KR101172740B1 - Drive circuit for semiconductor switch of pulse power generator - Google Patents

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KR101172740B1 KR1020090060871A KR20090060871A KR101172740B1 KR 101172740 B1 KR101172740 B1 KR 101172740B1 KR 1020090060871 A KR1020090060871 A KR 1020090060871A KR 20090060871 A KR20090060871 A KR 20090060871A KR 101172740 B1 KR101172740 B1 KR 101172740B1
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Abstract

본 발명은 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것으로서, 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하여 구성되는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 종래의 복잡한 회로 구성을 대신하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있고, 구성의 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점을 가지는 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로를 제공하고자 한 것이다.

Figure R1020090060871

펄스전원장치, 반도체 스위치, IGBT, 게이트 구동회로, 제어회로, 캐패시터

BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a semiconductor switch driving circuit of a pulse power supply, comprising: a gate driving circuit applying a gate signal and a gate power for driving a semiconductor switch by receiving a control signal; and a control for generating the gate signal and the gate power; The present invention relates to a semiconductor switch driving circuit of a pulse power supply including a control circuit for providing a signal to a gate driving circuit. In particular, the present invention can drive a semiconductor switch with a simpler configuration in place of the conventional complex circuit configuration, and the semiconductor switch driving circuit for a pulsed power device having a number of advantages, such as cost reduction, operation reliability improvement, etc. by simplifying the configuration It is intended to provide.

Figure R1020090060871

Pulse power supply, semiconductor switch, IGBT, gate driving circuit, control circuit, capacitor

Description

펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로{DRIVE CIRCUIT FOR SEMICONDUCTOR SWITCH OF PULSE POWER GENERATOR}DRIVE CIRCUIT FOR SEMICONDUCTOR SWITCH OF PULSE POWER GENERATOR}

본 발명은 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하여 구성되는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a semiconductor switch driving circuit of a pulse power supply, and more particularly, to a gate driving circuit for applying a control signal to apply a gate signal and a gate power for driving a semiconductor switch, and The present invention relates to a semiconductor switch driving circuit of a pulse power supply device including a control circuit for providing a control signal for generating to a gate driving circuit.

일반적으로 고전압 펄스발생회로는 각종 시험장비와 플라즈마 발생장치(PSII 등)를 부하로 사용하고 있는데, 종래의 고전압 펄스발생회로는 장치의 수명 문제, 펄스폭 가변, 동작 주파수의 증대, 펄스 전압의 조절, 직류 고전압 전원의 필요성 등의 측면에 있어서 많은 문제점이 발견되고 있다.In general, the high voltage pulse generator circuit uses various test equipments and plasma generators (PSII, etc.) as loads. In the conventional high voltage pulse generator circuit, a device life problem, a variable pulse width, an increase in operating frequency, and an adjustment of the pulse voltage are used. Many problems have been found in terms of the need for a DC high voltage power supply.

예컨대, 종래의 펄스발생회로는 스파크 갭(spark gap)을 이용한 막스 펄스발생기를 이용하는 방식과 진공관 스위치를 이용하는 방식, 그리고 단순히 펄스변압 기를 이용하여 저압 펄스를 고압으로 승압하는 방식 등이 있는데, 상기한 스파크 갭을 이용하거나 진공관 스위치를 이용하는 종래의 방식은 장치의 수명이 짧으며, 펄스폭의 조절이 불가능하고, 또한 펄스반복율을 높이는데 한계가 있다. For example, the conventional pulse generating circuit includes a method using a max pulse generator using a spark gap, a method using a vacuum tube switch, and a method of simply boosting a low pressure pulse to a high pressure using a pulse transformer. The conventional method using the spark gap or the tube switch has a short lifetime of the device, the pulse width cannot be adjusted, and there is a limit in increasing the pulse repetition rate.

펄스변압기를 이용하는 방식은 변압기의 인덕턴스로 인해 펄스의 빠른 상승시간을 얻는 데에 여려움이 있고, 변압기의 자기포화로 인해 리셋 회로 등이 추가되어야 하므로 회로가 복잡해지며, 소음이 발생한다는 것과 펄스폭을 늘리기 어렵다는 등의 단점이 있다. The method using the pulse transformer is difficult to obtain a fast rise time of the pulse due to the inductance of the transformer, and the circuit becomes complicated because a reset circuit is added due to the magnetic saturation of the transformer. There are disadvantages such as difficult to increase.

미국특허 제4900947호에 개시되어 있는 스파크 갭을 이용한 막스 펄스발생기(Marx generator)는 대전력 분야에 주로 사용되고 있으며, 가장 일반적으로 사용되고 있는 형태이다. The Marx generator using the spark gap disclosed in U.S. Patent No. 4900947 is mainly used in high power applications, and is the most commonly used form.

주지된 바와 같이, 펄스발생회로에서는 고전압 펄스 발생 및 출력을 위하여 직류 전원을 입력받아 이를 병렬로 충전하고 특정 시점에서 커패시터 전압을 직렬로 연결하여 방전시켜 최종 출력단에 인가하는 것이 필요하다. As is well known, in the pulse generating circuit, it is necessary to receive DC power and charge them in parallel for high voltage pulse generation and output, and connect and discharge capacitor voltages in series at a specific point of time to apply them to the final output terminal.

이에 막스 펄스발생기에서는 복수개의 커패시터와 복수개의 스파크 갭 스위치를 사용하여 입력단으로 직류 전원이 입력되면 이를 커패시터를 이용해 충전한 뒤 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 동작시켜 충전된 전압을 직렬로 연결하여 방전시키도록 구성된다.Therefore, in the Max pulse generator, when DC power is input to the input terminal using a plurality of capacitors and a plurality of spark gap switches, the DC power is charged using a capacitor, and then the spark gap switch is operated at a specific point in time to discharge the charged voltages in series. It is configured to.

즉, 고전압 직류 전원에 대하여 복수개의 커패시터들을 저항을 통해 병렬로 연결하여 뱅크를 형성하고, 각 커패시터의 (+)단과 다음 커패시터의 (-)단 사이에는 스파크 캡 스위치를 설치하여, 입력단으로 고전압 직류 전원이 인가되면, 인가 된 전원이 저항을 통해 연결되어 있는 각 커패시터에 병렬 충전된다. That is, a bank is formed by connecting a plurality of capacitors in parallel through a resistor to a high voltage DC power supply, and a spark cap switch is installed between the (+) end of each capacitor and the (-) end of the next capacitor. When power is applied, the applied power is charged in parallel to each capacitor connected through a resistor.

그리고, 원하는 특정 시점에서 스파크 갭 스위치를 온(on) 시켜 스파크 갭 스위치가 방전과 동시에 통전되면, 각 커패시터에 충전된 직류 전원이 순간적으로 동시 방전되면서 직렬로 더해진 최종의 고전압 직류 전원이 최종 출력단을 통해 인가되게 된다.When the spark gap switch is energized at the same time as the spark gap switch is discharged, the DC power charged in each capacitor is instantaneously discharged simultaneously, and the final high voltage DC power added in series is connected to the final output stage. Is applied through.

그러나, 막스 펄스발생기에서는 펄스반복율(주파수)을 높일 수 없고, 펄스폭을 원하는 대로 조절하는 것이 불가능하며, 스파크 갭 스위치가 기계적인 방전 스위치이므로 스파크가 발생할 때마다 마모가 발생하여 수명이 매우 제한적이라는 단점을 가진다. However, in the Max pulse generator, it is impossible to increase the pulse repetition rate (frequency), it is impossible to adjust the pulse width as desired, and since the spark gap switch is a mechanical discharge switch, wear occurs every time a spark occurs and the life is very limited. Has its drawbacks.

또한 부하에 단락이 일어날 경우 발생하는 단락 전류를 제한하지 못한다는 단점을 가진다. 또한 연결하는 단의 수가 적을수록 각 단에서 감당해야 하는 전압이 올라가게 되면서 스위치의 내전압도 올라가며, 반대로 각 단의 내전압을 낮게 하면 필요한 전압을 얻기 위해서는 많은 단을 연결해야 하는 단점이 있다.It also has the disadvantage of not limiting the short-circuit current generated when a short circuit occurs in the load. In addition, as the number of stages to be connected increases, the voltage to be handled by each stage increases, and the withstand voltage of the switch also increases.

한편, 막스 펄스발생기에서 스파크 갭 스위치 대신 반도체 스위치인 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor; 이하 IGBT로 약칭함)를 사용하고자 하는 노력이 있어 왔다. Meanwhile, efforts have been made to use an Insulated Gate Bipolar Transistor (hereinafter abbreviated as IGBT), which is a semiconductor switch, instead of a spark gap switch in a max pulse generator.

IGBT는 수명이 영구적이고, 이를 사용할 경우 펄스반복율 및 펄스폭 제어가 가능해지는 등 종래 막스 펄스발생기에서 사용된 기계적인 스위치의 단점이 극복될 수 있다. The IGBT has a permanent lifespan, and the use of the IGBT can overcome the disadvantages of the mechanical switch used in the conventional Max pulse generator, such as pulse repetition rate and pulse width control.

그러나, 동시에 스위치를 구동하는 문제, 균등 전압 분배 등의 동작에 대한 제약조건이 까다로워 제품의 신뢰성에 문제를 일으킬 수 있는 소지를 안고 있다. 그리고, 고압으로 올라갈수록 단 수가 많아지게 되므로 시스템이 커지는 단점도 있다. However, at the same time, the constraints on the operation of the switch and the operation of the equal voltage distribution are difficult, which may cause problems in the reliability of the product. In addition, since the number of stages increases as the pressure increases, the system also becomes disadvantageous.

반도체 스위치로서 IGBT를 이용한 펄스발생기에서 가장 핵심 기술은 반도체 스위치의 전압, 전류 정격을 극복하는 것이다. IGBT는 기존의 가스 방전 스위치와 달리 작은 전압, 전류 정격을 갖고 있다. 이에 하나의 스파크 갭 스위치 대신 하나의 IGBT를 사용하는 것이 아니라 전압 정격에 견딜 수 있도록 원하는 만큼의 복수개 IGBT들을 직렬로 연결하여 이들을 동시에 턴 온/오프하는 방법이 사용될 수 있으나, 이 경우 IGBT들이 온(on)이나 오프(off)될 때 구동 타이밍 차이로 전압 불균형이 발생하기 쉬우며, 이때 전압 불균형으로 인해 전압 정격을 넘으면 IGBT가 파손될 수 있다. The key technology in pulse generators using IGBTs as semiconductor switches is to overcome the voltage and current ratings of semiconductor switches. Unlike conventional gas discharge switches, IGBTs have a small voltage and current rating. Instead of using one IGBT instead of one spark gap switch, it is possible to connect as many IGBTs in series as desired to turn on / off at the same time so as to withstand the voltage rating. When on or off, it is easy to cause voltage imbalance due to the difference in driving timing. At this time, if the voltage rating is exceeded due to the voltage imbalance, the IGBT may be damaged.

또한 상기 IGBT가 직렬로 구동될 때 각 스위치는 독립 구동 전원이 필요한데, 이때 직렬 스위치 구성의 윗부분으로 갈수록 독립 구동 전원의 절연의 강도가 더욱 커져야 한다. In addition, when the IGBTs are driven in series, each switch requires an independent drive power supply. As the upper portion of the series switch configuration is used, the strength of the insulation of the independent drive power supply must be increased.

따라서, 고압 구동에 있어서 가장 어려운 기술 중의 하나가 구동 전원의 절연기술로 알려져 있다.Therefore, one of the most difficult techniques in high voltage driving is known as the insulation technology of the driving power supply.

그리고, 당 기술분야에서 IGBT를 이용하는 기술로서, 미국특허 제5905646호에 개시되어 있는 전원발생장치는 IGBT와 변압기(이하, TR이라 약칭함)를 함께 사용하는 것으로, 여기서는 변압기 1차측의 전압을 변압기를 통해 증폭하는 방식을 사용한다. In addition, as a technology using the IGBT in the art, the power generator disclosed in US Patent No. 5905646 uses an IGBT and a transformer (hereinafter, abbreviated as TR) together. Use amplification through.

전술한 막스 펄스발생기와 IGBT 및 TR을 이용하는 전원발생장치 모두 SCR 제어 방식이 적용되는 고압충전기가 사용되고 있는데, 지금까지 사용되고 있는 고압충전기는 그 전체 크기가 매우 크다는 문제점을 가지고 있는 바, 고압충전기의 개선 또한 요구되고 있는 것이 현실이다.The above-mentioned Max pulse generator and the power generator using IGBT and TR are used for the high voltage charger to which the SCR control method is applied. The high voltage charger used up to now has a problem that the overall size is very large. It is also a reality that is required.

이와 함께 게이트 전원을 위하여 게이트 전원 발생장치에 고압절연(이중절연) 방식이 적용되고, 게이트 신호로는 광 구동 게이트 회로를 이용한 광신호가 사용되고 있기도 하는데, 지금까지 개발된 게이트 전원 발생장치의 경우에 고압의 절연을 위하여 다단의 변압 과정을 거치게 되는 등 고압절연을 달성하기 위한 구조가 매우 복잡하다. In addition, a high voltage insulation (double insulation) method is applied to the gate power generator for the gate power, and an optical signal using an optical driving gate circuit is also used as the gate signal. In the case of the gate power generator developed so far, The structure to achieve high voltage insulation is very complicated, such as undergoing a multi-stage transformation process for the insulation of.

또한 게이트 전원과 게이트 신호를 각각 별도 구성에 의해 발생시키므로 전체적인 구성이 복잡해지는 문제가 있으며, 이에 게이트 전원 및 게이트 신호 발생과 관련한 개선이 요구되고 있다. In addition, since the gate power and the gate signal are generated by separate components, the overall configuration is complicated, and thus, improvements related to gate power and gate signal generation are required.

그 밖에, 상기한 막스 펄스발생기와 전원발생장치에 대해 지금까지 알려져 있는 문제점을 추가로 지적하면, 두 방식 모두 펄스폭에 제약(<10㎲)이 있으며, 특히 TR을 사용한 방식에서는 누설 전류로 인한 펄스 상승/하강시간에 큰 제약이 있다. In addition, it is further pointed out that the problems known to the Max pulse generator and the power generator have been known so far. Both methods have a limitation in pulse width (<10 μs). There is a big limitation on the pulse rise / fall time.

그리고, 장치 전체 크기가 크고 효율이 낮은 문제가 있는 바, 이에 대한 개선이 필요하다. 또한 IGBT 및 TR을 이용한 방식에서는 아크 발생 보호는 가능하나 복잡한 회로가 문제로 지적되고 있다.In addition, there is a problem that the overall size of the device is large and the efficiency is low, and there is a need for improvement. In addition, arc generation protection is possible in the method using IGBT and TR, but complicated circuits are pointed out as a problem.

이러한 문제점을 해결하기 위하여, 본원출원인에 의해 출원된 등록특허 제 820171호에서는 스파크 갭 스위치 대신 수명이 영구적인 반도체 스위치(IGBT)를 직렬로 연결하여 사용하되, 반도체 스위치의 직렬 구동에 따른 어려움, 즉 구동 전원의 절연, 동기화 등의 문제를 해결하여 소자 및 장치 전체의 수명을 향상시킨 펄스전원장치가 개시되어 있다. In order to solve this problem, Patent No. 820171 filed by the applicant of the present application, instead of using a spark gap switch, the permanent life of the semiconductor switch (IGBT) is used in series, the difficulty of the series drive of the semiconductor switch, namely Disclosed is a pulsed power supply device that solves problems such as isolation and synchronization of a driving power supply and improves the lifetime of the device and the whole device.

상기한 펄스전원장치는 게이트 구동회로의 개선으로 고전압 펄스의 다양한 제어가 가능하고, 아크 및 단락 발생시 대응이 가능한 회로가 구비되어 소자 보호 성능 및 안정성이 향상되는 장점을 가진다.The pulsed power supply device is capable of controlling a variety of high voltage pulses by improving the gate driving circuit, and has a circuit capable of coping with an arc and a short circuit, thereby improving device protection performance and stability.

상기 펄스전원장치에서는 반도체 스위치의 구동을 위한 구성요소가 필요한데, 반도체 스위치의 구동을 위한 펄스전원장치의 구성요소로서, 컨트롤 변압기를 통해 제어신호를 인가받아 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원)을 인가하는 게이트 구동회로(파워 스위치 드라이버)와, 반도체 스위치의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 컨트롤 변압기를 통해 상기 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로(컨트롤 인버터)가 구비된다.In the pulsed power supply device, a component for driving a semiconductor switch is required. As a component of a pulsed power device for driving a semiconductor switch, a gate signal and a gate power source for driving the semiconductor switch are applied by receiving a control signal through a control transformer. A gate driving circuit (power switch driver) for applying (drive power) and a control circuit (control inverter) for providing a gate signal of a semiconductor switch and a control signal for generating a gate power to the gate driving circuit through a control transformer are provided. It is provided.

상기 게이트 구동회로는 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어회로의 턴 온 펄스(turn on pulse) 신호와 턴 오프 펄스(turn off pulse) 신호에 의해 충전되어 충전된 전원을 상기 반도체 스위치의 콜렉터에 구동 전원으로 제공하게 되는 커패시터와, 반도체 스위치의 게이트에 연결되어 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어회로의 턴 온 펄스 신호에 의해 온(on) 되어서 상기 반도체 스위치를 온 시키기 위한 게이트 신호를 인가하게 되는 스위칭 소자 등을 포함한다.The gate driving circuit is charged with a turn on pulse signal and a turn off pulse signal of a control circuit applied through a control transformer to the collector of the semiconductor switch as a driving power source. And a switching element connected to a gate of the semiconductor switch and turned on by a turn-on pulse signal of a control circuit applied through a control transformer to apply a gate signal for turning on the semiconductor switch. Include.

이러한 게이트 구동회로는 제어회로(컨트롤 인버터)가 컨트롤 변압기를 통해 제공하는 제어신호, 즉 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호에 의해 동작하는데, 이러한 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호는 인가와 동시에 구동 전원을 공급하기 위한 커패시터를 충전하고, 이에 커패시터가 절연된 전원의 역할을 수행하게 된다. 이와 같이 게이트 구동회로에서는 컨트롤 변압기를 통해 인가되는 제어신호에 의해 구동 전원이 커패시터에 충전되도록 구성된다.The gate driving circuit is operated by a control signal provided by a control circuit (control inverter) through a control transformer, that is, a turn on pulse signal having a positive polarity and a turn off pulse signal having a negative polarity. The signal and the turn-off pulse signal charge the capacitor for supplying the driving power at the same time as it is applied, thereby acting as a power supply in which the capacitor is insulated. As described above, the gate driving circuit is configured such that the driving power is charged in the capacitor by a control signal applied through the control transformer.

동작 상태를 좀더 상세히 설명하면, 커패시터를 미리 충전시키기 위해 인가되는 턴 오프 펄스 신호와 함께 동작주기가 시작되며, 이후 턴 온 펄스 신호가 인가되면 반도체 스위치에 연결된 스위칭 소자가 온 되어서 반도체 스위치의 게이트에 양의 전압이 인가됨과 동시에 커패시터에 충전된 구동 전원이 반도체 스위치의 콜렉터로 인가되면서 반도체 스위치가 온 된다.In more detail, the operation cycle starts with a turn off pulse signal applied to pre-charge the capacitor. Then, when the turn on pulse signal is applied, the switching element connected to the semiconductor switch is turned on to the gate of the semiconductor switch. The positive voltage is applied and the driving power charged in the capacitor is applied to the collector of the semiconductor switch to turn on the semiconductor switch.

이와 같이 반도체 스위치가 온 된 후에는 턴 온 펄스 신호가 소멸되더라도 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지 스위칭 소자가 계속해서 온 상태로 유지되며, 이후 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 게이트 구동회로의 동작이 비활성화되고, 이때 반도체 스위치 또한 오프된다.As described above, even after the turn-on pulse signal is extinguished after the semiconductor switch is turned on, the switching element remains on until the turn-off pulse signal is applied. It is deactivated, and the semiconductor switch is also turned off at this time.

결국, 턴 온 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치가 온 되고 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치가 오프되므로, 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 제어에 의해 반도체 스위치의 온/오프 시점을 자유로이 제어할 수 있고, 이에 펄스반복율(펄스주파수)을 자유로이 조절할 수 있음은 물론 반도체 스위치의 온 시간을 제어하여 펄스폭(턴 온 펄스 신호가 인가되어서 턴 오프 펄스 신호가 인가 될 때까지 펄스폭 유지)을 자유로이 조절할 수 있게 된다.As a result, since the semiconductor switch is turned on when the turn-on pulse signal is applied and the semiconductor switch is turned off when the turn-off pulse signal is applied, the on / off timing of the semiconductor switch is controlled by controlling the turn-on pulse signal and the turn-off pulse signal. It can be freely controlled, and the pulse repetition rate (pulse frequency) can be freely adjusted, and the pulse width (turn on pulse signal is applied to maintain the pulse width until the turn off pulse signal is applied by controlling the on time of the semiconductor switch). ) Can be adjusted freely.

한편, 반도체 스위치가 온 상태를 유지하기 위해서는 연속적으로 전원이 인가되어야 하는데, 이를 위해 커패시터에 전압을 충전시킨 뒤 이 전압으로 스위치를 온 시키기 때문에 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호 사이의 구간이 길어질 경우 커패시터가 방전되어 충분한 전원을 인가할 수 없게 된다.On the other hand, in order to keep the semiconductor switch on, power must be continuously applied. To this end, the period between the turn-on pulse signal and the turn-off pulse signal becomes longer because the voltage is turned on after the capacitor is charged. In this case, the capacitor is discharged and sufficient power cannot be applied.

이에 큰 용량의 커패시터에 전원을 충전시켜서 인가하는 방식이 적용되어야 하는데, 펄스폭이 큰 경우라면 스위치의 턴 온 유지 시간이 길어지므로 게이트 구동회로가 복잡해질 수밖에 없다. In this case, a method of charging and applying a power to a capacitor having a large capacity should be applied. If the pulse width is large, the turn-on holding time of the switch becomes long, which inevitably complicates the gate driving circuit.

따라서, 펄스폭이 작은 펄스를 요구하는 경우에서 불필요하게 복잡해진 게이트 구동회로를 좀더 간단하게 할 필요가 있으며, 이에 본 발명의 필요성이 있는 것이다.Therefore, there is a need to simplify the gate driving circuit, which is unnecessarily complicated in the case where a pulse with a small pulse width is required, and thus there is a need for the present invention.

본 발명은 상기와 같은 점을 고려하여 발명한 것으로서, 종래의 복잡한 회로 구성을 대신하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있고, 구성의 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점을 가지는 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로를 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention has been invented in view of the above, and it is possible to drive a semiconductor switch with a simpler configuration in place of the conventional complex circuit configuration, and has various advantages such as cost reduction and operational reliability improvement by simplifying the configuration. The purpose is to provide a semiconductor switch driving circuit for a pulse power supply.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명은,In order to achieve the above object, the present invention,

컨트롤 변압기를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호로서 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 컨트롤 변압기를 통해 상기 게이트 구동회로에 제공하는 제어회로를 포함하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 있어서,A gate driving circuit for applying a control signal through a control transformer and applying a gate signal and a gate power for driving the semiconductor switch, and a turn on / turn off pulse signal as a control signal for generating the gate signal and the gate power. In the semiconductor switch driving circuit of the pulse power supply comprising a control circuit provided to the gate driving circuit via a control transformer,

상기 게이트 구동회로는, 상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선에 다이오드 D1과 다이오드 D2가 차례로 연결되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치의 게이트에 연결된 상태에서 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되며, 상기 다이오드 D1의 양단에 스위치 S1이 연결된 상태에서 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3와 저항 R2가 연결되어 구성된 것으로서, In the gate driving circuit, the diode D1 and the diode D2 are sequentially connected to the secondary winding of the control transformer, and the resistor R1 and the capacitor C1 are connected between the diode D1 and the diode D2 while the diode D2 is connected to the gate of the semiconductor switch. Resistor R3 and R2 are connected to the gate of the switch S1 while the switch S1 is connected to both ends of the diode D1.

상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선으로 인가된 제어회로의 턴 온 펄스 신호가 상기 다이오드 D1 및 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하는 동시에 D2를 통해 반도체 스위치의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치를 턴 온 시키고, The turn-on pulse signal of the control circuit applied to the secondary winding of the control transformer charges the capacitor C1 through the diode D1 and the resistor R1 and is applied to the gate-source of the semiconductor switch through the D2 to turn on the semiconductor switch. ,

상기 제어회로의 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 상기 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치를 온 상태로 유지하며,In the state in which the turn-on pulse signal of the control circuit disappears, the charging voltage of the capacitor C1 is applied to the gate-source of the semiconductor switch through the diode D2 to maintain the semiconductor switch in the on state.

상기 컨트롤 변압기의 2차측 권선으로 인가된 제어회로의 턴 오프 펄스 신호가 상기 저항 R2 및 저항 R3를 통해 인가되어 상기 스위치 S1이 온 되면 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 저항 R1 및 스위치 S1을 통해 방전되면서 반도체 스위치를 턴 오프시키는 것을 특징으로 한다.When the turn-off pulse signal of the control circuit applied to the secondary winding of the control transformer is applied through the resistor R2 and the resistor R3 and the switch S1 is turned on, the charging voltage of the capacitor C1 is discharged through the resistor R1 and the switch S1. And turning off the semiconductor switch.

바람직한 실시예에서, 상기 게이트 구동회로에서 커패시터 C1의 과충전시 방전을 위해 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결되는 다이오드 D3와 제너 다이오드 ZD1가 구비되는 것을 특징으로 한다.In a preferred embodiment, in the gate driving circuit, a diode D3 and a zener diode ZD1 connected in parallel with the capacitor C1 are provided between the diode D1 and the diode D2 for discharging when the capacitor C1 is overcharged.

또한 상기 게이트 구동회로가 반도체 스위치의 온 상태에서 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치를 턴 오프시키는 보호회로를 포함하되, In addition, the gate driving circuit includes a protection circuit for turning off the semiconductor switch when a transient current is applied in the on state of the semiconductor switch,

상기 보호회로는, The protection circuit,

반도체 스위치의 게이트에 스위치 S2가 연결된 상태에서 상기 스위치 S2의 전단에 저항 R4가, 후단에 저항 R6, R5가 연결되고, 게이트에 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3과 상기 스위치 S3에 연결된 저항 R7이 상기 커패시터 C1과는 병렬로 반도체 스위치에 연결되어 구성된 것으로서, In the state where the switch S2 is connected to the gate of the semiconductor switch, the resistor R4 is connected to the front end of the switch S2, the resistors R6 and R5 are connected to the rear end, the switch S3 is connected to the gate and the resistor R7 is connected to the switch S3. It is configured to be connected to the semiconductor switch in parallel with the capacitor C1,

과도 전류로 인해 상기 반도체 스위치의 콜렉터 전위가 상승하면 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되고, When the collector potential of the semiconductor switch rises due to the transient current, the switch S2 is turned on by the voltage across the resistor R4.

상기 스위치 S2가 턴 온 된 상태에서 저항 R6 및 저항 R5의 방전 경로가 형성되면서 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온 되며, As the discharge paths of the resistors R6 and R5 are formed while the switch S2 is turned on, the switch S3 is turned on by voltages across the resistor R5.

상기 스위치 S3가 턴 온 된 상태에서 커패시터 C1 전압과 게이트 전압이 방전되면서 반도체 스위치를 턴 오프시키는 것을 특징으로 한다.The semiconductor switch may be turned off while the capacitor C1 voltage and the gate voltage are discharged while the switch S3 is turned on.

또한 상기 제어회로는,In addition, the control circuit,

제어판넬에서 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키도록 구성되는 것으로서, It is configured to generate a turn-on pulse signal and a turn-off pulse signal whose pulse width and pulse frequency are adjusted based on the pulse width command value and pulse frequency command value signal commanded in the form of variable voltage in the control panel.

상기 제어판넬으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치를 입력받아 베이스 전류가 결정되도록 연결되는 스위칭 소자 Q13과;A switching element Q13 connected to receive a pulse width command value in the form of a variable voltage from the control panel and to determine a base current;

상기 스위칭 소자 Q13의 에미터에 연결되어 상기 베이스 전류 크기에 따른 스위칭 소자 Q13의 콜렉터와 에미터 사이 저항값에 의해 전압 충전속도가 결정되는 커패시터 C20과;A capacitor C20 connected to the emitter of the switching element Q13 and having a voltage charge rate determined by a resistance value between the collector and the emitter of the switching element Q13 according to the base current magnitude;

상기 커패시터 C20의 방전 경로에 연결되어 구비되며, 상기 제어판넬로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스주파수 지령치를 입력받아 상기 지령치 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시키되, 지령치 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 전압을 출력하여 커패시터 C20에 충전된 전압을 주기적으로 방전시켜 리셋시키는 V/F 컨버터와;It is connected to the discharge path of the capacitor C20, and receives a pulse frequency command value commanded in the form of a variable voltage from the control panel to generate a frequency output proportional to the setpoint voltage, but every one period of frequency proportional to the setpoint voltage A V / F converter for outputting a low voltage to periodically discharge and reset the voltage charged in the capacitor C20;

상기 커패시터 C20의 충전 전압을 기준 전압과 비교하여 기준 전압보다 작으 면 하이 신호를, 기준 전압 이상이면 로우 신호를 출력하는 비교기와;A comparator for comparing the charging voltage of the capacitor C20 with a reference voltage and outputting a high signal when the reference voltage is smaller than the reference voltage and a low signal when the reference voltage is higher than the reference voltage;

상기 비교기의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호와 비교기의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호를 출력하는 전류증폭기 U13과;A current amplifier U13 for outputting a voltage signal obtained by amplifying the output voltage of the comparator and a voltage signal inverted and amplified by the output voltage of the comparator;

상기 전류증폭기 U13에서 출력되는 각각의 전압 신호로부터 (+) 출력 펄스와 (-) 출력 펄스를 발생시키는 미분기와;A differentiator for generating a positive output pulse and a negative output pulse from respective voltage signals output from the current amplifier U13;

상기 미분기에서 출력되는 펄스 신호 중 각각 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 전류증폭기 U19와;A current amplifier U19 for amplifying a positive signal among the pulse signals output from the differentiator to generate a turn on pulse signal and a turn off pulse signal;

상기 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 증폭하여 컨트롤 변압기를 통해 게이트 구동회로로 인가되는 최종의 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 인버터; An inverter configured to amplify the turn on pulse signal and the turn off pulse signal to generate a final turn on pulse signal and a turn off pulse signal applied to a gate driving circuit through a control transformer;

를 포함하는 것을 특징으로 한다.Characterized in that it comprises a.

또한 상기 미분기는 전류증폭기 U13에서 출력되는 각각의 전압 신호가 off→on이 되는 시점에서 (+) 출력 펄스를, on→off이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시키도록 구비되는 것을 특징으로 한다.The differentiator may be configured to generate a positive output pulse at a time when each voltage signal output from the current amplifier U13 becomes off → on, and generate a negative output pulse at a time of on → off. do.

이에 따라, 본 발명에 따른 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 의하면, 복잡한 회로 구성을 가지는 종래의 구동회로를 개선하여 좀더 간단한 구성으로 반도체 스위치를 구동시킬 수 있는 회로를 구성함으로써, 단순화에 따른 비용 절감, 동작 신뢰도 향상 등의 여러 장점이 있게 된다.Accordingly, according to the semiconductor switch driving circuit of the pulse power supply according to the present invention, by improving the conventional driving circuit having a complicated circuit configuration to configure a circuit capable of driving the semiconductor switch in a simpler configuration, the cost of the simplified There are several advantages such as savings and improved operation reliability.

이하, 본 발명의 특징 및 이점들은 첨부 도면에 의거한 다음의 상세한 설명으로부터 더욱 명백해질 것이다. 본 명세서 및 특허청구범위에 사용된 용어나 단어는 발명자가 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야 한다.Hereinafter, the features and advantages of the present invention will become more apparent from the following detailed description based on the accompanying drawings. The terms or words used in the present specification and claims are consistent with the technical spirit of the present invention on the basis of the principle that the inventor can appropriately define the concept of the term in order to explain his invention in the best way. It should be interpreted as meaning and concept.

첨부한 도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로의 전체 구성을 도시한 회로도이고, 도 2a ~ 도 2d는 게이트 구동회로의 동작모드를 설명하기 위한 도면이다.1 is a circuit diagram showing the overall configuration of a semiconductor switch driving circuit for a pulse power supply according to a preferred embodiment of the present invention, Figures 2a to 2d is a view for explaining the operation mode of the gate driving circuit.

우선, 본 발명에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로는, 펄스전원장치에 사용된 각 반도체 스위치(예, IGBT)(101)에 대해 각각 별도로 구비되는 것으로서 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원)을 인가하는 게이트 구동회로(파워 스위치 드라이버)(100)와, 반도체 스위치(101)의 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호를 컨트롤 변압기(290)를 통해 각각의 게이트 구동회로(100)에 제공하는 제어회로(컨트롤 인버터)(200)를 기본 구성으로 한다. First, the semiconductor switch driving circuit for a pulse power supply according to the present invention is provided separately for each semiconductor switch (eg, IGBT) 101 used in the pulse power supply, and transmits a control signal through the control transformer 290. Generates a gate driving circuit (power switch driver) 100 that is applied to apply a gate signal and a gate power (drive power) for driving the semiconductor switch 101, and generates a gate signal and a gate power of the semiconductor switch 101. The control circuit (control inverter) 200 for providing a control signal to each gate driving circuit 100 through the control transformer 290 is a basic configuration.

이러한 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 회로에서는 상기 제어회로(200)가 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가하면 게이트 구동회로(100)가 해당 반도체 스위치(101)에 대해 그 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원(구동 전원) 을 인가하게 된다.In the circuit for driving the semiconductor switch 101, when the control circuit 200 applies a control signal through the control transformer 290, the gate driving circuit 100 performs the driving of the semiconductor switch 101 with respect to the semiconductor switch 101. A gate signal and a gate power source (driving power source) are applied.

상기 게이트 구동회로(100)는 반도체 스위치(101)의 게이트, 콜렉터, 에미터에 연결되어, 상기 제어회로(200)가 제공하는 제어신호를 컨트롤 루프(291)와 2차측 권선(292)이 구성하는 컨트롤 변압기(290)를 통해 인가받아 그로부터 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호와 구동 전원을 동시에 출력하도록 구성된다.The gate driving circuit 100 is connected to a gate, a collector, and an emitter of the semiconductor switch 101, and a control loop 291 and a secondary winding 292 constitute a control signal provided by the control circuit 200. Is applied through a control transformer 290 is configured to output a gate signal and a driving power for driving the semiconductor switch 101 therefrom.

즉, 각 게이트 구동회로(100)는 각각의 2차측 권선(292)을 통해 컨트롤 변압기(290)의 1차측 권선, 즉 단일 턴 컨트롤 루프(291)로부터 제어신호(이는 반도체 스위치의 구동을 위한 게이트 절연 전원을 위해서도 제공되는 것임)를 인가받아 펄스전원장치 내 해당 반도체 스위치(101)에 대해 게이트 신호와 게이트 전원(구동 전원)을 동시에 공급하게 된다. That is, each gate driving circuit 100 receives a control signal (that is, a gate for driving a semiconductor switch) from the primary winding of the control transformer 290, that is, the single turn control loop 291 through each secondary winding 292. It is also provided for the insulating power) to supply the gate signal and the gate power (drive power) to the semiconductor switch 101 in the pulse power supply at the same time.

특히, 제어회로(200)와 컨트롤 변압기(단일 턴의 컨트롤 루프를 포함)(290)를 통해 연결된 전체 게이트 구동회로(100)는 펄스전원장치에 사용된 전체 반도체 스위치(101)들을 동시에 온/오프시킬 수 있도록 되어 있으면서 컨트롤 변압기(290)를 통해 인가되는 제어신호, 즉 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호에 따라 펄스폭이 조절될 수 있게 되어 있다.In particular, the entire gate driving circuit 100 connected through the control circuit 200 and the control transformer (including a single turn control loop) 290 simultaneously turns on / off all the semiconductor switches 101 used in the pulse power supply. The pulse width may be adjusted according to a control signal applied through the control transformer 290, that is, a turn on pulse signal and a turn off pulse signal.

각 반도체 스위치(101)에 대해 구비되는 게이트 구동회로(100)의 회로 구성 및 동작모드에 대해서는 도 2a ~ 도 2d에 도시하였으며, 도시된 바와 같이 게이트 구동회로(100)는 1차측이 단일 턴으로 구성된 컨트롤 변압기(290)를 통해 제어회로(200)가 출력한 제어신호(절연된 게이트 전원)를 인가받으며, 이러한 제어신호를 인가받으면 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호와 게이트 전원을 동시에 출력하게 된다. A circuit configuration and an operation mode of the gate driving circuit 100 provided for each semiconductor switch 101 are illustrated in FIGS. 2A to 2D. As illustrated, the gate driving circuit 100 has a single turn on a primary side. The control signal (isolated gate power) output from the control circuit 200 is applied through the configured control transformer 290. When the control signal is applied, the gate signal and the gate power for driving the semiconductor switch 101 are simultaneously applied. Will print.

도 2a ~ 도 2d를 참조하여 본 발명에 따른 게이트 구동회로의 구성에 대해 설명하면, 제어회로(도 1에서 도면부호 200임)의 턴 온 펄스 신호 및 턴 오프 펄스 신호가 인가되는 2차측 권선(도 2a에서 도면부호 292임)에 다이오드 D1, D2가 차례로 연결되어 구비되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치(101)의 게이트에 연결된다. Referring to FIGS. 2A to 2D, a configuration of a gate driving circuit according to an exemplary embodiment of the present invention will be described. A secondary side winding to which a turn-on pulse signal and a turn-off pulse signal of a control circuit (200 in FIG. 1) are applied thereto 2A, diodes D1 and D2 are sequentially connected to each other, and the diode D2 is connected to the gate of the semiconductor switch 101.

또한 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되고, 스위치 S1이 상기 다이오드 D1의 양단에 연결되어 구비되며, 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3, R2가 연결된다.In addition, the resistor R1 and the capacitor C1 are connected between the diode D1 and the diode D2, and the switch S1 is connected to both ends of the diode D1, and the resistors R3 and R2 are connected to the gate of the switch S1.

또한 다이오드 D3와 항복 전압(예, 15V) 이상에서 역방향 전류를 도통시키는 제너 다이오드 ZD1가 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결된다. In addition, Zener diode ZD1, which conducts reverse current above breakdown voltage (e.g. 15V) with diode D3, is connected in parallel with capacitor C1 between diode D1 and diode D2.

이러한 구성에서 제너 다이오드 ZD1은 전압이 일정 이상으로 상승하면 전류를 도통시키기 때문에, 상기 커패시터 C1이 과충전되면 제너 다이오드 ZD1이 도통되면서 방전될 수 있게 되어 있다.In this configuration, since the zener diode ZD1 conducts current when the voltage rises above a certain level, the zener diode ZD1 can be discharged while the capacitor C1 is overcharged.

그리고, 보호회로를 구성하는 것으로서, 반도체 스위치(101)의 게이트에 스위치 S2가 연결 구비되고, 상기 스위치 S2의 전단에는 저항 R4가, 스위치 S2의 후단에는 저항 R6, R5가 연결 구비되며, 게이트에 상기 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3이 저항 R7과 함께 커패시터 C1과는 병렬로 하여 반도체 스위치(101)에 연결된다.The switch S2 is connected to the gate of the semiconductor switch 101, and a resistor R4 is connected to the front end of the switch S2, and resistors R6 and R5 are connected to the rear end of the switch S2. The switch S3 to which the resistors R5 and R6 are connected is connected to the semiconductor switch 101 in parallel with the capacitor C1 together with the resistor R7.

이하, 도 2를 참조하여 각 동작모드에 대해 상술하기로 한다.Hereinafter, each operation mode will be described in detail with reference to FIG. 2.

기본적으로, 본 발명에 따른 게이트 구동회로(100)는 제어회로(200)가 제공하는 제어신호, 즉 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호와 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호에 의해 구동되는데, 컨트롤 변압기(290)[컨트롤 루프(291)]를 통해 인가된 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호에 의해 충전되어 충전된 전압으로 반도체 스위치(예, IGBT)(101)를 온 상태로 유지시키는 커패시터(C1)를 주된 구성으로 한다.Basically, the gate driving circuit 100 according to the present invention is driven by a control signal provided by the control circuit 200, that is, a turn on pulse signal having a positive polarity and a turn off pulse signal having a negative polarity. The semiconductor switch (eg, IGBT) 101 is kept on by the voltage charged and charged by the turn-on pulse signal of the control circuit 200 applied through the control transformer 290 (control loop 291). The capacitor C1 has a main configuration.

이러한 게이트 구동회로(100)에서는 제어회로(200)로부터 인가된 턴 온 펄스 신호가 커패시터(C1)를 충전시키면서 동시에 반도체 스위치(101)를 바로 온 시키고, 또한 이후 턴 온 펄스 신호가 소멸되더라도 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지는 커패시터(C1)에 충전된 전압에 의해 반도체 스위치(101)가 계속해서 온 상태를 유지하게 된다. In the gate driving circuit 100, the turn-on pulse signal applied from the control circuit 200 simultaneously turns on the semiconductor switch 101 while charging the capacitor C1, and then turns off even when the turn-on pulse signal disappears. Until the pulse signal is applied, the semiconductor switch 101 is kept on by the voltage charged in the capacitor C1.

그리고, 턴 온 펄스 신호 인가 후 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 게이트 구동회로(100)의 동작이 비활성화되고, 이때 반도체 스위치(101) 또한 오프된다. 결국, 게이트 구동회로(100)에 턴 온 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치(101)가 온되고 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때 반도체 스위치(101)가 오프되므로, 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 제어에 의해 반도체 스위치(101)의 온/오프 시점을 자유로이 제어할 수 있고, 이에 펄스반복율(펄스주파수)을 자유로이 조절할 수 있음은 물론, 반도체 스위치(101)의 온 시간을 제어하여 펄스폭(턴 온 펄스 신호가 인가되어서 턴 오프 펄스 신호가 인가될 때까지 펄스폭 유지)을 자유로이 조절할 수 있게 된다. When the turn off pulse signal is applied after the turn on pulse signal is applied, the operation of the gate driving circuit 100 is inactivated, and the semiconductor switch 101 is also turned off. As a result, since the semiconductor switch 101 is turned on when the turn-on pulse signal is applied to the gate driving circuit 100 and the semiconductor switch 101 is turned off when the turn-off pulse signal is applied, the turn-on pulse signal and the turn-off pulse are By controlling the signal, the on / off timing of the semiconductor switch 101 can be freely controlled, and thus the pulse repetition rate (pulse frequency) can be freely adjusted, and the on time of the semiconductor switch 101 can be controlled to control the pulse width. It is possible to freely adjust (keep the pulse width until the turn-on pulse signal is applied and the turn-off pulse signal is applied).

도 2를 참조하여 본 발명에 따른 게이트 구동회로의 각 동작모드를 설명하되, 반도체 스위치 턴 온 모드, 반도체 스위치 온 유지 모드, 반도체 스위치 턴 오프 모드, 보호 모드로 구분하여 각 모드를 상술하기로 한다. The operation mode of the gate driving circuit according to the present invention will be described with reference to FIG. .

우선, 반도체 스위치 턴 온 모드에서는 턴 온 펄스 신호가 커패시터 C1을 충전하면서 동시에 반도체 스위치(101)를 턴 온 시키게 되는데, 게이트 구동회로(100)가 제어회로(200)로부터 양의 극성을 갖는 턴 온 펄스 신호(turn on pulse)를 컨트롤 변압기(290), 즉 미도시된 컨트롤 루프(291)와 2차측 권선(292)을 통해 인가받게 되면, 이때의 턴 온 펄스 신호가 다이오드 D1과 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하게 된다. First, in the semiconductor switch turn-on mode, the turn-on pulse signal charges the capacitor C1 and simultaneously turns on the semiconductor switch 101. The gate driving circuit 100 turns on the positive polarity from the control circuit 200. When a pulse signal (turn on pulse) is applied through the control transformer 290, that is, the control loop 291 and the secondary winding 292 (not shown), the turn-on pulse signal at this time through the diode D1 and the resistor R1 Will charge capacitor C1.

이와 더불어, 다이오드 D1을 통해 턴 온 펄스 신호가 인가되고 있으므로, 커패시터 C1의 충전과 동시에 턴 온 펄스 신호가 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되면서 반도체 스위치(101)가 턴 온 된다(도 2a 참조).In addition, since the turn-on pulse signal is applied through the diode D1, the turn-on pulse signal is applied to the gate-source of the semiconductor switch 101 through the diode D2 at the same time as the capacitor C1 is charged. On (see FIG. 2A).

다음으로, 반도체 스위치 온 유지 모드에서는 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 커패시터 C1에 충전된 전압이 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되면서, 커패시터 C1의 충전 전압에 의해 반도체 스위치(101)가 계속해서 온 상태를 유지하게 된다(도 2b 참조).Next, in the semiconductor switch-on holding mode, the voltage charged in the capacitor C1 is applied to the gate-source of the semiconductor switch 101 through the diode D2 while the turn-on pulse signal is extinguished. The switch 101 continues to be on (see FIG. 2B).

그리고, 반도체 스위치 턴 오프 모드에서는 제어회로(200)로부터 음의 극성을 갖는 턴 오프 펄스 신호(Turn off pulse)가 컨트롤 루프(도 1에서 도면부호 291 임)와 2차측 권선(도 2a에서 도면부호 292임)을 통해 인가되는데, 이때 턴 오프 펄스 신호가 저항 R2, R3를 통해 인가되고, 결국 저항에 의해 형성된 전압이 게이트에 걸리면서 스위치 S1이 온 되게 된다. 이렇게 스위치 S1이 온 되고 나면 커패시터 C1의 충전 전압이 저항 R1, 스위치 S1을 통해 방전되어 결국 반도체 스위치(101)가 턴 오프된다(도 2c 참조). In the semiconductor switch turn-off mode, a turn off pulse signal having a negative polarity from the control circuit 200 has a control loop (291 in FIG. 1) and a secondary winding (FIG. 2A). 292), and the turn-off pulse signal is applied through the resistors R2 and R3, so that the voltage formed by the resistor is applied to the gate so that the switch S1 is turned on. After the switch S1 is turned on, the charging voltage of the capacitor C1 is discharged through the resistor R1 and the switch S1, so that the semiconductor switch 101 is turned off (see FIG. 2C).

다음으로, 보호 모드는 반도체 스위치 온 유지 모드에서 아크 전류 등 뜻하지 않은 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치(101)를 보호하기 위한 모드로서, 아크 전류가 인가되어 반도체 스위치(101)의 콜렉터(collector) 전위가 제너 다이오드 ZD1의 항복 전압(예, 15V) 이상으로 상승하게 되면 제너 다이오드 ZD1이 도통되면서 전류가 흐를 수 있게 된다. Next, the protection mode is a mode for protecting the semiconductor switch 101 when an unexpected transient current such as an arc current is applied in the semiconductor switch-on holding mode, and an arc current is applied to the collector of the semiconductor switch 101. When the potential rises above the breakdown voltage of Zener diode ZD1 (eg, 15V), the zener diode ZD1 conducts and current can flow.

이에 저항 R4를 통한 방전 경로가 구성되고, 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되면서 저항 R6, R5를 통한 방전 경로가 구성된다. 또한 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온되면서 커패시터 C1 전압과 게이터 전압이 0으로 급격히 방전되어 결국 반도체 스위치(101)는 턴 오프가 된다(도 2d 참조). The discharge path through the resistor R4 is configured, and the switch S2 is turned on by the voltage across the resistor R4, and the discharge path through the resistors R6 and R5 is configured. In addition, as the switch S3 is turned on by the voltage across the resistor R5, the capacitor C1 voltage and the gator voltage are rapidly discharged to zero, and the semiconductor switch 101 is turned off eventually (see FIG. 2D).

이와 같이 하여, 본 발명의 게이트 구동회로(100)에서는 제어회로(200)에서 인가된 턴 온 펄스 신호가 커패시터 C1을 충전하는 동시에 상기 턴 온 펄스 신호가 반도체 스위치(101)의 게이트-소스에 인가되면서 반도체 스위치를 턴 온시킨다. In this manner, in the gate driving circuit 100 of the present invention, the turn on pulse signal applied from the control circuit 200 charges the capacitor C1 and the turn on pulse signal is applied to the gate-source of the semiconductor switch 101. Turn the semiconductor switch on.

또한 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 커패시터 C1에 충전된 전압이 반도체 스위치(101)의 게이트-소스에 인가되면서 반도체 스위치(101)를 턴 온 상태로 유지하며, 이어 제어회로(200)에서 턴 오프 펄스 신호가 인가되면 스위치 S1이 턴 온 되면서 커패시터 C1의 충전 전압이 스위치 S1을 통해 방전되어 결국 반도체 스위치(101)가 턴 오프된다.In addition, the voltage charged in the capacitor C1 is applied to the gate-source of the semiconductor switch 101 while the turn-on pulse signal is extinguished, thereby maintaining the semiconductor switch 101 turned on, and then turning on the control circuit 200. When the off pulse signal is applied, the switch S1 is turned on and the charging voltage of the capacitor C1 is discharged through the switch S1, thereby turning off the semiconductor switch 101.

이상으로 게이트 구동회로에 대해 상세히 설명하였는 바, 이하 설명에서는 턴 온 펄스 신호 및 턴 오프 펄스 신호를 발생시켜 게이트 구동회로에 인가하는 제어회로에 대해 상술하기로 한다.As described above, the gate driving circuit has been described in detail. Hereinafter, a control circuit generating a turn on pulse signal and a turn off pulse signal and applying the same to the gate driving circuit will be described in detail.

도 1의 상세 회로도에는 다양한 소자들을 이용하여 제어회로를 구성한 예가 도시되어 있다.In the detailed circuit diagram of FIG. 1, an example of configuring a control circuit using various elements is illustrated.

본 발명에서 상기 제어회로(200)는 제어판넬(control panel)(1)으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치(pulse width referenc)와 펄스주파수 지령치(pulse frequency reference) 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 최종 발생시켜 컨트롤 변압기(290)를 통해 게이트 구동회로(100)에 인가하는 것으로, V/F 컨버터(230), 비교기(240), 전류증폭기(250,270), 미분기(260)를 주된 구성요소로 한다.In the present invention, the control circuit 200 is based on the pulse width reference value (pulse width referenc) and the pulse frequency reference signal (pulse frequency reference) signal that is commanded in the form of a variable voltage from the control panel (control panel) (1) And finally generating a turn-on pulse signal and a turn-off pulse signal whose pulse frequency is adjusted and applying the same to the gate driving circuit 100 through the control transformer 290. The V / F converter 230, the comparator 240, The current amplifiers 250 and 270 and the differentiator 260 are main components.

상기 제어판넬(1)에서는 가변저항을 이용해 가변전압 형태의 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치를 발생시켜 출력하는데, 두 개의 가변저항을 이용해 가변전압 형태의 각 지령치를 발생시키며, 상기 제어판넬(1)에서 출력되는 가변전압 형태의 지령치에 의해 제어회로(200)에서는 최종 출력되는 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호의 펄스폭 및 펄스주파수가 제어된다.The control panel 1 generates and outputs a pulse width command value and a pulse frequency command value in the form of a variable voltage using a variable resistor, and generates each command value in the form of a variable voltage using two variable resistors. The control circuit 200 controls the pulse width and pulse frequency of the turn-on pulse signal and the turn-off pulse signal which are finally output from the control circuit 200 by the command value of the variable voltage type output from the control circuit 200.

도 1의 회로도를 참조하여 좀더 상세히 설명하면, 우선 제어판넬(1)에서 인가되는 가변전압 형태의 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치가 제어회로 입력커넥 터(201)의 1번 핀(PW)(202)과 4번 핀(FR)(204)에 각각 입력되며, 1번 핀(202)에 입력되는 펄스폭 지령치는 스위칭 소자 Q13(210)의 베이스 전류(IB)를 결정하게 된다.Referring to the circuit diagram of FIG. 1, the pulse width command value and the pulse frequency command value of the variable voltage type applied from the control panel 1 are first pin PW 202 of the control circuit input connector 201. ) And a pulse width command value input to pin 4 (FR) 204 and input to pin 1 202, respectively, to determine the base current I B of the switching element Q13 210.

상기 베이스 전류의 크기에 따라 스위칭 소자 Q13(210)의 콜렉터와 에미터 사이의 저항값이 결정되며, 상기 저항값에 따라 스위칭 소자 Q13(210)의 에미터에 연결된 커패시터 C20(220)의 충전속도가 결정된다.The resistance value between the collector and the emitter of the switching element Q13 210 is determined according to the magnitude of the base current, and the charging speed of the capacitor C20 220 connected to the emitter of the switching element Q13 210 is determined according to the resistance value. Is determined.

즉, 스위칭 소자 Q13(210)의 저항값이 클 경우 입력커넥터(201)의 2번 핀(+V)(203)으로부터 스위칭 소자 Q13(210)을 통해 충전되는 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 서서히 상승하며, 저항값이 작을 경우 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 급격히 상승하게 된다.That is, when the resistance value of the switching element Q13 210 is large, the charging voltage of the capacitor C20 220 that is charged through the switching element Q13 210 from pin 2 (+ V) 203 of the input connector 201 is When it rises slowly, when the resistance value is small, the charging voltage of the capacitor C20 220 rises rapidly.

상기 커패시터 C20(220)의 충전 전압은 비교기(OP Amp)(240)의 (-) 단자로 입력된 뒤 입력커넥터(201)의 2번 핀(203)을 통해 별도 입력된 (+) 단자의 기준 전압(reference voltage) 값과 비교되어, 비교기 출력은 기준 전압보다 작으면 하이(high) 신호가, 기준 전압 이상이면 로우(low) 신호가 된다.The charging voltage of the capacitor C20 (220) is input to the negative terminal of the comparator (OP Amp) 240, and then the reference of the positive terminal separately input through the second pin 203 of the input connector 201. Compared with the reference voltage value, the comparator output is a high signal if less than the reference voltage and a low signal if it is above the reference voltage.

이와 같이 입력커넥터(201)의 1번 핀(202)으로 입력되는 전압 지령치, 즉 펄스폭 지령치가 높을수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승은 느리게 되며, 결과적으로 비교기 출력이 로우가 되는 시점이 늦어진다(PNP 트랜지스터) In this way, the higher the voltage command value input to the first pin 202 of the input connector 201, that is, the pulse width command value, the slower the voltage rise of the capacitor C20 220 becomes. (PNP transistor)

첨부한 도 3은 제어회로에서 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호가 최종 생성되기까지 각 소자별 출력신호를 나타낸 도면으로, 커패시터 C20(220)에 충전되는 전압(VC20)의 상승 속도(도 3에서 'Vc20'의 기울기)가 1번 핀(202)으로 입력되는 펄스폭 지령치에 따라 결정되면, (-) 단자로 입력된 커패시터 C20(220)의 충전 전압과 (+) 단자로 입력된 기준 전압이 비교됨에 있어서, 기준 전압(Vref)이 고정 값이므로, 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점은 곧 펄스폭 지령치 및 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도('Vc20'의 기울기)에 따라 결정된다.FIG. 3 is a diagram illustrating output signals for each device until a turn-on pulse signal and a turn-off pulse signal are finally generated in a control circuit, and the rising speed of the voltage V C20 charged in the capacitor C20 220 (FIG. When the slope of 'V c20 ' in 3 is determined according to the pulse width command value input to pin 1 (202), the charging voltage of the capacitor C20 (220) input to the (-) terminal and the input to the (+) terminal are input. Since the reference voltage V ref is a fixed value when the reference voltages are compared, the point at which the output signal of the comparator 240 switches from the high signal to the low signal is a pulse width command value and the voltage rising rate of the capacitor C20 220. (The slope of 'V c20 ').

즉, 제어판넬(1)에서 조절되어 출력되는 펄스폭 지령치에 의해 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도가 결정되고, 또한 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도에 의해 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점이 결정되는 것이다.That is, the voltage rising rate of the capacitor C20 (220) is determined by the pulse width command value adjusted and output from the control panel (1), and the output signal of the comparator 240 is determined by the voltage rising rate of the capacitor C20 (220). The time at which the signal transitions from the high signal to the low signal is determined.

결국, 펄스폭 지령치에 의해 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호로 유지되는 시간이 달라지는데, 펄스폭 지령치가 클수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도('Vc20'의 기울기)가 낮아지면서 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점(커패시터 C20의 충전 전압이 기준 전압 이상이 되는 시점)이 늦어지고, 결국 하이 신호로 유지되는 시간이 길어지게 된다. As a result, the time for which the output signal of the comparator 240 is maintained as a high signal varies according to the pulse width command value. The larger the pulse width command value is, the lower the voltage rising rate (the slope of 'V c20 ') of the capacitor C20 220 is obtained. The time point at which the output signal of 240 is changed from the high signal to the low signal (the time point at which the charge voltage of the capacitor C20 becomes equal to or greater than the reference voltage) becomes late, and thus the time for maintaining the high signal becomes long.

반면 펄스폭 지령치가 작을수록 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도가 빨라지면서 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점이 빨라지고, 결국 하이 신호로 유지되는 시간은 짧아지게 된다. On the other hand, the smaller the pulse width command value is, the faster the voltage rising speed of the capacitor C20 (220) becomes, and the time point at which the output signal of the comparator 240 switches from the high signal to the low signal is shortened, and thus, the time for maintaining the high signal becomes short. .

이와 같이 1번 핀(202)으로 입력되는 전압, 즉 펄스폭 지령치는 비교기(240)에서 출력되는 펄스의 폭을 결정하게 되는 것이다. As such, the voltage input to pin 1, ie, the pulse width command value, determines the width of the pulse output from the comparator 240.

도 3을 참조하면, 커패시터 C20(220)의 전압 상승 속도(도 3의 'Vc20'에서 실선과 점선으로 도시)가 달라짐에 따라 비교기(240)의 출력신호가 하이 신호에서 로우 신호로 전환되는 시점(도 3의 'Opamp 출력'에서 실선과 점선으로 도시)이 달라지는 것을 볼 수 있다.Referring to FIG. 3, the output signal of the comparator 240 is switched from a high signal to a low signal as the voltage rising rate of the capacitor C20 220 (indicated by a solid line and a dotted line in 'V c20 ' of FIG. 3) is changed. It can be seen that the viewpoint (shown by the solid line and the dotted line in the 'Opamp output' of FIG. 3) is changed.

한편, 제어판넬(1)로부터 조절된 전압 형태의 펄스주파수 지령치가 입력커넥터(201)의 4번 핀(204)에 입력되면, 이때의 전압 지령치, 즉 펄스주파수 지령치가 V/F 컨버터(230)로 입력되어 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시킨다. On the other hand, when the pulse frequency command value of the voltage type adjusted from the control panel 1 is input to the fourth pin 204 of the input connector 201, the voltage command value, that is, the pulse frequency command value at this time is the V / F converter 230 Is input to generate a frequency output proportional to the voltage.

상기 V/F 컨버터(230)는 커패시터 C20(220)의 방전 경로에 연결되어 구비되는 것으로, 주파수에 해당하는 주기적인 리셋(reset) 신호가 V/F 컨버터(230)의 fout 단자를 통해 출력되는 바, fout 단자에서는 지령 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 신호를 출력하게 되고, 그 외의 상태에서는 오픈 상태가 된다(도 3에서 'fout' 신호 참조).The V / F converter 230 is connected to the discharge path of the capacitor C20 220, and a periodic reset signal corresponding to a frequency is output through the fout terminal of the V / F converter 230. F. The fout terminal outputs a low signal every one period of the frequency proportional to the command voltage, and becomes open in other states (see the 'fout' signal in FIG. 3).

상기와 같이 fout 단자에서 로우 신호가 출력되면, 이 로우 전압은 커패시터 C20(220)에 그동안 충전되어 있던 전압을 저항 R62(221)를 통해 방전시키게 되며, 이 시점에서 커패시터 C20(220)의 전압은 0V로 리셋된다.When the low signal is output from the fout terminal as described above, the low voltage discharges the voltage that has been charged to the capacitor C20 220 through the resistor R62 221. At this point, the voltage of the capacitor C20 220 is Reset to 0V.

이후 상기 fout 단자의 로우 전압 출력이 끝나는 시점에서 다시 충전이 시작되면서 커패시터 C20(220)의 전압은 다시 상승된다(도 3에서 'Vc20' 신호 참조). 또한 커패시터 C20(220)의 전압이 0V로 리셋될 때 비교기 출력은 로우 신호에서 다시 하이 신호로 전환된다.Thereafter, charging starts again at the end of the low voltage output of the fout terminal, and the voltage of the capacitor C20 220 is increased again (see the 'V c20 ' signal in FIG. 3). In addition, when the voltage of capacitor C20 220 is reset to 0V, the comparator output switches from a low signal to a high signal again.

결국, 제어회로 입력커넥터(201)의 4번 핀(204)으로 입력되는 전압은 출력 펄스의 주파수를 결정하게 되고, 1번 핀(202)으로 입력되는 전압은 출력 펄스의 폭을 결정하게 된다. As a result, the voltage input to pin 4 204 of the control circuit input connector 201 determines the frequency of the output pulse, the voltage input to pin 1 202 determines the width of the output pulse.

상기 비교기(240)에서 출력되는 전압은 이후 전류증폭기 U13(250)로 입력되고, 전류증폭기 U13(250)에서 증폭되어 반전된 전압을 발생시키는데, 전류증폭기 U13(250)에서는 비교기(240)의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호(도 3에서 'U13_7'임)와 비교기(240)의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호(도 3에서 'U13_2')가 출력된다.The voltage output from the comparator 240 is then input to the current amplifier U13 250 and amplified by the current amplifier U13 250 to generate an inverted voltage. The current amplifier U13 250 outputs the comparator 240. A voltage signal amplified by the voltage (U13_7 in FIG. 3) and a voltage signal (U13_2 in FIG. 3) obtained by inverting and amplifying the output voltage of the comparator 240 are output.

상기와 같이 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호는 미분기(260)의 입력으로 들어가며, 미분기(260)에서는 전압이 off→on 되는 시점에서 (+) 출력 펄스를, on→off 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시켜 출력하게 된다.As described above, each voltage signal output from the current amplifier U13 (250) enters the input of the differentiator 260, and in the differentiator 260, a positive output pulse is turned on and off when the voltage is turned off → on. At this point, a negative output pulse is generated to output.

도 3에서 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호를 'U19_2', 'U19_4'로 나타내었으며, 'U19_2'는 'U13_7'의 전압 신호로부터 얻어지는 펄스 신호이고, 'U19_4'는 'U13_5'의 전압 신호로부터 얻어지는 펄스 신호이다. In FIG. 3, the pulse signals output from the differentiator 260 are represented by 'U19_2' and 'U19_4', where 'U19_2' is a pulse signal obtained from a voltage signal of 'U13_7', and 'U19_4' is a voltage signal of 'U13_5'. It is a pulse signal obtained from.

상기 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호('U19_2','U19_4')는 전류증폭기 U19(270)로 입력되는데, 전류증폭기 U19(270)에서는 미분기(260)의 각 펄스 신호('U19_2','U19_4')에서 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호('U19_7')와 턴 오프 펄스 신호('U19_5')를 발생시키고, 이를 변압기 TX6(271)의 입력신호(도 3에서 'TX 입력'임)로 인가하게 된다.The pulse signals 'U19_2' and 'U19_4' output from the differentiator 260 are input to the current amplifier U19 270. In the current amplifier U19 270, each pulse signal 'U19_2', of the differentiator 260 is input. Positive signal is amplified in 'U19_4' to generate a turn on pulse signal 'U19_7' and a turn off pulse signal 'U19_5', which are input signals of the transformer TX6 271 ('TX input in FIG. 3'). 'Im).

상기 변압기 TX6(271)의 출력신호는 풀브릿지 형태로 구성되는 인버터(280)의 게이트 신호를 생성하고, 인버터(280)에서는 전류 증폭하여 최종적으로 게이트 구동회로(100)에 전달되는 양 극성의 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 발생시키게 된다.The output signal of the transformer TX6 271 generates a gate signal of the inverter 280 configured in the form of a full bridge, the inverter 280 amplifies the current to be finally transmitted to the gate driving circuit 100 of both polarities It generates an on / turn off pulse signal.

이상으로 본 발명에 따른 특정의 바람직한 실시예에 대해 설명하였다. 그러나, 본 발명이 상술한 실시예로 한정되는 것은 아니며, 상술한 실시예가 본 발명의 원리를 응용한 다양한 실시예의 일부를 나타낸 것에 지나지 않음을 이해하여야 한다. 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이하의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상의 요지를 벗어남이 없이 얼마든지 다양하게 변경 실시할 수 있을 것이다.In the above, a specific preferred embodiment according to the present invention has been described. However, it is to be understood that the present invention is not limited to the above-described embodiments, and the above-described embodiments merely represent a part of various embodiments to which the principles of the present invention are applied. Those skilled in the art to which the present invention pertains may make various changes without departing from the spirit of the technical idea of the present invention described in the claims below.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 펄스전원장치용 반도체 스위치 구동회로의 전체 구성을 도시한 회로도, 1 is a circuit diagram showing the overall configuration of a semiconductor switch driving circuit for a pulse power supply according to a preferred embodiment of the present invention;

도 2a ~ 도 2d는 본 발명에서 게이트 구동회로의 동작모드를 설명하기 위한 도면,2a to 2d are views for explaining the operation mode of the gate driving circuit in the present invention,

도 3은 본 발명의 제어회로에서 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호가 최종 생성되기까지 각 소자별 출력신호를 나타낸 도면.3 is a diagram illustrating an output signal for each device until a turn on pulse signal and a turn off pulse signal are finally generated in a control circuit of the present invention;

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명><Explanation of symbols for the main parts of the drawings>

100 : 게이트 구동회로 101 : 반도체 스위치(IGBT)100: gate driving circuit 101: semiconductor switch (IGBT)

200 : 제어회로 230 : V/F 컨버터200: control circuit 230: V / F converter

240 : 비교기 250 : 전류증폭기240: comparator 250: current amplifier

260 : 미분기 270 : 전류증폭기260: differentiator 270: current amplifier

280 : 인버터280: Inverter

Claims (5)

컨트롤 변압기(290)를 통해 제어신호를 인가받아 해당 반도체 스위치(101)의 구동을 위한 게이트 신호 및 게이트 전원을 인가하는 게이트 구동회로(100)와, 상기 게이트 신호 및 게이트 전원을 발생시키기 위한 제어신호로서 턴 온/턴 오프 펄스 신호를 컨트롤 변압기(290)를 통해 상기 게이트 구동회로(100)에 제공하는 제어회로(200)를 포함하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로에 있어서,A gate driving circuit 100 applying a control signal through a control transformer 290 and applying a gate signal and a gate power for driving the semiconductor switch 101, and a control signal for generating the gate signal and the gate power In the semiconductor switch driving circuit of the pulse power supply comprising a control circuit 200 for providing a turn on / turn off pulse signal to the gate driving circuit 100 through a control transformer 290, 상기 게이트 구동회로(100)는, 상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)에 다이오드 D1과 다이오드 D2가 차례로 연결되고, 상기 다이오드 D2가 반도체 스위치(101)의 게이트에 연결된 상태에서 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 저항 R1과 커패시터 C1이 연결되며, 상기 다이오드 D1의 양단에 스위치 S1이 연결된 상태에서 상기 스위치 S1의 게이트에 저항 R3와 저항 R2가 연결되어 구성된 것으로서, In the gate driving circuit 100, the diode D1 is sequentially connected to the secondary winding 292 of the control transformer 290, and the diode D1 is connected to the gate of the semiconductor switch 101. A resistor R1 and a capacitor C1 are connected between the diode D2 and the diode D2, and the resistor R3 and the resistor R2 are connected to the gate of the switch S1 while the switch S1 is connected to both ends of the diode D1. 상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)으로 인가된 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호가 상기 다이오드 D1 및 저항 R1을 통해 커패시터 C1을 충전하는 동시에 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치(101)를 턴 온 시키고, 상기 제어회로(200)의 턴 온 펄스 신호가 소멸된 상태에서 상기 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 다이오드 D2를 통해 반도체 스위치(101)의 게이트-소스로 인가되어 반도체 스위치(101)를 온 상태로 유지하며,상기 컨트롤 변압기(290)의 2차측 권선(292)으로 인가된 제어회로(200)의 턴 오프 펄스 신호가 상기 저항 R2 및 저항 R3를 통해 인가되어 상기 스위치 S1이 온 되면 커패시터 C1의 충전 전압이 상기 저항 R1 및 스위치 S1을 통해 방전되면서 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키고,The turn-on pulse signal of the control circuit 200 applied to the secondary winding 292 of the control transformer 290 charges the capacitor C1 through the diode D1 and the resistor R1 while simultaneously switching the semiconductor switch 101 through the D2. When the semiconductor switch 101 is turned on by being applied to a gate-source and the turn-on pulse signal of the control circuit 200 is extinguished, the charging voltage of the capacitor C1 is applied to the semiconductor switch 101 through the diode D2. The turn-on pulse signal of the control circuit 200 applied to the second source winding 292 of the control transformer 290 is applied to the gate-source and maintains the ON state of the semiconductor switch 101 on. When applied through R3 and the switch S1 is turned on, the charging voltage of the capacitor C1 is discharged through the resistor R1 and the switch S1 to turn off the semiconductor switch 101, 상기 제어회로(200)는,The control circuit 200, 제어판넬(1)에서 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치와 펄스주파수 지령치 신호를 기초로 하여 펄스폭 및 펄스주파수가 조절된 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키도록 구성되는 것으로서, It is configured to generate a turn on pulse signal and a turn off pulse signal of which the pulse width and the pulse frequency are adjusted based on the pulse width command value and the pulse frequency command value signal commanded by the control panel 1 in the form of a variable voltage. 상기 제어판넬(1)으로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스폭 지령치를 입력받아 베이스 전류가 결정되도록 연결되는 스위칭 소자 Q13(210)과;A switching element Q13 (210) connected to receive a pulse width command value in the form of a variable voltage from the control panel (1) so as to determine a base current; 상기 스위칭 소자 Q13(210)의 에미터에 연결되어 상기 베이스 전류 크기에 따른 스위칭 소자 Q13(210)의 콜렉터와 에미터 사이 저항값에 의해 전압 충전속도가 결정되는 커패시터 C20(220)과;A capacitor C20 (220) connected to the emitter of the switching element Q13 (210), the voltage charge rate being determined by a resistance value between the collector and the emitter of the switching element Q13 (210) according to the base current magnitude; 상기 커패시터 C20(220)의 방전 경로에 연결되어 구비되며, 상기 제어판넬(1)로부터 가변전압 형태로 지령되는 펄스주파수 지령치를 입력받아 상기 지령치 전압에 비례하는 주파수 출력을 발생시키되, 지령치 전압에 비례하는 주파수의 한 주기마다 로우 전압을 출력하여 커패시터 C20(220)에 충전된 전압을 주기적으로 방전시켜 리셋시키는 V/F 컨버터(230)와;It is connected to the discharge path of the capacitor C20 (220), and receives a pulse frequency command value commanded in the form of a variable voltage from the control panel 1 generates a frequency output proportional to the setpoint voltage, but proportional to the setpoint voltage A V / F converter 230 for outputting a low voltage at one cycle of the frequency to periodically discharge and reset the voltage charged in the capacitor C20 220; 상기 커패시터 C20(220)의 충전 전압을 기준 전압과 비교하여 기준 전압보다 작으면 하이 신호를, 기준 전압 이상이면 로우 신호를 출력하는 비교기(240)와;A comparator 240 for comparing the charging voltage of the capacitor C20 220 with a reference voltage and outputting a high signal if the reference voltage is smaller than the reference voltage and a low signal if the reference voltage is higher than the reference voltage; 상기 비교기(240)의 출력 전압을 증폭시킨 전압 신호와 비교기(240)의 출력 전압을 반전 증폭시킨 전압 신호를 출력하는 전류증폭기 U13(250)과;A current amplifier U13 (250) for outputting a voltage signal amplified by the output voltage of the comparator 240 and a voltage signal inverted and amplified by the output voltage of the comparator 240; 상기 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호로부터 (+) 출력 펄스와 (-) 출력 펄스를 발생시키는 미분기(260)와;A differentiator 260 for generating a positive output pulse and a negative output pulse from respective voltage signals output from the current amplifier U13 250; 상기 미분기(260)에서 출력되는 펄스 신호 중 각각 양의 신호를 증폭하여 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 전류증폭기 U19와;A current amplifier U19 for amplifying a positive signal among the pulse signals output from the differentiator 260 to generate a turn on pulse signal and a turn off pulse signal; 상기 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 증폭하여 컨트롤 변압기(290)를 통해 게이트 구동회로(100)로 인가되는 최종의 턴 온 펄스 신호와 턴 오프 펄스 신호를 발생시키는 인버터(280); An inverter 280 that amplifies the turn on pulse signal and the turn off pulse signal to generate a final turn on pulse signal and a turn off pulse signal applied to the gate driving circuit 100 through a control transformer 290; 를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.Semiconductor switch driving circuit of the pulse power supply comprising a. 청구항 1에 있어서,The method according to claim 1, 상기 게이트 구동회로(100)에서 커패시터 C1의 과충전시 방전을 위해 상기 다이오드 D1과 다이오드 D2 사이에 커패시터 C1과는 병렬로 연결되는 다이오드 D3와 제너 다이오드 ZD1가 구비되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.In the gate driving circuit 100, a diode D3 and a zener diode ZD1 connected in parallel with the capacitor C1 are provided between the diode D1 and the diode D2 in order to discharge when the capacitor C1 is overcharged. Switch drive circuit. 청구항 1 또는 청구항 2에 있어서,The method according to claim 1 or 2, 상기 게이트 구동회로(100)가 반도체 스위치(101)의 온 상태에서 과도 전류가 인가될 때 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키는 보호회로를 포함하되, The gate driving circuit 100 includes a protection circuit for turning off the semiconductor switch 101 when a transient current is applied in the on state of the semiconductor switch 101, 상기 보호회로는, The protection circuit, 반도체 스위치(101)의 게이트에 스위치 S2가 연결된 상태에서 상기 스위치 S2의 전단에 저항 R4가, 후단에 저항 R6, R5가 연결되고, 게이트에 저항 R5와 R6가 연결된 스위치 S3과 상기 스위치 S3에 연결된 저항 R7이 상기 커패시터 C1과는 병렬로 반도체 스위치(101)에 연결되어 구성된 것으로서, In the state in which the switch S2 is connected to the gate of the semiconductor switch 101, the resistor R4 is connected to the front end of the switch S2, the resistors R6 and R5 are connected to the rear end, and the switches S3 and R3 connected to the gate are connected to the switch S3. Resistor R7 is configured to be connected to the semiconductor switch 101 in parallel with the capacitor C1, 과도 전류로 인해 상기 반도체 스위치(101)의 콜렉터 전위가 상승하면 저항 R4의 양단 전압에 의해 스위치 S2가 턴 온되고, When the collector potential of the semiconductor switch 101 is increased due to the transient current, the switch S2 is turned on by the voltage across the resistor R4. 상기 스위치 S2가 턴 온 된 상태에서 저항 R6 및 저항 R5의 방전 경로가 형성되면서 저항 R5의 양단 전압에 의해 스위치 S3가 턴 온 되며, As the discharge paths of the resistors R6 and R5 are formed while the switch S2 is turned on, the switch S3 is turned on by voltages across the resistor R5. 상기 스위치 S3가 턴 온 된 상태에서 커패시터 C1 전압과 게이트 전압이 방전되면서 반도체 스위치(101)를 턴 오프시키는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.And the semiconductor switch 101 is turned off while the capacitor C1 voltage and the gate voltage are discharged while the switch S3 is turned on. 삭제delete 청구항 1에 있어서,The method according to claim 1, 상기 미분기(260)는 전류증폭기 U13(250)에서 출력되는 각각의 전압 신호가 off→on이 되는 시점에서 (+) 출력 펄스를, on→off이 되는 시점에서 (-) 출력 펄스를 발생시키도록 구비되는 것을 특징으로 하는 펄스전원장치의 반도체 스위치 구동회로.The differentiator 260 generates a positive output pulse when each voltage signal output from the current amplifier U13 250 turns off → on, and generates a negative output pulse when it turns on → off. Semiconductor switch driving circuit of the pulse power supply characterized in that it is provided.
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