KR101190053B1 - 데이터 전송률 향상을 위한 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기 - Google Patents

데이터 전송률 향상을 위한 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기 Download PDF

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Abstract

인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기가 제공된다. 본 인지 무선 송신기는 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하고, 짝수 부반송파 그룹 및 홀수 부반송파 그룹 중 사용 가능한 개수가 많은 부반송파 그룹을 데이터 전송을 위한 부반송파로 선택한다. 이에 따라, 인지 무선 송신기는 OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 전송하여 데이터를 송신할 수 있게 된다.

Description

데이터 전송률 향상을 위한 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기 {Cognitive radio transmitter and receiver for improving data transfer rate}
본 발명은 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 전파 환경에 적합하게 무선 통신을 수행하는 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기에 관한 것이다.
인지 무선(CR : Cognitive Radio) 통신 기술은 전파 환경을 측정하여 측정된 전파 환경에 적합하게 무선 기기의 운용 파라미터를 설정함으로써, 현재 전파 환경에 적합하게 동작하게 하는 무선 기술을 나타낸다. 예를 들어, 인지 무선 통신 기술이 적용된 무선 기기는 전송 용량을 채널 특성에 맞게 최대화, 기기 간 간섭 최소화, 다른 기종 시스템 간에 상호 동작성 촉진, 또는 비사용 주파수를 찾아서 1차 사용자가 사용하지 않는 시간에 이용하는 기술을 적용할 수 있게 된다.
인지 무선 통신 기술에는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : Orthogonal Frequency Division Multiplexing)가 적용될 수 있다. 이와 같은 OFDM 기반의 인지 무선 시스템에는 신호의 다중화를 위해 FFT(Fast Fourier Transform) 및 IFFT(Inverse FFT)를 이용한다. 또한, FFT의 계산량 감소를 위해 FFT Pruning 기법이 이용될 수 있다.
FFT Pruning 기법을 적용할 경우 부분적으로 0의 데이터가 입력되는 IFFT/FFT 구조에서 0의 데이터가 관련되는 부분은 계산하지 않기 때문에, 무선 기기는 총 연산량 감소에 따른 처리 시간 단축 효과를 얻을 수 있다. 그러나, 0의 데이터가 존재하는 부분은 데이터 조합 경우 수가 다양하기 때문에, FFT 연산을 위한 회로 설계가 복잡해지게 된다.
이와 같이, FFT Pruning 기법을 이용할 경우, 무선 기기는 값이 0인 데이터가 없을 경우 전체 부반송파를 이용해야하기 때문에 하드웨어의 크기 감소 효과는 없다. 반면, 0의 데이터 수가 증가하면, 무선 기기는 연산량이 감소되고, 따라서 연산으로 인해 소요되는 처리 시간 및 전력을 감소할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
그러나, 데이터 전송율 측면에서 보면 연산량의 감소로 처리 시간이 단축되었지만, 수신단이 OFDM 심볼 한 주기에 해당하는 IFFT 모든 출력 신호가 도착할 때까지 기다려야하기 때문에, 무선 기기의 데이터 전송율 증대 효과는 얻을 수 없다는 문제점이 있다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은, 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하고, 짝수 부반송파 그룹 및 홀수 부반송파 그룹 중 사용 가능한 개수가 많은 부반송파 그룹을 데이터 전송을 위한 부반송파로 선택하는 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선 송신기는, 복수개의 채널의 부반송파들의 사용가능 여부 정보를 검출하는 스펙트럼 센싱부; 상기 검출된 부반송파 사용 가능여부 정보를 이용하여, 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하고, 짝수 부반송파 그룹 및 홀수 부반송파 그룹 중 사용 가능한 개수가 많은 부반송파 그룹을 선택하는 비교부; 상기 비교부에 의해 선택된 부반송파 그룹을 입력 데이터 송신을 위한 부반송파로 할당하고, 입력 데이터를 할당된 부반송파에 변조하는 부반송파 할당부; 상기 부반송파 할당부에서 출력되는 신호를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 처리하는 IFFT 처리부; 및 상기 IFFT 처리된 신호를 외부로 송신하는 송신부;를 포함한다.
그리고, 상기 비교부는, 짝수 부반송파와 홀수 부반송파 중 사용 가능한 부반송파가 많은 그룹에 대한 사용 가능 부반송파 개수 정보 및 사용 가능한 부반송파의 채널 정보를 상기 부반송파 할당부로 전송한다.
또한, 상기 부반송파 할당부는, OFDM(직교 주파수 분할 다중화 : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반으로 데이터를 할당된 부반송파에 변조하고, 변조된 신호를 멀티플렉싱할 수도 있다.
그리고, 상기 IFFT 처리부는, 상기 부반송파 할당부에서 출력되는 신호를 Split-radix FFT pruning 기법을 이용하여 IFFT처리할 수도 있다.
또한, 상기 IFFT 처리부는, Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 수행할 수도 있다.
그리고, 상기 IFFT 처리부는, Pruning matrix를 생성하는 Pruning matrix 생성부; 및 상기 생성된 pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT 처리를 수행하는 Split-radix FFT부;를 포함할 수도 있다.
또한, 상기 IFFT 처리부는, OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 출력할 수도 있다.
그리고, 상기 IFFT 처리부는, 하나의 부반송파의 하나의 심볼구간 T에 대해, 0 ~ T/2 구간동안 제1 데이터에 대한 절반의 심볼구간 신호를 전송하고, T/2 ~ T 구간동안 제2 데이터에 대한 절반의 심볼구간 신호를 전송할 수도 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선 수신기는, 하나의 부반송파의 하나의 심볼 주기에 두개의 심볼 데이터가 절반씩 포함된 신호를 수신하는 수신부; 및 상기 수신된 신호를 FFT 처리하는 FFT 처리부;를 포함한다.
그리고, 상기 FFT 처리부는, 하나의 심볼 구간동안 수신된 신호를 절반으로 분리하고, 절반에 해당되는 수신신호를 하나의 심볼에 해당되는 신호로 복원할 수도 있다.
또한, 상기 FFT 처리부는, 수신된 신호가 짝수 부반송파에 의해 수신된 경우, 심볼의 절반에 해당되는 신호를 2배로 처리하여 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원할 수도 있다.
그리고, 상기 FFT 처리부는, 수신된 신호가 홀수 부반송파에 의해 수신된 경우, 심볼의 절반에 해당되는 신호에
Figure 112010063327017-pat00001
를 곱하여 2배로 처리함으로써 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원할 수도 있다.
또한, 상기 FFT 처리부는, 복원된 신호에 대해 Split-radix FFT pruning 기법을 이용하여 FFT 처리를 수행할 수도 있다.
그리고, 상기 FFT 처리부는, Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 수행할 수도 있다.
본 발명의 다양한 실시예에 따르면, 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하고, 짝수 부반송파 그룹 및 홀수 부반송파 그룹 중 사용 가능한 개수가 많은 부반송파 그룹을 데이터 전송을 위한 부반송파로 선택하는 인지 무선 송신기 및 인지 무선 수신기를 제공할 수 있게 되어, 인지 무선 송신기는 OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 전송하여 데이터를 송신할 수 있게 된다. 따라서, 인지 무선 송신기는 나머지 절반의 심볼 구간에 대해서는 다른 심볼에 대한 신호를 추가로 출력 및 전송할 수 있게 되어, 데이터 전송률을 향상시킬 수 있게 된다.
또한, 인지 무선 송신기는 Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 구현하기 때문에 회로 설계를 간단하고 효율적으로 할 수 있게 된다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선(CR : Cognitive Radio) 송신기의 구조를 도시한 도면,
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선(CR : Cognitive Radio) 수신기의 구조를 도시한 도면,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8개의 포인트를 가진 Split-radix FFT pruning 구조의 예를 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른, Split-radix IFFT에 pruning을 구현하기 위하여 Pruning matrix가 이용된 FFT 처리부의 구조가 도시된 도면,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, SDF SRFFT BF 제어부의 회로 구조를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른, Pruning matrix 제어부(312)의 회로구조를 도시한 도면,
도 6a 내지 도 6d는 본 발명의 일 실시예에 따른, IFFT 출력 신호를 그래프로 도시한 도면,
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른, 다양한 종류의 1024-point FFT 알고리즘들의 복소 곰셈 개수를 비교한 그래프,
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른, 비어있는 부반송파의 확률밀도 분포를 도시한 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선(CR : Cognitive Radio) 송신기(100)의 구조를 도시한 도면이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 인지 무선 송신기는 스펙트럼 센싱부(110), 비교부(120), 부반송파 할당부(130), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 처리부(140), 및 송신부(150)를 포함한다.
스펙트럼 센싱부(110)는 현재 인지 무선 송신기(100)가 위치한 장소의 전파에 대한 스펙트럼 상태를 감지한다. 구체적으로, 스펙트럼 센싱부(110)는 다양한 채널의 부반송파들이 특정 기기에 의해 사용중인지 아닌지 여부를 감지한다. 그리고, 스펙트럼 센싱부(110)는 다른 기기에 의해 사용중이 아닌 부반송파를 사용 가능한 부반송파로 판단하게 된다.
그리고, 스펙트럼 센싱부(110)는 다양한 채널의 부반송파의 사용가능 여부 정보를 비교부(120)로 출력하게 된다.
인지 무선 통신기술에서 스펙트럼 센싱 기술은 1차 사용자에 의해 점유되어 사용되고 있는 부반송파인지 사용되지 않는 부반송파인지 여부를 판별하는 가장 핵심적인 주파수 자원 공유 기술에 해당된다. 스펙트럼 센싱 기술은 비협력 스펙트럼 감지 기법 및 협력 스펙트럼 감지 기법이 있다.
이와 같이, 스펙트럼 센싱부(110)는 이와 같은 스펙트럼 검출 기법을 이용하여 다양한 채널의 부반송파들이 다른 기기에 의해 사용중인지 여부를 감지하게 된다.
비교부(120)는 스펙트럼 센싱부(110)로부터 수신된 부반송파 사용 가능여부 정보를 이용하여, 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교한다. 여기에서, 짝수 부반송파는 낮은 주파수의 채널순으로 짝수번째에 해당되는 부반송파를 나타낸다. 그리고, 홀수 부반송파는 낮은 주파수의 채널 순으로 홀수번째에 해당되는 부반송파를 나타낸다.
예를 들어, 짝수번째 부반송파들의 합은 아래의 수식 1과 같이 표현할 수 있다.
[수식 1]
Figure 112010063327017-pat00002
여기에서, 2m은 짝수번째의 부반송파에 실린 입력신호임을 나타내고 있다.
또한, 홀수번째 부반송파들의 합은 아래의 수식 2와 같이 표현할 수 있다.
[수식 2]
Figure 112010063327017-pat00003
여기에서, 2m+1은 홀수번째 부반송파에 실린 입력신호임을 나타내고 있다.
이와 같이, 비교부(120)는 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하여, 짝수 부반송파와 홀수 부반송파 중 사용 가능한 부반송파의 개수가 더 많은 것이 어떤 것인지 판단한다. 그리고, 비교부(120)는 개수가 더 많은 그룹의 부반송파를 데이터 송신을 위한 부반송파로 선택하게 된다.
그리고, 비교부(120)는 사용 가능한 부반송파의 개수가 많은 부반송파에 대한 정보를 부반송파 할당부(130)로 전송하게 된다. 여기에서, 비교부(120)는 짝수 부반송파와 홀수 부반송파 중 사용 가능한 부반송파가 많은 그룹에 대한 사용 가능 부반송파 개수 정보 및 사용 가능한 부반송파의 채널 정보를 부반송파 할당부(130)로 전송하게 된다.
예를 들어, 사용 가능한 짝수 부반송파가 3개이고 사용 가능한 홀수 부반송파가 2개인 경우, 비교부(120)는 송신을 위한 부반송파로 짝수 부반송파를 선택하고, 짝수 부반송파가 3개라는 정보 및 3개의 짝수 부반송파에 대한 각각의 채널 정보를 부반송파 할당부(130)로 전송하게 된다.
부반송파 할당부(130)는 짝수 부반송파 및 홀수 부반송파 중 비교부(120)에 의해 선택된 부반송파 그룹을 입력 데이터 송신을 위한 부반송파로 할당한다. 그리고, 부반송파 할당부(130)는 입력 데이터를 각각의 부반송파에 변조하고, 멀티플렉싱하여 IFFT 처리부(140)로 전송하게 된다.
이 때, 부반송파 할당부(130)는 OFDM(직교 주파수 분할 다중화 : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반으로 데이터를 할당된 부반송파에 변조한다. 그리고, 부반송파 할당부(130)는 OFDM을 기반으로 변조된 신호를 멀티플렉싱하게 된다.
IFFT 처리부(140)는 멀티플렉싱된 신호를 IFFT 처리를 하게 된다. 그리고, IFFT 처리부(140)는 데이터 송신을 위해 IFFT 처리된 신호를 출력하게 된다. 이 때, IFFT 처리부(140)는 IFFT의 연산량 감소를 위해 Split-radix FFT pruning 기법이 적용된다. 이 때, 본 실시예에 따른 IFFT 처리부(140)는 pruning을 위한 하드웨어 설계를 효율적으로 하기 위해, Pruning matrix를 이용하게 된다. 이와 같이, IFFT 처리부(140)는 Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 구현하기 때문에 회로 설계를 간단하고 효율적으로 할 수 있게 된다. Pruning matrix의 구현 및 관련 회로에 관하여는 추후 상세히 설명하도록 한다.
또한 IFFT 처리부(140)는 OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 출력한다. 홀수 부반송파만을 이용하거나 또는 짝수 반송파만을 이용하여 IFFT 처리된 송신 신호는 하나의 OFDM 심볼 신호 구간 T시간 중 절반이 대칭을 이루게 된다. 즉, IFFT 처리된 송신신호는 0 ~ T/2 시간에 해당되는 신호와 T/2 ~ T 시간에 해당되는 신호가 서로 대칭을 이루게 된다. 따라서, IFFT 처리부(140)가 0 ~ T/2 시간에 해당되는 신호만을 송신하더라도, 수신단에서는 대칭성을 이용하여 나머지 T/2 ~ T 시간에 해당되는 신호를 복원할 수 있게 된다. 따라서, IFFT 처리부(140)는 OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을(즉, 0 ~ T/2 시간에 해당되는 신호만을) 출력한다.
따라서, IFFT 처리부(140)는 하나의 심볼에 해당되는 신호를 0 ~ T/2 시간만 출력하고, 나머지 T/2 ~ T 시간 동안에는 다른 심볼에 해당되는 신호를 출력할 수 있게 된다. 이를 통해, IFFT 처리부(140)는 데이터 전송율을 증가시킬 수 있게 된다.
송신부(150)는 IFFT 처리부(140)에서 IFFT 처리된 신호를 외부 기기에 무선으로 송신하게 된다.
이와 같은 구조의 인지 무선 송신기(100)는 데이터 송신을 위해 IFFT 처리된 신호를 출력하게 된다. 특히, 인지 무선 송신기(100)는 OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 출력하게 되므로, 나머지 심볼 구간에 대해서는 다른 심볼에 대한 신호를 추가로 출력 및 전송할 수 있게 된다. 또한, 인지 무선 송신기(100)는 Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 구현하기 때문에 회로 설계를 간단하고 효율적으로 할 수 있게 된다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 인지 무선(CR : Cognitive Radio) 수신기(200)의 구조를 도시한 도면이다. 도 1b에 도시된 바와 같이, 인지 무선 수신기(200)는 수신부(210) 및 FFT 처리부(220)를 포함한다.
수신부(210)는 인지 무선 송신기(100)로부터 IFFT 처리되어 전송되는 신호를 수신한다. 이때, 수신부(210)는 하나의 심볼 주기에 두개의 데이터가 포함된 신호를 수신하게 된다.
FFT 처리부(220)는 수신된 신호를 FFT 처리하게 된다. FFT 처리부(220)는 우선 OFDM 심볼의 한 주기에 대해 절반씩 신호를 분리한다. 그리고, FFT 처리부(220)는 심볼의 절반에 해당되는 신호를 이용하여 하나의 심볼에 해당되는 신호로 복원하게 된다.
구체적으로, 수신된 신호가 짝수 부반송파에 의해 수신된 경우, FFT 처리부(220)는 심볼의 절반에 해당되는 신호를 2배로 처리하여 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원한다. 그리고, 수신된 신호가 홀수 부반송파에 의해 수신된 경우, FFT 처리부(220)는 심볼의 절반에 해당되는 신호에
Figure 112010063327017-pat00004
를 곱하여 2배로 처리함으로써 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원하게 된다.
그 후에, FFT 처리부(220)는 복원된 신호에 대해 Split-radix FFT pruning 기법을 이용하여 FFT 처리를 수행하게 된다. 또한, FFT 처리부(220)는 Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 수행하게 된다.
이와 같이, 인지 무선 수신기(200)는 하나의 부반송파에 대해 하나의 심볼 구간에 2개의 데이터를 수신하게 된다. 따라서, 인지 무선 수신기(200)는 데이터 수신율을 증가시킬 수 있게 된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8개의 포인트를 가진 Split-radix FFT pruning 구조의 예를 도시하고 있다.
Split-radix FFT pruning 기법은 연산량이 적은 Split-radix FFT 구조에서 최종 단계의 출력 X(k)를 구하기 위하여 필요한 값들만 연산하고 불필요한 연산들은 수행하지 않는 기법에 해당된다.
도 2에 도시된 바와 같이, X(0)과 X(1)만이 연산의 대상이 될 경우, Split-radix FFT pruning 은 실선으로 된 부분의 연산과정만 처리하게 된다. 그리고, X(2) ~ X(7)의 값들을 구하는데 필요한 점선으로 된 부분의 연산과정은 처리하지 않게 된다.
이와 같이, Split-radix FFT의 N개의 출력 중에서 0이 아닌 임의의 L개의 0이 아닌 출력들만 구하려하고 하는 상태에서, L=2d, L<N=2r 이라고 가정하면, Split-radix FFT pruning 알고리즘은 Split-radix FFT구조에서 처음 d개의 단계들을 그대로 두고 남은 (r-d)개의 단계들을 개조시켜 (N-L)개의 0인 입력에 의하여 생기는 불필요한 계산을 수행하지 않게 하게 된다.
따라서, Split-radix FFT pruning 기법에 따르면, 인지 무선 송신기(100)는 0인 입력에 의해 생기는 불필요한 연산을 수행하지 않기 때문에, FFT의 연산 속도를 향상시킬 수 있게 된다.
한편, IFFT 처리부(140)는 pruning matrix를 이용하여 회로가 설계되게 된다. 즉, IFFT 처리부(140)는 Split-radix IFFT에 pruning을 사용하기 위하여 Pruning matrix을 사용하였으며 Pruning matrix의 효율적인 하드웨어 설계를 통하여 Split-radix IFFT pruning를 구현하게 된다. IFFT와 FFT는 서로 역의 관계에 해당되므로, 이하에서는 FFT를 기반으로 설명한다. 하지만, Split-radix FFT pruning에 대한 설명을 참고하여, Split-radix IFFT pruning의 경우를 유추해낼 수 있음은 물론이다. 그리고, 인지 무선 기기는 인지 무선 송신기 또는 인지 무선 수신기를 나타낸다.
크기가 N(N = 2r)인 Split-radix FFT의 경우, 인지 무선 기기는 N×r 인 pruning matrix (Mi)를 생성한다. pruning matrix (Mi)의 개개의 원소들은 split-radix FFT 구조의 매개 노드들과 연관된다. 따라서, 인지 무선 기기는 매개 노드에서 회전인자를 곱하기 전에 대응되는 행렬의 원소 값을 체크하고, 그 노드에서 회전인자를 곱할 것인가 또는 곱하지 않을 것인가를 결정하게 된다.
Pruning matrix (Mi)는 0이 아닌 FFT의 출력 값들의 위치에 의하여 만들어진다. Pruning matrix의 마지막 열은 출력 값들과 연관된다. 따라서, 만약 출력 값이 0이 아니면 상응하는 행의 마지막 열의 원소 값은 1이 되고, 출력값이 0인 경우에 상응하는 행의 마지막 열의 원소 값은 0이 된다.
이와 같이, 인지 무선 기기는 마지막 열(즉, r번째 열)의 값들을 결정하고, 이 r번째 열로부터 (r-1) 번째 열의 값들을 구하게 된다. 인지 무선 기기는 먼저 마지막 열의 원소들을 2개씩 N/2개의 그룹으로 묶고, 매개 그룹의 원소 중에 값이 1인 원소가 있으면 r-1번째 열의 상응하는 두 원소들을 1로하고 아니면 0으로 한다.
유사한 방식으로, 인지 무선 기기는 (r-k)번째 열을 생성하려면 (r-k+1)번째 열의 원소들을 2k개씩 N/2k개의 그룹으로 묶고 매개 그룹 원소들 중에 1이 있으면 번째 열의 상응하는 개의 원소들을 1로하고 아니면 0으로 하여 행렬을 만들게 된다. 이와 같은 과정에 의해 생성된 행렬이 pruning matrix가 된다.
아래의 수식 3에 기재된 Mi은 도 2와 같이, X(0)과 X(1)만 0이 아닌 경우에 대한 Split-radix FFT pruning 구조에 상응하는 pruning matrix를 나타낸다.
[수식 3]
Figure 112010063327017-pat00005
이하에서는, 도 3을 참고하여, Split-radix FFT에 pruning을 구현하기 위하여 Pruning matrix가 이용된 FFT 처리부(도 1의 IFFT 처리부(140)와 역관계에 해당됨)에 대해 설명한다. 도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른, Split-radix IFFT에 pruning을 구현하기 위하여 Pruning matrix가 이용된 FFT 처리부의 구조가 도시된 도면이다. 도 3에 도시된 바와 같이, FFT 처리부는 Pruning matrix 생성부(310) 및 Split-radix FFT부(320)를 포함한다.
Pruning matrix 생성부(310)는 복수개의 Pruning matrix 제어부(312)들 및 지연부(314)로 구성된다. 이 때, Pruning matrix 제어부(312)들 및 지연부(314)들의 개수는 Pruning matrix의 열의 개수와 동일하다. 도 3에서 Pruning matrix 제어부(312)는 SDF(Single-path Delay Feedback) Pruning matrix로 기재되어 있다.
도 3에 도시된 바와 같이 pruning matrix 생성부(310)는 pruning matrix의 마지막 열에 해당되는 가장 오른쪽에 위치한 Pruning matrix 제어부(312)에 스펙트럼 센싱 결과 부반송파의 사용가능 여부에 대한 데이터가 입력된다. 즉, 가장 오른쪽에 위치한 Pruning matrix 제어부(312)에는 대응되는 부반송파가 사용 가능한 경우 0이 아닌 값이 입력되고, 사용 불가 상태인 경우는 0이 입력된다.
이를 통해, Pruning matrix 생성부(310)는 pruning matrix의 마지막 두 번째 열의 원소들이 생성되고 마지막 두 번째 열의 원소들로 마지막 세 번째 열의 원소들을 생성하며 이런 규칙에 따라 모든 열의 원소들을 생성한다. 그리고, 도 3에서, 이렇게 생성된 pruning matrix 원소들로 매개 노드에서 회전인자의 곱셈과정을 실행 할 것인가를 결정하는데, 도 3의 pruning matrix 생성부(310)에서는 이 과정을 AND 게이트(316)를 통하여 구현하였다. 만약 pruning matrix의 원소 값이 1이면 AND 게이트(316)의 출력 값은 회전인자 값(318)으로 되고, pruning matrix의 원소 값이 0이면 AND 게이트(316)의 출력 값은 0으로 되어 회전인자의 곱셈과정을 생략하게 된다.
Split-radix FFT부(320)는 상기와 같이 처리된 회전인자 값(318)들을 split-radix FFT butterfly 연산 결과와 곱하게 된다. 도 3에 도시된 바와 같이, Split-radix FFT부(320)는 복수의 SDF SRFFT BF(Single-path Delay Feedback Split-radix FFT Butterfly) 제어부(322), 지연부(324), 및 곱셈기(326)들로 구성된다. 그리고, 가장 왼쪽의 SDF SRFFT BF 제어부(322)는 입력값인 x(n)에 split-radix FFT butterfly 연산을 수행하게 된다. 그리고, 왼쪽부터 차례대로 출력되는 split-radix FFT butterfly 연산 결과가 곱셈기(326)를 거쳐 회전인자 값(318)과 곱해지고, 다시 다음 SDF SRFFT BF 제어부(322)에 의해 split-radix FFT butterfly 연산을 반복하게 된다. 이와 같은 과정을 거쳐, Split-radix FFT부(320)는 입력된 x(n)으로부터 FFT가 수행된 X(k)를 출력하게 된다.
이 때, Pruning matrix 생성부(310)에 의해 처리된 회전인자 값(318)들이 split-radix FFT butterfly 연산 결과와 곱해지는 과정에서 동기화가 필요하며, Pruning matrix 생성부(310)의 지연부(314)와 Split-radix FFT부(320)의 지연부(324)에 의해 동기화가 실행된다.
예를 들어, k번째 열(즉, k 번째 스테이지)에 대해 필요한 delay는 다음의 수식 4과 같이 표현된다.
[수식 4]
Figure 112010063327017-pat00006
이하에서는, 도 4를 참고하여 SDF SRFFT BF 제어부(322)의 회로 구조에 대해 설명한다. 도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른, SDF SRFFT BF 제어부(322)의 회로 구조를 도시한 도면이다.
도 4에서, R-2 BF(400)는 radix-2 FFT Butterfly 연산을 수행한다. 도 4에 도시된 바와 같이, Split-Radix FFT구조는 일반적인 radix-2 FFT구조와 비교했을 때 덧셈과 뺄셈의 위치가 불규칙적이다. 따라서, 도 4에 도시된 바와 같이, 2개의 제어회로가 필요하다. 제1 제어회로(410)는 뺄셈의 실행 타이밍을 제어한다. 그리고, 제2 제어회로(420)는 덧셈의 실행 타이밍을 제어하게 된다. 이와 같이, SDF SRFFT BF 제어부(322)는 제1 제어회로(410) 및 제2 제어회로(420)를 이용하여 덧셈과 뺄셈의 실행을 제어하게 된다.
이하에서는, 도 5를 참고하여, Pruning matrix 제어부(312)의 회로 구조에 대해 설명한다. 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른, Pruning matrix 제어부(312)의 회로구조를 도시한 도면이다.
도 5에 도시된 바와 같이, Pruning matrix 제어부(312)는 Pruning matrix의 원소들을 생성하기 위하여 매개 열의 원소들을 그룹으로 묶는다. 구체적으로, r개의 열중에 k번째 열은 2r-k+1개 원소씩 묶는다. 이렇게 묶은 그룹 중에 값이 1인 원소가 있으면 k-1번째의 열에 상응하는 원소들 값은 1로 되고 아니면 0으로 된다. 여기에서, 매개 그룹에 1이 있는가를 처리하는 과정은 도 5에 도시된 OR게이트(500)에 의해 실행된다.
상술한 바와 같이, Split-radix FFT에 pruning을 구현하기 위하여 Pruning matrix가 이용된 FFT 처리부는 도 3 내지 도 5의 회로에 의해 구현될 수 있다. 특히, Split-radix FFT의 처리회로 구현에 Pruning matrix가 이용되었기 때문에 더욱 간단한 회로를 설계할 수 있게 된다. 또한, 이와 같은 회로 구조에 기초하여 도 1의 IFFT 처리부(140)를 구현할 수도 있음은 물론이다.
이와 같이, 도 1의 인지 무선 송신기(100)는 스펙트럼 센싱부(110)에서 감지된 부반송파의 정보를 이용하여 짝수 부반송파와 홀수 부반송파의 개수를 비교한다. 그리고, 인지 무선 송신기(100)의 부반송파 할당부(130)는 숫자가 많은 짝수 또는 홀수 부반송파 그룹을 선택한 후, 선택된 부반송파 그룹의 각 부반송파에 대응되는 입력측에 전송 데이터를 할당하게 된다.
이하에서는, 도 6a 내지 도 6d를 참고하여, IFFT 출력 신호의 대칭성에 대해 설명한다. 도 6a 내지 도 6d는 본 발명의 일 실시예에 따른, IFFT 출력 신호를 그래프로 도시한 도면이다.
도 6a는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8 point IFFT의 한 심볼에 대한 짝수 부반송파의 sine항의 합에 대한 그래프를 도시한 도면이다. 도 6a에서 가로축은 한 주기의 심볼을 나타낸다. 도 6a에 도시된 바와 같이, 짝수 부반송파의 sine항의 합은 심볼 주기의 절반(x축값이 0.5인 지점)을 중심으로 부호가 바뀐 대칭임을 확인할 수 있다.
도 6b는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8 point IFFT의 한 심볼에 대한 짝수 부반송파의 cosine항의 합에 대한 그래프를 도시한 도면이다. 도 6b에서 가로축은 한 주기의 심볼을 나타낸다. 도 6b에 도시된 바와 같이, 짝수 부반송파의 cosine항의 합은 심볼 주기의 절반(x축값이 0.5인 지점)을 중심으로 대칭임을 확인할 수 있다.
도 6c는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8 point IFFT의 한 심볼에 대한 홀수 부반송파의 sine항의 합에 대한 그래프를 도시한 도면이다. 도 6c에서 가로축은 한 주기의 심볼을 나타낸다. 도 6c에 도시된 바와 같이, 홀수 부반송파의 sine항의 합은 심볼 주기의 절반(x축값이 0.5인 지점)을 중심으로 부호가 바뀐 대칭임을 확인할 수 있다.
도 6d는 본 발명의 일 실시예에 따른, 8 point IFFT의 한 심볼에 대한 홀수 부반송파의 cosine항의 합에 대한 그래프를 도시한 도면이다. 도 6d에서 가로축은 한 주기의 심볼을 나타낸다. 도 6d에 도시된 바와 같이, 홀수 부반송파의 cosine항의 합은 심볼 주기의 절반(x축값이 0.5인 지점)을 중심으로 대칭임을 확인할 수 있다.
이와 같이, 짝수 부반송파만을 이용한 IFFT 출력 신호 또는 홀수 부반송파만을 이용한 IFFT 신호는 심볼 주기의 절반 지점을 중심으로 대칭이거나 부호가 바뀐 대칭인 것을 확인할 수 있다. 따라서, 인지 무선 송신기(100)가 홀수 부반송파만 또는 짝수 부반송파만을 이용하여 한 심볼에 대해 절반의 신호만 송신하더라도, 수신기는 한 심볼에 대한 절반의 신호를 이용하여 한 심볼에 해당되는 신호를 대칭성을 이용하여 복원해낼 수 있게 된다.
이하에서는, 이와 같은 대칭성에 대해, 수식을 이용하여 증명해보고자 한다.
IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112010063327017-pat00007
입력 신호가 복소수일 때 다음과 같이 전개된다.
Figure 112010063327017-pat00008
Figure 112010063327017-pat00009
상기 Xn값이 대한 sin항 및 cosin항에 대한 그래프가 도 6a 내지 도 6d의 그래프에 해당된다.
이하에서는 짝수 부반송파 및 홀수 부반송파에 대한 대칭성을 수식으로 증명해본다.
짝수 부반송파의 경우는 다음과 같다.
Figure 112010063327017-pat00010
Figure 112010063327017-pat00011
이와 같이, xp+N/2가 xp와 동일한 값이 되므로, 짝수 부반송파에 대해서는 IFFT 출력이 심볼의 절반이 되는 지점에 대해 대칭이 된다는 점을 확인할 수 있다.
홀수 부반송파의 경우는 다음과 같다.
Figure 112010063327017-pat00012
Figure 112010063327017-pat00013
이와 같이, xp+N/2가 -xp와 동일한 값이 되므로, 홀수 부송파에 대해서는 IFFT 출력이 심볼의 절반이 되는 지점에 대해 부호가 바뀐 대칭이 된다는 점을 확인할 수 있다.
위에서 설명한 바와 같이 홀수 부반송파들만으로 또는 짝수 부반송파들만으로 구성된 입력은 IFFT 출력 신호가 대칭성을 가지고 반복되므로, 인지 무선 송신기(100)는 홀수 부반송파와 짝수 부반송파의 입력이 섞인 일반적인 IFFT 신호와 달리, 심볼의 반 주기의 신호만으로 데이터의 전송이 가능하게 된다.
만약 비사용 부반송파(즉, 사용 가능한 부반송파)의 홀수 부반송파 갯수가 n, 짝수 부반송파 갯수가 m이라면(m >n 가정), 일반적인 IFFT로 처리한 OFDM 한 심볼 주기동안 보낼 수 있는 데이터의 숫자는 n+m 이다.
하지만, 본 실시예에 따르면, m 이 더 큰 수이므로, 인지 무선 송신기(100)는 개수가 더 많은 그룹인 m개의 짝수 부반송파들만을 할당하여 데이터를 송신하게 된다. 이 때, 인지 무선 송신기(100)는 한 심볼의 데이터를 절반의 심볼 주기를 이용하여 전송하기 때문에, 한 심볼 주기동안 데이터를 2번 전송할 수 있게 된다. 따라서, 인지 무선 송신기(100)는 m개의 짝수 부반송파들을 이용하여 한 심볼주기동안 데이터를 2번 전송하기 때문에, 하나의 심볼주기동안 2m개의 데이터를 전송하게 된다.
이와 같이, 본 실시예에 따른 인지 무선 송신기(100)는 한 심볼주기 동안 2m개의 데이터를 전송한다. 반면, 일반적인 IFFT 처리를 통해 전송하는 경우, 송신기는 한 주기동안 n+m개의 데이터를 전송하게 된다. 여기에서, 2m > n+m이므로, 본실시예에 따른 인지 무선 송신기(100)의 한 심볼 주기에 전송하는 데이터의 수가 더 많은 것을 알 수 있다.
따라서, 인지 무선 송신기(100)는 짝수 부반송파만을 이용하거나 홀수 부반송파만을 이용함으로써 데이터 전송율을 향상시킬 수 있게 된다.
이와 같이, 송신단에서 짝수 또는 홀수 부반송파들을 이용하여 IFFT처리 된 송신신호는 OFDM 하나의 심볼 신호구간 T시간동안 0~T/2 시간에 해당하는 신호와 T/2~T시간에 해당하는 신호가 대칭성을 가지고 반복된다. 따라서 수신기에서는 송신부의 OFDM 하나의 심볼신호 전체를 수신하지 않고 0~T/2 시간에 해당하는 신호만 수신하여 FFT처리를 하게 된다.
이 경우 FFT 사이즈는 1/2로 감소하여 연산시간이 종래의 방법보다 1/2로 감소하게 된다. 또한, 본 실시예에 따르면, 인지 무선 송신기(100)는 T/2~T시간에 다른 데이터를 연속하여 전송할 수 있으므로 데이터 전송율을 증가시킬 수 있게 된다. 이를 수식으로 입증하면 다음과 같다.
짝수 부반송파의 경우:
Figure 112010063327017-pat00014
Figure 112010063327017-pat00015
Figure 112010063327017-pat00016
Figure 112010063327017-pat00017
위 수식에서 확인할 수 있듯이, 수신기에서의 DFT처리결과는 송신기에서 전송한 데이터 값의 1/2로 출력된다. 따라서, 수신기는 FFT 결과를 2배로 복원 처리하여 송신기로부터 수신한 데이터 값을 복원할 수 있게 된다.
이하에서는, 홀수 부반송파의 경우를 설명한다.
홀수 부반송파의 경우:
Figure 112010063327017-pat00018
Figure 112010063327017-pat00019
Figure 112010063327017-pat00020
Figure 112010063327017-pat00021
상기 수식에서 확인할 수 있는 바와 같이, 홀수 부반송파의 경우, 수신기는 수신된 IFFT 신호에
Figure 112010063327017-pat00022
를 곱하여 처리하면 짝수의 경우와 같은 과정을 거쳐 본래의 신호를 복원할 수 있다.
상기 살펴본 바와 같이, 인지 무선 송신기(100)는 짝수 부반송파들만을 이용하거나 홀수 부반송파들만을 이용하여 심볼 구간의 절반에 해당되는 신호만을 전송하게 된다. 그러면, 수신기는 심볼 구간의 절반에 해당되는 신호를 이용하여 하나의 심볼 구간에 해당되는 신호를 복원하게 된다.
본 실시예에 따른 인지 무선 송신기(100)는 이와 같은 원리를 이용하여 Split-radix FFT pruning의 연산량을 감소할 수 있게 된다. 이에 대해, 도 7을 참고하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른, 다양한 종류의 1024-point FFT 알고리즘들의 복소 곰셈 개수를 비교한 그래프에 해당된다.
이 그림에서 가로축은 0이 아닌 출력의 개수를 표시하고 세로축은 복소 곱셈의 개수를 표시한다. L의 개수가 적을수록 모든 Pruning 알고리즘이나 Transform decomposition 알고리즘은 일반적인 FFT알고리즘보다 연산량이 훨씬 적고 split-radix FFT pruning 기법이 다른 알고리즘보다 연산량이 적다는 것을 볼 수 있다.
또한 이 그래프로부터 radix-2 FFT pruning기법은 radix-2 FFT를 sub-transform에 적용한 transform decomposition 보다 연산량이 적다는 것을 볼 수 있다. 때문에 이 그래프에는 비록 split-radix FFT pruning의 복소 곱셈의 개수가 평균값으로 그려져 있지만 split-radix FFT pruning은 split-radix FFT를 sub-transform에 사용한 transform decomposition보다 연산량이 적다는 것을 알 수 있다.
즉, 도 7에 의해, 본 실시예에 따른, split-radix FFT pruning 기법이 연산량이 가장 적은 것을 확인할 수 있게 된다.
이하에서는, 도 8을 참고하여, 비어있는 부반송파(즉, 사용 가능한 부반송파)의 확률밀도 분포에 대해 설명한다. 도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른, 비어있는 부반송파의 확률밀도 분포를 도시한 도면이다.
일반적으로 OFDM기반 인지 무선(cognitive radio) 기술에서 비어있는 부반송파의 개수는 도 8의 (a)와 같이 비어있는 부반송파의 평균 개수가 m인 가우시안 분포(정규분포)를 갖는다. 그리고 스펙트럼 센싱 후 비어있는 부반송파의 최대 개수가 m일 때, 비어있는 짝수 부반송파의 개수분포는 도 8의 (b)와 같이 평균개수가 m/2인 0에서 m사이에 균일분포를 갖는다.
본 실시예에 따르면, 홀수 부반송파 개수와 짝수 부반송파 개수를 비교한 후 개수가 많은 그룹의 부반송파들을 선택하여, 하나의 심볼 구간에 2번에 거쳐 데이터를 전송할 수 있게 된다. 따라서, 본 실시예에 따른 경우, 도 8의 (c)와 같이, 비어있는 부반송파의 개수는 m/2보다 크며, 평균값이 3m/4이고, m/2에서 m까지의 균일한 분포특성을 갖게 된다.
즉, 스펙트럼 센싱한 후 비어있는 부반송파를 이용하여 데이터를 전송하는 일반적인 방식(도 8의 (b))보다, 본 실시예에 따른, 개수가 많은 짝수 또는 홀수 부반송파그룹을 선택하여 OFDM 심볼의 한 주기 동안 데이터를 2번 전송을 하는 방식(도 8의 (c))을 이용할 경우 평균 데이터 전송율이 향상되는 것을 확인할 수 있게 된다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
100 : 인지 무선 송신기 110 : 스펙트럼 센싱부
120 : 비교부 130 ; 부반송파 할당부
140 : IFFT 처리부 150 : 송신부
200 : 인지 무선 수신기 210 : 수신부
220 : FFT 처리부

Claims (14)

  1. 복수개의 채널의 부반송파들의 사용가능 여부 정보를 검출하는 스펙트럼 센싱부;
    상기 검출된 부반송파 사용 가능여부 정보를 이용하여, 사용 가능한 짝수 부반송파와 사용 가능한 홀수 부반송파의 개수를 비교하고, 짝수 부반송파 그룹 및 홀수 부반송파 그룹 중 사용 가능한 개수가 많은 부반송파 그룹을 선택하는 비교부;
    상기 비교부에 의해 선택된 부반송파 그룹을 입력 데이터 송신을 위한 부반송파로 할당하고, 입력 데이터를 할당된 부반송파에 변조하는 부반송파 할당부;
    상기 부반송파 할당부에서 출력되는 신호를 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 처리하는 IFFT 처리부; 및
    상기 IFFT 처리된 신호를 외부로 송신하는 송신부;를 포함하고,
    상기 비교부는,
    짝수 부반송파와 홀수 부반송파 중 사용 가능한 부반송파가 많은 그룹에 대한 사용 가능 부반송파 개수 정보 및 사용 가능한 부반송파의 채널 정보를 상기 부반송파 할당부로 전송하는 것을 특징으로 하는 인지 무선(cognitive Radio) 송신기.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 부반송파 할당부는,
    OFDM(직교 주파수 분할 다중화 : Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반으로 데이터를 할당된 부반송파에 변조하고, 변조된 신호를 멀티플렉싱하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 IFFT 처리부는,
    상기 부반송파 할당부에서 출력되는 신호를 Split-radix FFT pruning 기법을 이용하여 IFFT처리하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 IFFT 처리부는,
    Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 수행하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기
  6. 제5항에 있어서,
    상기 IFFT 처리부는,
    Pruning matrix를 생성하는 Pruning matrix 생성부; 및
    상기 생성된 pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT 처리를 수행하는 Split-radix FFT부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 IFFT 처리부는,
    OFDM에 따른 하나의 심볼에 해당되는 신호 중 절반의 신호만을 출력하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 IFFT 처리부는,
    하나의 부반송파의 하나의 심볼구간 T에 대해, 0 ~ T/2 구간동안 제1 데이터에 대한 절반의 심볼구간 신호를 전송하고, T/2 ~ T 구간동안 제2 데이터에 대한 절반의 심볼구간 신호를 전송하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 송신기.
  9. 하나의 부반송파의 하나의 심볼 주기에 두개의 심볼 데이터가 절반씩 포함된 신호를 수신하는 수신부; 및
    상기 수신된 신호를 FFT 처리하는 FFT 처리부;를 포함하는 인지 무선 수신기.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 FFT 처리부는,
    하나의 심볼 구간동안 수신된 신호를 절반으로 분리하고, 절반에 해당되는 수신신호를 하나의 심볼에 해당되는 신호로 복원하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 수신기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 FFT 처리부는,
    수신된 신호가 짝수 부반송파에 의해 수신된 경우, 심볼의 절반에 해당되는 신호를 2배로 처리하여 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 수신기..
  12. 제10항에 있어서,
    상기 FFT 처리부는,
    수신된 신호가 홀수 부반송파에 의해 수신된 경우, 심볼의 절반에 해당되는 신호에
    Figure 112010063327017-pat00023
    를 곱하여 2배로 처리함으로써 하나의 심볼에 해당되는 신호를 복원하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 수신기.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 FFT 처리부는,
    복원된 신호에 대해 Split-radix FFT pruning 기법을 이용하여 FFT 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 수신기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 FFT 처리부는,
    Pruning matrix를 이용하여 Split-radix FFT pruning 기법을 수행하는 것을 특징으로 하는 인지 무선 수신기.
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