 결합되어 있고 게이트 제어신호(VG)에 응답하여 스위칭하고 인덕터(L1)에 전류(IL)를 유도한다.
전류감지 회로(1100)는 스위칭 소자(MN31)의 드레인과 게이트에 연결되어 있으며, 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 스위칭 전류(ISW)에 기초하여 센싱 전압(VSEN1)을 발생시켜 구동회로(1200)에 제공한다. 구동회로(1200)는 센싱 전압들(VSEN1, VSEN2)에 기초하여 게이트 제어전압(VG)을 발생시킨다.
도 6은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로(1100)의 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다.
도 6을 참조하면, 전류감지 회로(1100)는 도 4에 도시된 본 발명의 하나의 실시예에 따른 전류감지 회로와 유사한 구조를 가진다. 도 6의 전류감지 회로에는 도 4의 전류원(IS1) 대신 인덕터(도 5의 L1)를 통해 흐르는 전류(IL)가 도시되어 있고, NMOS 트랜지스터(MN34)와 PMOS 트랜지스터(MP32)에 각각 병렬 연결된 다이오드들(D11, D12)을 구비한다. 다이오드(D11)와 다이오드(D12)는 각각 NMOS 트랜지스터(MN34)와 PMOS 트랜지스터(MP32)의 드레인과 소스 사이에 기생적으로 생기는 다이오드이다.
따라서, NMOS 트랜지스터(MN31)가 턴온되어 있을 때 인덕터 전류(IL)가 NMOS 트랜지스터(MN31)에 제공된다. 다이오드(D11)와 다이오드(D12)는 NMOS 트랜지스터(MN31)가 오프 되었을 때, 인덕터 전류(IL)의 일부가 전원전압(VDD)으로 흐르는 경로를 제공한다. 전류감지 회로의 전원전압(VDD)은 부스트 컨버터(도 5의 1000)의 입력전압(VIN)일 수 있다.
도 7은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 구동회로(1200)의 하나의 실시예를 나타내는 회로도이다. 도 7을 참조하면, 구동회로(1200)는 오차 증폭기(1210), 비교기(1220), 플립플롭(1230)을 구비한다. 또한, 구동회로(1200)는 오차 증폭기(1210)의 출력신호를 저역통과 필터링하는 저항(RC1)과 커패시터(CC1)를 구비한다.
이하, 도 7의 구동회로(1200)의 동작을 설명한다.
도 5를 다시 참조하면, 컨버터의 출력전압(VOUT)은 저항들(RS1, RS2)에 의해 분배되어 센싱 전압(VSEN2)으로서 구동회로(1200)에 인가된다. 도 7을 참조하면, 오차 증폭기(1210)는 센싱 전압(VSEN2)을 기준전압(VREF1)과 비교하고 증폭한다. 비교기(1220)는 오차 증폭기(1210)의 출력신호와 전류감지 회로(도 5의 1100)의 출력신호인 센싱 전압(VS1)을 서로 비교한다. 플립플롭(1230)은 SR 플립플롭일 수 있으며, 클럭신호(CLK)에 의해 세트되고, 비교기(1220)의 출력신호에 의해 리세트된다. 구동회로(1200)의 출력신호인 게이트 제어전압(VG)은 스위칭 소자(도 5의 MN31)의 게이트와 전류감지 회로(도 5의 1100)에 인가된다.
도 8은 도 5에 도시된 부스트 컨버터의 동작을 나타내는 타이밍도이다. 도 8에서, VG는 게이트 제어전압의 파형을, IL은 인덕터(L1)를 통해 흐르는 전류의 파형을, ISW는 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류의 파형을, ID는 다이오드(D1)를 통해 흐르는 전류의 파형을, VX는 노드(ND)(다이오드(D1)의 입력단자)의 전압 파형을, VIN은 부스트 컨버터(1000)의 입력전압의 파형을, VOUT은 부스트 컨버터(1000)의 출력전압의 파형을 각각 나타낸다.
도 8을 참조하면, VG는 소정의 듀티를 가지는 펄스파이며, VG가 로직"하이"인 구간에는 스위칭 소자(도 5의 MN31)가 온 상태이며, VG가 로직"로우"인 구간에는 스위칭 소자(도 5의 MN31)는 오프 상태이다. IL은 VG가 로직"하이"인 구간에는 시간의 경과에 따라 선형으로 증가하며, VG가 로직"로우"인 구간에는 시간의 경과에 따라 선형으로 감소한다. ISW는 VG가 로직"하이"인 구간에는 시간의 경과에 따라 선형으로 증가하며 VG가 로직"로우"인 구간에는 약 0V를 가진다. ID는 VG가 로 직"하이"인 구간에는 약 0V를 가지고, VG가 로직"로우"인 구간에는 시간의 경과에 따라 선형으로 감소한다. VX는 VG가 로직"하이"인 구간에는 로직"로우"를 가지고, VG가 로직"로우"인 구간에는 로직"하이"를 가진다. 부스트 컨버터(1000)의 출력전압(VOUT)은 부스트 컨버터(1000)의 입력전압(VIN)보다 높은 DC 전압이다. 예를 들면, VIN은 5V이고 VOUT은 10V일 수 있다.
이하, 도 5 내지 도 8을 참조하여 본 발명의 하나의 실시예에 따른 부스트 컨버터의 동작을 설명한다.
도 5의 부스트 컨버터(1000)는 직류 입력전압(VIN)을 승압시켜 안정된 출력전압을 발생시킨다. 입력전압(VIN)은 DC 전압이며, AC 전압을 정류하고 평활하여 얻을 수 있다. 스위칭 소자(MN31)는 큰 전류를 흘릴 수 있는 소자로서 파워 MOSFET 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)로 구성될 수 있다. 출력노드(NOUT)에 안정된 출력전압(VOUT)을 발생시키기 위해서, 부스트 컨버터(1000)는 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 전류(ISW)와 출력전압(VOUT)을 센싱한다. 부스트 컨버터(1000)는 저항(RS1)과 저항(RS2)에 의해 분배된 전압을 센싱 전압(VSEN2)으로서 피드백시키고, 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 전류(ISW)에 비례하는 전압을 센싱 전압(VSEN1)으로서 피드백시킨다. 스위칭 소자(MN31)에는 게이트 제어전압(VG)에 응답하여 변화하는 전류가 흐른다. 스위칭 소자(MN31)가 온되어 있을 때 인덕터 전류(IL)는 스위칭 소자(MN31)의 드레인으로 유입된다.
도 6을 참조하면, 감지 회로(1100)는 스위칭 소자(MN31)에 전류 미러 연결된 센싱 트랜지스터(MN32)와 전류 센싱 증폭기를 구비하고 스위칭 소자(MN31)에 흐르 는 전류에 비례하는 센싱 전압(VSEN1)을 발생시킨다. 센싱 트랜지스터(MN32)는 스위칭 소자(MN31)보다 훨씬 작은 사이즈를 가지며, 센싱 트랜지스터(MN32)를 통해 흐르는 전류는 스위칭 소자(MN31)를 통해 흐르는 전류보다 훨씬 적다. 전류 센싱 증폭기는 NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34), 및 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)을 구비하고, 부궤환 루프(negative feedback loop)를 가진다. 전류 센싱 증폭기는 스위칭 소자(MN31)를 통해 흐르는 전류와 센싱 트랜지스터(MN32)를 통해 흐르는 전류의 차이를 이용해서 스위칭 소자(MN31)의 드레인(노드 ND)과 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인의 전위를 동일하게 유지시킨다. 전류 센싱 증폭기는 NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)로 구성된 전류미러 회로와 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류미러 회로가 직렬 연결된 구조를 가진다. 따라서, NMOS 트랜지스터(MN33)를 통해 흐르는 전류의 변화보다 NMOS 트랜지스터(MN34)를 통해 흐르는 전류의 변화가 훨씬 크기 때문에 NMOS 트랜지스터(MN34)의 게이트 및 드레인의 전위는 안정된 일정한 값을 가진다.
따라서, 도 6에 도시된 전류감지 회로는 센싱 트랜지스터(MN32), 및 NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)과 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류 센싱 증폭기를 구비함으로써, 스위칭 소자(MN31)의 드레인-소스 간 전압과 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인-소스 간 전압을 동일게 유지하고 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 전류에 정확히 비례하는 전류를 발생시키고, 이 전류에 비례하는 센싱 전압(VSEN1)을 발생시킨다. 구동회로(1200)는 센싱 전압(VSEN1)과 센싱전압(VSEN2)에 기초하여 게이트 제어전압(VG)을 발생시킨다. 센싱 전압(VSEN1)이 정확하면 게이트 제어전압 (VG)이 정확하게 되고 스위칭 소자(MN31)를 정확하게 제어할 수 있다.
도 9는 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로로서, 도 6의 전류감지 회로에 스타트업 회로가 추가된 회로이다. 따라서, 도 6에 도시된 전류감지 회로와 동일한 동작의 설명은 여기서 생략한다.
스타트업 회로는 전류 센싱 증폭기를 초기 동작시키는 회로로서 전류원(ISTA)으로 구성된다. NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)과 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류 센싱 증폭기를 안전하게 스타트시키기 위해 NMOS 트랜지스터(MN33)의 드레인과 접지전압 사이에 전류원(ISTA)이 삽입되었다. 전류 센싱 증폭기를 스타트시키기 위해 공급되는 스타트 업(start-up) 전류는 전류 센싱 에러를 줄이기 위해 센싱 트랜지스터(MN32)를 통해 흐르는 전류보다 작게 설계하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 스타트 업(start-up) 전류는 약 1uA일 수 있다.
도 10은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로로서, 도 6의 전류감지 회로에 스타트업 회로가 추가된 회로이다. 도 10의 전류감지 회로는 도 9의 전류감지 회로에서 스타트-업 회로의 위치만 다르고 나머지 부분은 동일하다. 따라서, 도 9에 도시된 전류감지 회로와 동일한 동작의 설명은 여기서 생략한다.
NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)과 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류 센싱 증폭기를 안전하게 스타트시키기 위해 NMOS 트랜지스터(MN34)의 드레인과 전원전압(VDD) 사이에 전류원(ISTA)이 삽입되었다.
도 11은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로로서, 도 6의 전류감지 회로에 블로킹 트랜지스터들(MN35, MN36)이 추가된 회로이다.
도 11을 참조하면, 감지 회로(1100)는 NMOS 트랜지스터들(MN31~MN34), 블로킹 트랜지스터들(MN35, MN36), PMOS 트랜지스터들(MP31~MP33), 저항(R31)을 구비한다.
스위칭 소자(MN31)와 센싱 트랜지스터(MN32)는 게이트 제어 전압(VG)에 응답하여 스위칭하며 하나의 전류 미러 회로를 형성한다. NMOS 트랜지스터(MN36)는 스위칭 소자(MN31)의 드레인에 연결된 소스와 스위칭 소자(MN31)의 게이트에 연결된 게이트를 가진다. 블로킹 트랜지스터(MN35)는 NMOS 트랜지스터로 구성되어 있고 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인에 연결된 소스와 센싱 트랜지스터(MN32)의 게이트에 연결된 게이트를 가진다. 블로킹 트랜지스터(MN36)는 NMOS 트랜지스터로 구성되어 있고 스위칭 소자(MN31)의 드레인에 연결된 소스와 스위칭 소자(MN31)의 게이트에 연결된 게이트를 가진다. NMOS 트랜지스터(MN34)와 PMOS 트랜지스터(MP31)는 각각 다이오드 연결된(diode-connected) 구조를 가진다. NMOS 트랜지스터(MN34)와 NMOS 트랜지스터(MN33)는 하나의 전류 미러 회로를 형성하고, PMOS 트랜지스터(MP31)와 PMOS 트랜지스터(MP32)는 또 하나의 전류 미러 회로를 형성한다. PMOS 트랜지스터(MP33)는 PMOS 트랜지스터(MP31)에 전류 미러 연결되어 있다(current-mirror-connected). 저항(R31)은 PMOS 트랜지스터(MP33)의 드레인과 접지전압(GND) 사이에 결합되고 센싱 전압(VSEN1)을 발생시킨다.
스위칭 소자(MN31)는 큰 전류를 구동할 수 있는 파워 MOSFET일 수 있고 센싱 트랜지스터(MN32)는 스위칭 소자(MN31)보다 훨씬 작은 NMOS 트랜지스터로 구성될 수 있다.
이하, 도 11의 전류감지 회로의 동작을 설명한다.
센싱 트랜지스터(MN32)는 스위칭 소자(MN31)에 전류 미러 연결되어 있고 센싱 트랜지스터(MN32)에는 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 전류에 비례하는 전류가 흐른다.
다이오드(D11)와 다이오드(D12)는 각각 NMOS 트랜지스터(MN34)와 PMOS 트랜지스터(MP32)의 드레인과 소스 사이에 기생적으로 생기는 다이오드이다.
NMOS 트랜지스터(MN31)가 턴온되어 있을 때 인덕터 전류(IL)가 NMOS 트랜지스터(MN31)에 제공된다. 다이오드(D11)와 다이오드(D12)는 NMOS 트랜지스터(MN31)가 오프 되었을 때, 인덕터 전류(IL)의 일부가 전원전압(VDD)으로 흐르는 경로를 제공한다. 전류감지 회로의 전원전압(VDD)은 부스트 컨버터(도 5의 1000)의 입력전압(VIN)일 수 있다.
도 11에서, NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34), 및 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)은 전류 센싱 증폭기이며 부궤환 루프를 가진다. 전류 센싱 증폭기의 동작은 도 6을 참조하여 상술한 바와 같으므로 여기서 그 설명을 생략한다. 도 11의 전류 전류감지 회로(1100)는 블로킹 트랜지스터들(MN35, MN36)을 구비하여 스위칭 소자(MN31)가 오프되었을 때, 인덕터 전류(IL)의 일부가 기생 다이오드들(D11, D12)을 통해 전원전압(VDD)으로 흐르는 것을 방지한다.
인덕터 전류(IL)의 일부가 다이오드(D11)를 통해 전원전압(VDD)을 향해 흐르면, NMOS 트랜지스터(MN34)의 드레인의 전위가 변화되고, 스위칭 소자(MN31)와 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인 상의 전위가 동일하지 않을 수도 있다. 결국, 센싱 트랜지스터(MN32)를 통해 흐르는 전류는 스위칭 소자(MN31)에 흐르는 전류에 비례하지 않을 수도 있다. 도 11에 도시된 바와 같이, 블로킹 트랜지스터(MN36)를 NMOS 트랜지스터(MN34)와 스위칭 소자(MN31)의 드레인(노드(ND)) 사이에 연결하면, 인덕터 전류(IL)의 일부가 기생 다이오드들(D11, D12)을 통해 전원전압(VDD)으로 흐르지 못한다. 그 이유는 블로킹 트랜지스터(MN36)의 게이트는 스위칭 소자(MN31)의 게이트에 연결되어 있으므로 , 스위칭 소자(MN31)가 오프되었을 때 블로킹 트랜지스터(MN36)도 오프되어 인덕터 전류(IL)의 일부가 기생 다이오드(D11)로 흐르지 못하기 때문이다. 또한, 블로킹 트랜지스터(MN36)를 NMOS 트랜지스터(MN34)의 소스와 스위칭 소자(MN31)의 드레인 사이에 삽입하면, 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인과 스위칭 소자(MN31)의 드레인의 전위가 서로 동일하지 않을 수 있으므로, NMOS 트랜지스터(MN33)의 소스와 센싱 트랜지스터(MN32)의 드레인 사이에 블로킹 트랜지스터(MN35)를 삽입하였다. 블로킹 트랜지스터(MN35)의 게이트는 스위칭 소자(MN31)의 게이트에 연결되어 있으므로, 스위칭 소자(MN31)가 오프되었을 때 블로킹 트랜지스터(MN35)도 오프된다. 즉, 블로킹 트랜지스터(MN35)는 블로킹 트랜지스터(MN36)가 턴온될 때 턴온되고, 블로킹 트랜지스터(MN36)가 턴오프될 때 턴오프된다. 블로킹 트랜지스터(MN35)의 벌크와 블로킹 트랜지스터(MN36)의 벌크에는 접지전압을 인가하여 벌크-소스 사이 또는 벌크-드레인 사이에 역방향 바이어스가 인가되도록 한 다.
도 12는 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로로서, 도 11의 전류감지 회로에 스타트업 회로가 추가된 회로이다. 따라서, 도 11에 도시된 전류감지 회로와 동일한 동작의 설명은 여기서 생략한다.
스타트업 회로는 전류 센싱 증폭기를 초기 동작시키는 회로로서 전류원(ISTA)으로 구성된다. NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)과 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류 센싱 증폭기를 안전하게 스타트시키기 위해 NMOS 트랜지스터(MN33)의 드레인과 접지전압 사이에 전류원(ISTA)이 삽입되었다.
도 13은 도 5의 부스트 컨버터에 포함되어 있는 전류감지 회로의 또 다른 하나의 실시예를 나타내는 회로로서, 도 11의 전류감지 회로에 스타트업 회로가 추가된 회로이다. NMOS 트랜지스터들(MN33, MN34)과 PMOS 트랜지스터들(MP31, MP32)로 구성된 전류 센싱 증폭기를 안전하게 스타트시키기 위해 NMOS 트랜지스터(MN34)의 드레인과 전원전압(VDD) 사이에 전류원(ISTA)이 삽입되었다. 전류 센싱 증폭기를 스타트시키기 위해 공급되는 스타트 업(start-up) 전류는 전류 센싱 에러를 줄이기 위해 센싱 트랜지스터(MN32)를 통해 흐르는 전류보다 작게 설계하는 것이 바람직하다. 예를 들면, 스타트 업(start-up) 전류는 약 1uA일 수 있다.
도 13의 전류감지 회로는 도 12의 전류감지 회로와 스타트 업 회로의 위치만 다르고 나머지는 동일하므로, 도 13의 회로의 동작에 대한 설명을 생략한다.
상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 전류감지 회로는 전류 센싱 증폭기를 가지는 간단한 회로를 구비하여 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류를 정확하게 감지할 수 있다. 전류 센싱 증폭기는 부궤환 루프를 가지며 스위칭 소자의 출력단자와 센싱 트랜지스터의 출력단자의 전위를 동일하게 유지할 수 있으므로, 스위칭 소자에 흐르는 전류에 정확히 비례하는 센싱전류를 발생시킬 수 있다 따라서, 본 발명에 따른 전류감지 회로를 구비한 부스트 컨버터는 안정된 출력전압을 발생시킬 수 있다.

Claims (29)

  1. 출력노드와 제 1 기준전압원 사이에 결합되어 있고 게이트 제어 전압에 응답하여 상기 출력 노드를 풀 다운시키는 스위칭 소자;
    상기 스위칭 소자에 전류 미러 연결되어 있고 상기 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류에 비례하는 센싱 전류를 발생시키기 위한 센싱 트랜지스터;
    부궤환 루프를 구비하고 상기 스위칭 소자의 출력 전류와 상기 센싱 트랜지스터의 출력전류의 차이를 이용하여 상기 스위칭 소자의 출력 단자인 출력 노드와 상기 센싱 트랜지스터의 출력 단자의 전위를 동일하게 유지하고 상기 센싱 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전류를 발생시키는 전류 센싱 증폭기;
    상기 스위칭 소자의 출력단자와 상기 전류 센싱 증폭기 사이에 결합된 제 1 블로킹 트랜지스터; 및
    상기 센싱 트랜지스터의 출력단자와 상기 전류 센싱 증폭기 사이에 결합된 제 2 블로킹 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 전류 센싱 증폭기는
    상기 스위칭 소자의 출력단자에 연결되어 있는 제 1 출력단자를 가지는 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터의 제어단자와 상기 제 1 트랜지스터의 제 2 출력단자에 연결되어 있는 제어단자와 상기 센싱 트랜지스터의 출력단자에 연결되어 있는 제 1 출력단자를 가지는 제 2 트랜지스터;
    상기 제 2 트랜지스터의 제 2 출력단자에 공통 연결된 제 1 출력단자와 제어단자를 가지고 제 2 기준전압원에 연결된 제 2 출력단자를 가지는 제 3 트랜지스 터; 및
    상기 제 3 트랜지스터의 제어단자에 연결된 제어단자와 상기 제 1 트랜지스터의 제 2 출력단자에 연결된 제 1 출력단자와 상기 제 2 기준전압원에 연결된 제 2 출력단자를 가지는 제 4 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 NMOS 트랜지스터이고 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 전류 센싱 증폭기는
    상기 부궤환 루프를 이용하여 상기 제 1 트랜지스터의 게이트-소스 간 전압과 상기 제 2 트랜지스터의 게이트-소스 간 전압을 동일하게 유지하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 전류 센싱 증폭기에 전류미러 연결되어 있는 제 1 트랜지스터; 및
    상기 제 1 트랜지스터에 흐르는 전류를 전압으로 변환하기 위해 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 1 기준전압원 사이에 결합된 제 1 저항을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 전류 센싱 증폭기를 초기 동작시키기 위한 스타트-업 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 스타트-업 회로가 공급하는 스타트-업 전류는 상기 센싱 전류보다 낮은 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  8. 삭제
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 블로킹 트랜지스터의 제어단자는 상기 스위칭 소자의 제어단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 블로킹 트랜지스터의 벌크는 상기 제 1 기준전압원에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 스위칭 소자가 턴 온 되었을 때 외부에서 상기 출력 노드에 유도성 전류가 공급되는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  12. 제 1 항에 있어서, 상기 센싱 트랜지스터의 사이즈는 상기 스위칭 소자의 사이즈보다 작은 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  13. 제 1 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는 파워 MOSFET 또는 IGBT인 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  14. 입력 노드와 제 1 노드 사이에 결합되어 있고 상기 제 1 노드에 제 1 전류를 제공하는 유도성 소자;
    상기 제 1 노드와 제 1 기준전압원 사이에 결합되어 있고 게이트 제어전압에 응답하여 스위칭하고 상기 유도성 소자에 상기 제 1 전류를 유도하는 스위칭 소자;
    상기 스위칭 소자에 흐르는 스위칭 전류에 기초하여 제 1 센싱 전압을 발생시키는 전류감지 회로; 및
    상기 제 1 센싱 전압에 기초하여 상기 게이트 제어신호를 발생시키는 구동 회로를 구비하고, 상기 전류감지 회로는
    상기 스위칭 소자에 전류 미러 연결되어 있고 상기 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류에 비례하는 센싱 전류를 발생시키기 위한 센싱 트랜지스터;
    부궤환 루프를 구비하고 상기 스위칭 소자의 출력 전류와 상기 센싱 트랜지스터의 출력전류의 차이를 이용하여 상기 스위칭 소자의 출력 단자인 출력 노드와 상기 센싱 트랜지스터의 출력 단자의 전위를 동일하게 유지하고 상기 센싱 트랜지스터를 통해 흐르는 전류에 비례하는 전류를 발생시키는 전류 센싱 증폭기;
    상기 스위칭 소자의 출력단자와 상기 전류 센싱 증폭기 사이에 결합된 제 1 블로킹 트랜지스터; 및
    상기 센싱 트랜지스터의 출력단자와 상기 전류 센싱 증폭기 사이에 결합된 제 2 블로킹 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 전류 센싱 증폭기는
    상기 스위칭 소자의 출력단자에 연결되어 있는 제 1 출력단자를 가지는 제 1 트랜지스터;
    상기 제 1 트랜지스터의 제어단자와 상기 제 1 트랜지스터의 제 2 출력단자에 연결되어 있는 제어단자와 상기 센싱 트랜지스터의 출력단자에 연결되어 있는 제 1 출력단자를 가지는 제 2 트랜지스터;
    상기 제 2 트랜지스터의 제 2 출력단자에 공통 연결된 제 1 출력단자와 제어단자를 가지고 제 2 기준전압원에 연결된 제 2 출력단자를 가지는 제 3 트랜지스터; 및
    상기 제 3 트랜지스터의 제어단자에 연결된 제어단자와 상기 제 1 트랜지스터의 제 2 출력단자에 연결된 제 1 출력단자와 상기 제 2 기준전압원에 연결된 제 2 출력단자를 가지는 제 4 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 트랜지스터는 NMOS 트랜지스터이고 상기 제 3 및 제 4 트랜지스터는 PMOS 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 전류 센싱 증폭기는
    상기 부궤환 루프를 이용하여 상기 제 1 트랜지스터의 게이트-소스 간 전압과 상기 제 2 트랜지스터의 게이트-소스 간 전압을 동일하게 유지하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  18. 제 14항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 전류 센싱 증폭기에 전류미러 연결되어 있는 제 1 트랜지스터; 및
    상기 제 1 트랜지스터에 흐르는 전류에 비례하는 상기 제 1 센싱 전압을 발생시키기 위하여 상기 제 1 트랜지스터와 상기 제 1 기준전압원 사이에 결합된 제 1 저항을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  19. 제 14 항에 있어서, 상기 부스트 컨버터는
    상기 제 1 노드와 컨버터 출력 노드 사이에 결합되어 있고 상기 컨버터 출력 노드에 출력전압을 발생시키는 다이오드;
    상기 컨버터 출력 노드와 상기 제 1 기준전압원 사이에 결합되어 있는 커패시터; 및
    상기 컨버터 출력 노드와 상기 제 1 기준 전압원 사이에 결합되어 있고 상기 출력전압을 분배하여 제 2 센싱 전압을 발생시키는 전압 분배 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  20. 제 14 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 전류 센싱 증폭기를 초기 동작시키기 위한 스타트-업 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  21. 삭제
  22. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 블로킹 트랜지스터의 제어단자는 상기 스위칭 소자의 제어단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  23. 제 14 항에 있어서, 상기 센싱 트랜지스터의 사이즈는 상기 스위칭 소자의 사이즈보다 작은 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  24. 제 14 항에 있어서, 상기 스위칭 소자는 파워 MOSFET 또는 IGBT인 것을 특징으로 하는 부스트 컨버터.
  25. 출력노드와 제 1 기준전압 사이에 결합되어 있고 게이트 제어 전압에 응답하여 출력 노드를 풀 다운시키는 스위칭 소자;
    상기 스위칭 소자에 전류 미러 연결되어 있고 상기 스위칭 소자를 통해 흐르는 전류에 비례하는 센싱 전류를 발생시키기 위한 센싱 트랜지스터;
    드레인과 게이트가 서로 전기적으로 연결되어 있고 상기 출력 노드에 결합된 소스를 가지는 제 1 NMOS 트랜지스터;
    상기 센싱 트랜지스터의 출력단자에 결합된 소스와 상기 제 1 NMOS 트랜지스터의 게이트에 결합된 게이트를 가지는 제 2 NMOS 트랜지스터;
    제 2 기준전압에 결합된 소스와 상기 제 2 NMOS 트랜지스터의 드레인에 공통 연결된 게이트 및 드레인을 가지는 제 1 PMOS 트랜지스터;
    상기 제 2 기준전압에 결합된 소스와 상기 제 1 PMOS 트랜지스터의 게이트에 결합된 게이트와 상기 제 1 NMOS 트랜지스터의 드레인에 결합된 드레인을 가지는 제 2 PMOS 트랜지스터;
    상기 스위칭 소자의 출력단자와 상기 제 1 NMOS 트랜지스터의 소스 사이에 결합된 제 1 블로킹 트랜지스터; 및
    상기 센싱 트랜지스터의 출력단자와 상기 제 2 NMOS 트랜지스터의 소스 사이에 결합된 제 2 블로킹 트랜지스터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 제 1 PMOS 트랜지스터에 전류미러 연결되는 제 1 트랜지스터; 및
    상기 제 1 트랜지스터에 흐르는 전류를 전압으로 변환하기 위해 상기 제 1 트랜지스터와 제 2 전원전압 사이에 결합된 제 1 저항을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  27. 제 25 항에 있어서, 상기 전류감지 회로는
    상기 전류감지 회로를 초기 동작시키기 위한 스타트-업 회로를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
  28. 삭제
  29. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 블로킹 트랜지스터의 제어단자는 상기 스위칭 소자의 제어단자에 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 전류감지 회로.
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