KR101134179B1

KR101134179B1 - 다중 입력 다중 출력 시스템용 적응형 피드백

Info

Publication number: KR101134179B1
Application number: KR1020067016212A
Authority: KR
Inventors: 레오니드 크라스니; 카를 제임스 몰나; 정-후 쳉; 스테픈 제임스 그랜트; 이-핀 왕
Original assignee: 텔레폰악티에볼라겟엘엠에릭슨(펍)
Priority date: 2004-02-13
Filing date: 2005-01-28
Publication date: 2012-04-09
Also published as: JP4676444B2; KR20060121964A; PL1716655T3; CN1918840B; DE602005015086D1; EP1716655B1; US20050181739A1; WO2005081444A1; JP2007522768A; PL1716655T5; WO2005081444A8; CN1918840A; SE0400370D0; ATE434875T1; EP1716655B2; EP1716655A1; US8515435B2

Abstract

적응형 전송 방식은 다중 레벨의 적응을 제공한다. 제 1 레벨에서, 선택은 제한된 피드백 또는 개방 루프 방식 및 리치 피드백 또는 폐쇄 루프 방식 사이에서 행해진다. 제 2 레벨의 적응에서, 다이버시티 모드가 선택된다. 부가적인 레벨의 적응이 사용될 수 있다.

MIMO 시스템, 다이버시티 모드, 제한된 피드백, 리치 피드백

Description

다중 입력 다중 출력 시스템용 적응형 피드백{ADAPTIVE FEEDBACK FOR MIMO COMMUNICATION SYSTEMS}

본 발명은 무선 통신 네트워크용 다중 안테나 송신 방식에 관한 것이고, 특히 채널 상태 및 다른 팩터에 응답해서 송신기 및 수신기 사이에 적응을 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

대부분의 전형적인 2세대 및 3세대 무선 통신 시스템에서, 송신기 및 수신기 둘 다는 단일 안테나가 장착된다. 이와 같은 시스템은 단일 입력, 단일 출력(SISO) 시스템으로 공지되어 있다. 최근에, 연구원들은 통신 시스템의 성능을 증진시키기 위해서 송신기 및/또는 수신기에 다수의 안테나를 사용하는 것을 제안해왔다. 송신 다이버시티는 수신기에서 신호-대-간섭 비(SINR)를 증가시키는 방법으로서 제안되어온 다중 안테나 송신 방식의 한 예이다. 여기서 사용되는 바와 같이, SINR은 잡음 간섭을 포함한다. 송신 다이버시티 시스템은 또한 다중 입력 단일 출력(MISO) 시스템으로서 공지된다. 송신 다이버시티 또는 MISO 시스템은 신호를 수신기에 송신하기 위해서 송신기에 다수의 안테나를 사용한다. 각각의 송신 안테나로부터의 신호들은 여러 전파 채널을 통해서 수신기에 도달한다. 수신기는 "최상"의 신호(전형적으로 가장 높은 SINR을 갖는 신호)를 선택할 수 있거나, 이득을 결합하는 것을 통해서 더 높은 SINR을 성취하기 위해서 다수의 신호를 결합할 수 있다. 공간-시간 코드를 사용하는 송신 다이버시티는 송신 전에 송신 신호를 코딩함으로써 SINR을 더 증가시킨다. 송신 다이버시티 방식은 SINR를 증가시키는 반면, 피크 레이트 증가는 단일 안테나 변조 및 코딩 옵션으로 제한된다.

다중 입력 다중 출력(MIMO) 시스템은 수신기뿐만 아니라 송신기에 다수의 안테나를 사용한다. MIMO 시스템은 대역폭을 증가시킬 필요 없이 더 높은 스펙트럼 효율 및 더 높은 데이터 레이트를 성취하기 위해서 수신기에 신호의 공간 디멘션을 활용한다. 트레이드-오프는 송신기 및 수신기의 더 큰 복잡성의 결과를 가져온다. MIMO 시스템은 제한된 피드백(또한 개방 루프(open loop)로서 공지됨) 및 리치 피드백(또한 폐쇄 루프(closed loop)로서 공지됨) 시스템(rich feedback system)으로서 광범위하게 분류된다. 제한된 피드백에서, 단지 통신 채널에 대한 정보를 제한하는 MIMO 시스템은 수신기로부터 송신기로 피드백된다. 제한된 피드백 시스템은 이룰 수 있는 피크 송신 레이트를 증진시키고 높은 SINR 환경에서 더 유리하다. 리치 피드백 시스템에서, 수신기는 채널 계수 또는 채널 계수가 추정될 수 있는 다른 정보를 송신기로 다시 송신한다. 송신기는 송신 전에 송신 신호를 필터링 하기 위해서 채널에 대한 지식을 사용할 수 있다. 리치 피드백 시스템은 어떤 어레이 구성을 위해서 상당히 많을 수 있는 다수의 송신 안테나로부터의 어레이 이득으로 인해 부가적인 이득을 제공한다.

공교롭게도, 배치하도록 계획될 수 있는 동작 환경의 영역에 걸쳐서 다른 시스템들보다 더 일관되게 수행하는 어떠한 시스템 구성도 존재하지 않는다. 수행에 영향을 미치는 일부 동작 환경은 수신기에서 기대되는 동작 SINR; 수신기에서 관찰되는 전파 채널 및 간섭 환경; 허용된 채널 피드백의 양; 추측된 사용자 데이터 트래픽; 및 바람직한 허용 가능한 송신 및 수신 안테나 수를 포함한다. 넓은 범위의 동작 상태에서 여러 안테나 구성에 대해 양호하게 동작하는 로버스트 접근(robust approach)을 갖는 것을 희망한다.

본 발명은 적어도 두 개의 적응 레벨을 갖는 적응형 송신 방식에 관한 것이다. 제 1 레벨에서, 피드백 모드는 수신기 성능을 나타내는 일부 품질 메트릭(품질 척도)에 기초하여 선택된다. 예를 들어, 메트릭은 단말기 수신기 또는 수신기에 의해서 지원가능한 데이터 레이트의 출력에서 하나 이상의 SINR을 가질 수 있다. 이런 품질 메트릭은 수신 안테나의 수, 채널 품질, 모바일 스피드, 전파 채널의 환경, 및/또는 이동국 및 기지국 사이의 사용 가능한 대역폭을 포함하는 다수의 측정 가능한 품질에 기초할 수 있다. 단말기는 폐쇄-루프 및 개방-루프 모드에 대한 이런 품질 메트릭을 계산할 수 있고 스위치 기준을 만족하는 모드로 스위치할 수 있다. 한 예시적인 실시예에서, 피드백 모드는 제한된 피드백 또는 개방 루프 모드 및 리치 피드백 또는 폐쇄 루프 모드를 포함한다. 제한된 피드백 모드에 대한 송신기 구성은 퍼 안테나 레이트 제어(per antenna rate control:PARC) 및 코드를 재사용하여 결합된 공간 멀티플렉싱(SM)을 포함한다. 이런 접근에서, 데이터 스트림은 다수의 스트림으로 나뉘고, 각각의 스트림은 여러 안테나로부터 송신된다. 폐쇄 루프 모드에 대한 송신기 구성은 데이터 스트림이 하나 이상의 서브스트림으로 나뉘고 각각의 서브스트림은 채널이 선택된 수신 안테나에 부합하도록 선필터링되는 부합된 필드 프로세싱 송신 다이버시티(matched field transmit diversity:MFTD)를 포함한다.

제 2 레벨에서, 다이버시티 모드가 선택된다. 개방 루프 모드가 선택될 때, 다이버시트 모드의 선택은 다수의 안테나의 선택에 대응한다. 모든 송신 안테나보다 더 적게 사용될 때, 선택은 안테나의 "최적"의 서브세트를 포함할 수 있다. 폐쇄 루프 모드가 선택될 때, 다이버시티의 선택은 데이터 스트림 수의 선택에 대응한다. 데이터 스트림 수가 수신 안테나 수보다 작을 때, 선택은 선필터가 부합된 수신 안테나의 서브세트를 포함할 수 있다. 또한, 선택 레벨의 수는 예컨대, 일단 개방-루프 MIMO 방식이 선택되어온 두 개 이상일 수 있고, 이런 선택으로부터 다수의 개방-루프 MIMO 방식이 존재할 수 있다.

도 1은 다중 입력 다중 출력 통신 시스템.

도 2-4는 여러 안테나 구성을 갖는 SISO, MISO, 및 MIMO 시스템의 성능 비교.

도 5는 퍼 안테나 레이트 제어를 사용하는 예시적인 개방 루프 송신기 장치.

도 6은 코드를 다시 사용하는 공간 멀티플렉싱하는 예시적인 개방 루프 송신기.

도 7은 부합된 필드 송신 다이버시티를 사용하는 예시적인 개방 루프 송신기 장치.

도 1은 제 1 스테이션(20) 및 제 2 스테이션(30)을 포함하는 다중 입력/다중 출력(MIMO) 무선 통신 시스템을 도시한다. 제 2 스테이션은 신호를 제 2 스테이션에 송신하기 위한 송신기(22)를 갖는 반면, 제 2 스테이션은 제 1 스테이션(20)에 의해서 송신된 신호를 수신하는 수신기(32)를 포함한다. 당업자는 도 1에서 도시된 바와 같이, 제 1 스테이션(20) 및 제 2 스테이션(30)이 송신기(22) 및 수신기(32) 둘 다를 포함할 수 있다고 인식한다. 하나의 예시적인 실시예에서, 제 1 스테이션(20)은 무선 통신 네트워크에서 기지국이고, 제 2 스테이션(30)은 이동국이다.

2진 데이터 스트림 형태의 정보 신호는 제 1 스테이션(20)에서 송신기(22)에 입력된다. 송신기는 제어기(24), 송신 신호 프로세싱 회로(26), 및 다수의 송신 안테나(28)를 포함한다. 제어기(24)는 송신기(22)의 동작을 제어한다. 송신 신호 프로세싱 회로(26)는, 에러 코딩 및 입력 비트를 복잡한 변조 심벌(complex modulation symbols)로의 맵핑을 수행한다. 송신 신호 프로세싱 회로(26)는 독립적이거나, 부분적으로 중복되거나, 모두 중복될 수 있는 다수의 송신 신호를 발생시킨다. 주파수 변환, 필터링, 및 증폭 이후에, 송신 신호는 통신 채널(12)을 통해서 각각의 송신 안테나(28)로부터 제 2 스테이션(30)으로 송신된다.

제 2 스테이션(30)에서 수신기(32)는, 제어기(34), 수신 신호 프로세싱 회로(36), 및 다수의 안테나(38)를 포함한다. 제어기(34)는 수신기(32)의 동작을 제어한다. 수신 신호 프로세싱 회로(36)는 각 안테나(38)에서 수신된 신호를 복조하여 디코딩한다. 비트 에러가 없다면, 수신기(32)로부터의 출력 신호는 송신기(22)에서 원래 정보 신호 입력과 같을 것이다. 왜냐하면, 다수의 데이터 스트림이 여러 안테나(28)로부터 동시에 송신되고, 처리량은 대역폭 요구 조건을 증가시키지 않고 시스템에 부가되는 모든 쌍의 안테나(28,38)와 함께 선형으로 증가한다.

MIMO 시스템은 높은 스펙트럼 효과 및 그 결과 높은 데이터 레이트로 인해서, 무선 통신 네트워크에 세계적으로 사용하기 위한 고가의 연구 활동에 대한 것이다. 많은 유형의 MIMO 시스템이 제안되어 왔는데, 일반적으로 폐쇄 루프 또는 개방 루프 중 하나로 분류될 수 있다. 폐쇄 루프 MIMO 시스템에서, 송신기는 여기서 리치 피드백이라 칭해지는, 수신기로부터의 채널 계수에 대한 피드백을 수신한다. 개방 루프 MIMO 시스템에서는, 송신기가 채널 상태 정보에 대한 제한된 피드백을 수신한다. 이런 제한된 피드백은 전형적으로 채널 계수를 포함하는 것이 아니라, 통신 채널의 SINR과 같은 채널 상태 정보를 포함할 수 있다.

일반적으로, 이런 시스템은 통신의 더 많은 통신 채널에 대한 지식을 갖기 때문에 폐쇄 루프 시스템은 개방-루프 시스템을 통해서 증진된 성능을 제공하지만, 채널 계수에 대한 피드백을 요구한다. 피드백 수는 송신 안테나의 수, 수신 안테나 수, 및 채널의 지연 확산에 부합한다. 도 2-4는 다양한 안테나 구성을 위한 폐쇄 루프 및 개방 루프 다수의 안테나 시스템에 대한 성능을 비교한다. 도 2는 4×1 다중 입력 단일 출력(MISO) 시스템과 개방 루프 및 폐쇄 루프 성능을 비교한다. 도 3은 4×2 MIMO 시스템과 개방 루프 및 폐쇄 루프 성능을 비교한다. 도 4는 4×4 MIMO 시스템과 개방 루프 및 폐쇄 루프 성능을 비교한다.

셀룰러 환경에서, 채널은 랜덤 변수이므로; 각 송신 방식에 대응하는 상호 정보는 또한 어떤 누적 분포 함수(CDF)를 갖는 랜덤 변수이다. 도 2-4는 SINR 대 다양한 시스템 구성을 위한 상호 정보 CDF의 1% 포인트를 도시한다. CDF상의 이런 포인트는 때때로 1% 통화 중단 확률(outrage probability)을 발생시키는 상호 정보라 칭해지는데, 즉, 각각의 방식의 상호 정보는 0.99의 확률을 갖는 상응하는 1 백분위수 값을 초과한다. 이런 도면에서 실선으로 된 곡선은 폐쇄-루프 성능에 대응하고, 별(*) 표시를 갖는 점선으로 된 곡선은 개방-루프 성능에 대응하며, 및 "x" 표시를 갖는 점선으로 된 곡선은 하나의 송신 안테나 및 하나의 수신 안테나를 갖는 단일 입력 단일 출력 시스템에 대응한다.

4×1 MISO 시스템(도2)에서, 폐쇄-루프 성능은 다이버시티 및 안테나 어레이 이득으로 인해 개방-루프 성능에 비해서 6dB의 이득을 갖는다. 게다가, 개방 루프 성능은 동작 SINR의 광범위한 영역에 걸친 SISO 채널의 성능보다 매우 더 크지 않다. 이는 증가한 비율을 획득하기 위해 송신 다이버시티의 일부 형태가 유익하다는 것을 나타낸다. 4×2 MIMO 시스템(도3)에 있어서, 폐쇄-루프 및 개방-루프 성능 사이에 거의 4.5dB의 상당한 갭이 있다. 이는 4×1 시스템보다 다소 작지만, 여전히 개방 루프 MIMO 시스템에 비해 폐쇄 루프 MIMO 시스템의 상당한 성능 이점을 여전히 나타낸다. 4×4 MIMO 시스템(도4)에 있어서, 갭은 거의 3dB로 줄어들고, 대부분 낮은 SINR에서 발생한다.

예시적인 개방 루프 MIMO 시스템은 코드를 다시 사용하여 결합된 공간 멀티플렉싱(SM) 기술 및 퍼 안테나 레이트 제어(PARC) 기술을 사용한다. 개방 루프 구성에서, 단일 입력 데이터 스트림은 여러 송신 안테나로 맵핑되는 다수의 데이터 스트림으로 나뉜다. 아래에서 더 자세히 설명되는 PARC 접근에서, 각각의 스트림은 독립적으로 코딩되어 변조된다. SM 접근에서, 입력 데이터 스트림은 나뉘기 전에 코딩되어, 개별적인 서브스트림은 독립적으로 변조되어 송신된다. 예시적인 폐쇄 루프 시스템은 부합된 필드 송신 다이버시티(MFTD)를 사용하고, 또한 아래에서 더 자세히 설명되는, 리치 피드백을 갖는 송신 다이버시티(TDRF)로서 공지된다. MFTD를 사용하는 폐쇄 루프 MIMO 시스템에서, 입력 데이터 스트림은 다수의 송신 안테나(28)로부터 하나 이상의 수신 안테나(38)를 갖는 수신기(32)로 송신된다. 입력 스트림은 송신 안테나 및 수신 안테나(28,38) 사이의 채널에 부합하도록 선필터링된다.

도 5는 퍼 안테나 레이트 제어(PARC) 접근을 사용하는 개방-루프 모드에 대한 예시적인 송신기(100) 구성을 도시한다. 당업자는 PARC는 시스템 성능을 증가시키기 위해서 무선 통신 시스템에서 사용되는 다수의 스트림 송신 기술이라는 것을 인식한다. 예시적인 실시예에서, 송신기(100)는 WCDMA의 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA)를 위해서 구성된다.

도 5에서 송신기(100)는 원래 정보 비트 스트림(I)을 M 비트 스트림(

)으로 나누는 디멀티플렉서(102), 각각의 비트 스트림에 대한 코딩 및 변조 회로(104), 및 다수의 안테나(120)를 포함한다. 각각의 비트 스트림(

)에 대한 코딩 및 변조 회로(104)는 각각의 비트 스트림(

)을 인코딩하는 인코더(106), 각각의 비트 스트림(

)을 서브스트림으로 더 나누는 다수의 디멀티플렉서(108), 각각의 서브스트림을 시그날링 배열상의 지점으로 맵핑하는 다수의 심볼 멥퍼(110), 선택된 확산 코드를 각각의 서브스트림에 적용시키는 다수의 신호 확산기(112), 및 송신을 위해서 송신 신호(

)를 발생시키기 위한 서브스트림을 재결합하는 재결합기(114)를 포함한다. 송신 신호(

)는 다수의 전용 채널 및 제어 채널뿐만 아니라 공통 파일럿 채널을 포함하는 하나 이상의 동시에 송신된 다른 신호(

)를 갖는 결합기(116)에 의해서 더 결합될 수 있다. 각각의 비트 스트림(

)에 대한 인코더(106)는 원래 정보 비트를 여러 레이트로 인코딩한다. 채널 품질 표시자(CQI)에 따라 레이트는 수신기(32)로부터 피드백한다. 그 후에 각각의 인코더(106)에 의해서 코딩된 신호 출력은 디멀티플렉서(108)에 의해서 K 서브스트림으로 나뉜다. 각각의 서브스트림은 하나의 K 심볼 맵퍼(110)에 의해 심볼로 맵핑되고, 신호 확산기(112)에 의해서 하나의 K 확산 코드와 함께 확산한다. K 확산 코드는 여러 안테나(20)에서 다시 사용될 수 있다. 결합기는 각각의 신호 확산기(112)로부터 K 확산 신호를 재결합시킨다. 도 5에서, 코딩된 신호의 수 및 송신 안테나(120)의 수가 같다. 그러나, 다른 실시예에서, 코딩된 신호의 수는 송신 안테나(120)의 수와 같거나 더 적다.

도 6은 코드를 다시 사용하는 공간 멀티플렉싱(SM)을 사용하는 개방-루프 모드에 대한 예시적인 송신기 구성(150)을 도시한다. 도 6에서 도시되는 송신기 구성(150)은 코딩된 비트스트림을 발생시키기 위해서 원래 정보 스트림(I)을 인코딩하는 인코더(152), 코딩된 비트스트림을 N 비트스트림(

)으로 나누는 디멀티플렉서(154), 각각의 비트 스트림에 대한 변조 회로(156), 및 다수의 안테나(168)를 포함한다. 각각의 비트스트림에 대한 변조 회로(156)는 각각의 스트림을 더 많은 수의 서브스트림으로 나누는 디멀티플렉서(158), 각각의 서브스트림을 시그날링 배열상의 지점으로 맵핑하는 다수의 심볼 맵퍼(160), 선택된 확산 코드를 각각의 서브스트림에 적용하는 다수의 신호 확산기(162), 및 제 2 스테이션(30)으로 송신하기 위한 송신 신호(

)를 발생시키기 위해서 서브스트림을 재결합시키는 재결합기(164)를 포함한다. 송신 신호(

)는 다수의 전용 채널, 제어 채널뿐만 아니라 공통 파일럿 채널을 포함하는 하나 이상의 다른 동시에 송신된 신호(

)를 갖는 결합기(166)에 의해서 더 결합될 수 있다.

도 7은 폐쇄 루프 모드 시스템을 위한 예시적인 송신기 구성(200)을 도시한다. 도 7의 송신기(200)는 여기서 부합된 필드 송신 다이버시티(MFTD)라 칭해지는 것을 사용한다. 도 7에 도시된 송신기 구성(200)은 정보 비트스트림을 다수의 비트스트림으로 나누는 디멀티플렉서(202), 각 비트스트림을 위한 코딩 및 변조 회로(204), 송신기 및 수신기 사이의 통신 채널에 부합하는 선필터(212), 및 다수의 송신 안테나(214)를 포함한다. 각각의 코딩 및 변조 회로(204)는 대응하는 비트스트림을 인코딩하는 인코더(206), 코딩된 비트를 변조 심볼로 맵핑하는 심볼 맵퍼(208), 및 선택된 확산 코드를 각각의 서브스트림에 적용시키는 신호 확산기(210)를 포함한다. 변조 및 인코딩 회로(204)로부터 출력된 신호는 제 2 스테이션(30)으로 송신될 송신 신호(

)인데, 여기서 N은 수신기(32)에서 안테나의 수보다 작거나 같다. 송신 신호(

)는 선필터(212)에 입력된다. 선필터 는 송신기(22) 및 수신기(32) 사이의 통신 채널에 대한 지식에 기초하여 송신 신호를 필터링한다. 선필터는 제 2 스테이션(30)에 송신하기 위해서 필터링된 신호(

)를 안테나(214)로 출력하는데, 여기서 M은 송신 안테나(214)의 수이다.

아래에서 선필터(212)에 대한 필터가 계산되는 방법을 설명한다. 선필터(212)로 입력되는 신호(

)가 서로 독립적이고, 각각의 하나는 채널 대역폭 내에서 파워 스펙트럼(

)을 갖는다고 가정한다. 파워 스펙트럼의 송신 신호 벡터(

)는

로 나타내진다. 파워 스펙트럼의 필터링된 신호 벡터(x(t))는:

공식(1)

에 따르는

로 표현할 수 있는데, 여기서

는 송신기로부터 보내는 총 파워가 고정되도록 하기 위해서 선택된 실제-값 함수이고,

는 m번째 송신 안테나로부터 n번째 수신 안테나로 다운 링크 채널의 주파수 응답이다.

도 7에서 보여지는 바와 같이, MFTD 송신기(200)는 N개의 동일한 데이터 스트림 또는 서브채널 및 M개의 안테나(214)로 구성된다. 각각의 N개의 동일한 데이터 스트림은 두 개의 부분: 1) 정보 비트를 스칼라-값 파장 형태로 맵핑하는 변조 및 코딩 회로(204), 및 2) 선필터(212)의 일부를 형성하는 부합된 필터의 단일 입력 다중 출력 뱅크이다. 이런 부합된 필터를

로 표시하면, 필터는

공식(2)

으로 표현될 수 있다.

공식 2로 주어진 필터는 몇몇 흥미있는 특성을 갖는다. 첫째, 그들의 주파수 응답은 두 항의 곱이다. 분자인 제 1 항(

)은 m번째 송신 안테나 및 n번째 수신 안테나 사이의 다운링크 채널에 부합된 필터이다. 분모인 제 2 항(

)은 정보 신호에 대한 화이트닝 필터(whitening filter)로 간주될 수 있다. 둘째, 공식 2는 다음의 점에서 루스한 형태의 워터 푸어링(loose form of water pouring)의 결과를 가져온다. 특정 주파수로의 다운링크 채널 중 하나가 심하게 약화되면, 대응하는 송신 안테나(214)로부터의 파워가 또한 이런 주파수에서 비례하여 약화될 것이다. 안테나(214)로부터 일정한 총 전력으로, 송신기(200)는 이런 주파수로 더 많은 파워를 보낼 것이고, 여기서 다운링크 채널은 약화되지 않는다.

분모인 항(

)에 따라 주파수를 무시함으로써, 간략하게 할 수 있다. 이런 근사치는 다음 형태의 선필터(212) 결과를 가져오는데,

공식(3)

여기서,

는 총 송신된 파워가

이도록 선택된 스칼라 팩터인데, 즉

공식(4)이다.

식 3으로 주어진 필터의 구현은 매우 단순한데; 왜냐하면,

의 임펄스 응답이 단순하게

이기 때문이다. 이는 필터가 원래 다운링크 채널에 부합된 단순한 FIR 필터에 의해서 송신기(200)에서 구현될 수 있다는 것을 의미한다. 이런 발명에 기초하여, m번째 송신 안테나(24)로부터 n번째 수신 안테나(38)로의 다운링크-채널을:

공식(5)

로 나타낼 수 있다.

그 결과, n번째 서브채널 내의 m번째 필터의 임펄스 응답은:

공식(6)

의 형태를 갖는다.

도 7의 송신기 구조를 갖는 기지국은 기지국에서 사용가능한 다운링크 채널에 대한 지식에 기초하여 이런 부합된 필터를 형성하는 것만을 필요로 한다.

MFTD 방식에 대해서 피드백 오버헤드의 양을 줄이기 위해서, 특정 채널 상태 정보만을 기초로 하여 부합된 필터(

)를 사용할 수 있다. MFTD 방식의 개념은 제한된 수의 탭(tap)을 갖는 차선의 FIR 선필터를 사용하는 것에 기초한다. 이런 선필터에 대한 계수(

)가 L 가장 센 채널 계수와 동일하도록 선택될 수 있거나 고정된-그리드(grid) 접근에 기초하여 선택되는데, 여기서 고르게-위치된 L 핑거의 그리드는 파워/지연 프로파일로 나타내지는 단일 에너지의 "영역"에 위치되 는데, 여기서 L은 채널 계수의 수보다 작거나 같다. 이런 간략화된 접근으로, n번째 서브채널 내의 m번째 필터의 임펄스 응답은:

공식(7)

의 형태를 갖는다.

이런 MFTD 방식은 피드백 양을 감소시키고 동시에 전파 채널의 대부분의 폐쇄 루프 성능이 성취된다. 제안된 MFTD 송신기 구성은 또한 각각의 송신 안테나에서 다시 사용되는 Nc 멀티코드로 동작할 수 있다. 멀티 코드는 다수의 안테나로 송신할 때, 코드 리소스의 과도한 소비를 피하기 위해서 다시 사용된다.

본 발명에 따르면, 송신기(20)는 폐쇄 루프 또는 리치 피드백 모드로 동작하기 위해서 그리고, 각 피드백 모드에서 수신기의 기대되는 성능에 기초하여 여러 번 제한된 피드백 또는 개방-루프 모드로 동작하기 위해서 구성될 수 있다. 기대되는 성능을 결정하는데 관련된 팩터들은 채널 파라미터, 코드 및 파워 유용성, 수신기 안테나 구성, 및 동작 상태를 포함한다. 일반적으로, 개방-루프 모드에 비해서 패쇄 루프 모드의 기대되는 성능을 증가시키는 것이 채널 계수를 피드백하도록 요구되는 부가적인 오버헤드를 정당화할 때 폐쇄 루프 모드가 선택된다. 개방 루프 모드에 대해서, 도 5 및/또는 도 6에서 보여지는 송신기 구성이 사용될 수 있다. 폐쇄 루프 모드에 대해서, 도 7에서 도시되는 송신기 구성이 사용될 수 있다.

피드백 모드는 수신기의 기대되는 성능을 나타내는 하나 이상의 품질 메트릭에 기초하는 상태 변화로서 송신 동안에 변하게 될 수 있다. 예를 들어, 하나의 품 질 메트릭은 수신기(32)의 출력에서 SINR 또는 수신기(32)의 지원 가능한 데이터 레이트일 수 있다. 품질 메트릭은 수신 안테나(38)의 수, 이동국 스피드 또는 속도, 및 채널 상태를 포함하는 많은 팩터에 좌우될 수 있다. 그러므로 본 발명에서, 피드백 모드는 동작 상태가 성능을 최대화시키기 위해서 변화하는 바와 같이 적응된다.

부가적인 레벨의 적응은 피드백 모드의 적응 외에도 사용될 수 있다. 예를 들어, 선택은 도 5 및 도 6에 도시된 두 개의 다른 개방 루프 모드 사이에서 행해질 수 있다. 부가적으로, 피드백 모드가 선택된 이후에 다이버시티 모드가 선택될 수 있다. 다이버시티 모드의 선택은 예를 들어, 채널 파라미터, 코드 유용성, 및 파워 유용성에 좌우될 수 있다.

개방 루프 모드가 선택될 때, 다양한 다이버시트 모드는 송신기(22)에서 여러 안테나 구성에 대응한다. 그러므로 다이버시티 모드의 선택은 안테나 수 및 선택적인 PARC(S-PARC) 방식(도5) 또는 선택적인 공간 멀티플렉싱 코딩(S-SM) 방식(도6)에서 발생하는 이동국(30)으로의 송신에 사용하기 위한 어떤 안테나(28)의 선택을 의미한다. 폐쇄 루프 모드가 선택될 때, 다양한 다이버시티 모드는 여러 선필터 구성에 대응한다. 그러므로 다이버시티 모드의 선택은 송신기에서 데이터 스트림 또는 선필터(212) 수의 선택 및 선택적인 MFTD(S-MFTD) 방식으로 발생하는 선필터(212)가 부합되는 수신기(32)에서 수신 안테나(38) 수의 선택을 의미한다.

아래에서 설명되는 한 예시적인 실시예에서, 개방 루프 피드백 모드에 대한 다이버시티 모드는 수신기(32)에서 지원가능한 데이터 레이트 또는 기대되는 SINR 에 기초하여 선택된다. S-PARC 및 S-SM 둘 다는 예로써 광대역 코드 분할 다중 액세스(W-CDMA) 표준에서 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 규정을 사용하여 아래에서 부연 설명 될 것이다. 이런 논의는 아래에서 두 개의 송신 안테나(28)의 경우를 고려한다. 가능한 안테나 구성 {A},{B}, 또는 {A,B}이다. 우리는 또한 S-PARC에 대한 {B,A}의 부가적인 경우를 부가할 것이다. 여기서, 순서는 S-PARC의 수신기 동작의 디코딩 순서를 나타낸다. 그러므로 주어진 안테나 결합을 위한 여러 디코더 순서를 고려하기 위해서 성취 가능한 데이터 레이터를 최대한 고려하는 것이 이점일 수 있다. 그러나 대부분 채널 상태에서, {A,B} 및 {B,A}의 성취 가능한 데이터 레이트 사이에 차이는 매우 작으므로, 복잡성을 최소화하기 위해서, 주어진 안테나 결합을 위한 하나의 디코더 순서만이 고려되는 것이 이점일 수 있다.

S-PARC에 대해서, 액티브 안테나(28)는 하나의 자신을 디코딩할 수 있는 데이터 스트림을 송신한다. 데이터 스트림의 송신 레이트는 수신기의 성능을 나타내는 심볼 신호-대-간섭-플러스-잡음 비(SINR)에 의해서 결정된다. 아래의 논의에서, 우리는 예로써 GRAKE 출력 SINR을 사용할 것이다. SIC-GRAKE는 여기서 참조된 2004년 3월 5일자로 출원된 US 특허 출원 제 00/795,101에서 설명된다.

모든 사용 가능한 파워가 모든 액티브 송신 안테나(28) 사이에서 고르게 할당된다고 가정된다. 안테나 구성 {A}을 위해서, 모든 사용 가능한 파워(P)가 송신 안테나(A)에 할당되어, P/K로서 퍼 채널화 코드를 파워하는 결과를 가져오는데, 여기서 K는 채널화 코드의 수이다. 단지 하나의 액티브 안테나(28)가 존재하기 때문에, G-RAKE 이후에, 연속적인 간섭 취소(SIC)를 수행할 필요가 없다. 이런 경우에, G-RAKE 출력 SINR을

공식(8)

으로 나타낼 수 있는데, 여기서

는 안테나(A)에 관련된 채널에 대응하는 망 응답이고,

는 잡음 공분산이다. 잡음 공분산에서 첨자는 잡음 공분산이 안테나 구성에 좌우한다는 것을 나타낸다. 사실, 이런 경우에, 망 응답 및 잡음 공분산 둘 다는 공통 파일럿 채널 상의 측정값으로부터 결정될 수 있다. 관계

는 잡음 공분산이 공통 파일럿 채널로부터 측정될 수 있다는 것을 나타낸다. 그리고 지원 가능한 데이터 레이트는 함수,

공식(9)

를 맵핑하는 SINR-대-데이터 레이트 또는 테이블-룩 업을 통해 G-RAKE 출력 SINR에 의해서 결정될 수 있다.

유사하게, 안테나 구성 {B}을 위해서, G-RAKE 출력 SINR은

공식(10)

으로 나타낼 수 있는데, 여기서

는 안테나(B)에 관련된 채널에 대응하는 망 응답이고,

는 잡음 공분산이다. 다시, 이런 경우에, 망 응답 및 잡음 공분산은 공통 파일럿 채널로부터 측정될 수 있다. 관계

는 잡음 공분산이 공통 파일럿 채널로부터 측정될 수 있다는 것을 나타낸다.

인 경우들이 있다. 이런 경우에 지원 가능한 데이터 레이트는

공식(11)이다.

안테나 구성{A,B}을 위해서, 각각의 안테나는 파워(P/2)를 할당받고; 안테나(A) 신호는 처음으로 디코딩될 것이고, 안테나(B) 신호는 마지막으로 디코딩될 것이다. 이런 경우에, 안테나(A) 신호에 대한 G-RAKE 출력 SINR은

공식(12)

인데, 여기서, 잡음 공분산은

이 된다. 공식의 우항은 안테나(B) 신호를 송신하기 위해서 사용되는 동일한 채널 코드로부터 야기되는 코드-재사용 간섭을 설명한다.

안테나(B) 신호에 대해서, SIC에 반영하는 G-RAKE 출력 SINR가

공식(13)

일 때, SIC가 사용될 것인데, 잡음 공분산은

이다. 공식의 우항의 두 번째 항은 SIC프로세스에 의해서 제거되는 안테나(A) 신호로부터 간섭을 설명한다. 이런 안테나 구성을 위한 지원 가능한 데이터 레이트는

공식(14)

로 결정될 수 있다.

유사하게, 안테나 구성{B,A}을 위해서, 안테나(B) 신호에 대한 G-RAKE 출력 SINR은

이고, 여기서 잡음 공분산은

공식(15)

이 된다.

안테나(A) 신호에 대해서, SIC를 반영하는 G-RAKE 출력 SINR은

이고, 잡음 공분산은

이다. 이런 안테나 구성을 위한 지원 가능한 데이터 레이트는

공식(16)

로 결정될 수 있다.

각각의 안테나 구성을 위한 지원 가능한 레이트로 인해, 기지국 제어기(24) 또는 이동국 제어기(34)가 최상으로 성취 가능한 데이터 레이트를 갖는 안테나 구성을 선택할 수 있다. 지원 가능한 데이터 레이트의 계산이 파워 할당(P), 코드 할당(K) 및 채널 파라미터(

)에 좌우된다는 것이 상기 예에서 보여질 수 있다. 당업자는 두 개 이상의 송신 안테나(28)를 갖는 경우가 쉽게 일반화된다는 것을 인식한다.

선택적인 공간 멀티플렉싱 코드에 대해, S-PARC에 대해 이미 설명된 바와 같이 동일한 절차를 적용시킨다. 단지 차이점은 안테나 구성{A,B}을 위한 함수를 맵핑하는 SINR-대-데이터-레이트 및 SINR 공식이다. 안테나 구성{A}, 및 S-SM의 {B}에 대해 성취 가능한 데이터 레이트는 S-PARC에 대한 것과 정확하게 동일하다. 그러므로 우리는 {A,B}에 대한 경우만을 논의할 것이다.

이런 경우에 G-RAKE 출력에서 SINR은

공식(17)

및

공식(18)

인데, 여기서 잡음 공분산은

및

이다. 성취 가능한 데이터 레이트를 결정하는 한 방법은 개별적인 SINR 값의 합에 기초하고,

공식(19)

에 의해서 주어진다.

예컨대, (계산 보다) 기하학적인 수단에 기초하는 다른 방법들이 또한 고려될 수 있다. 각각의 안테나 구성을 위한 지원 가능한 데이터 레이트로 인해, 기지국 제어기(24) 또는 이동국 제어기(34)는 가장 높은 성취 가능한 데이터 레이트를 갖는 안테나 구성을 선택할 수 있다. 지원 가능한 데이터 레이트의 계산이 파워 할당(P), 코드 할당(K), 및 채널 파라미터(

)에 좌우되는 상기 예에서 보여질 수 있다.

개방 루프 송신기 구성을 위한 다이버시티 모드를 결정하기 위해서 행해지는 결정은 이동국(30), 기지국(20)에서 행해질 수 있거나 기지국(20) 및 이동국(30) 사이에서 나뉜다. 제 1 접근으로(이동국(30)에서 모든 결정이 행해짐), 이동국(30)은 모든 가능한 안테나 결합을 위한 SINR을 추정하고, 서브스트림을 통해 최대 합 데이타 레이트의 결과를 가져오는 특정 결합을 선택한다. 그 후에, 이동국은 레이트 표시자, 또는 각 스트림에 대한 CQI(채널 품질 표시자)를 피드백하는데, 즉, 모드-N이 선택된다면, 여기서 N은 안테나의 선택된 수이고, N≤M인 N개의 CQI는 다시 시그날링된다. CQI는 전형적으로 SINR로부터 데이터 레이트로의 맵핑이다. 이동국은 또한 M 비트를 요구하는, 2^M-1 확률로 안테나 선택을 시그날링할 필요가 있다.

제 2 접근으로(기지국(20)에서 모든 결정이 행해짐), 이동국(30)은 모든 가능한 모드 및 안테나 선택 결합을 위한 SINR을 추정한다. 그러나 어떤 것이 최고의 SINR인지에 관하여 어떠한 결정도 이동국(30)에서 행해지지 않기 때문에, 이동국(30)은 매우 큰 피드백 로드에 이르는 모든 가능한 결합을 위한 CQI 값을 피드백해야만 한다. 예를 들어, 4개의 송신 안테나(28)를 갖는 S-PARC에 대해서, 이동국(30)은 4 모드-1 안테나 선택을 각각을 위한 하나의 CQI, 6 모드-2 안테나 선택 각각을 위한 2 CQI, 4 모드-3 안테나 선택 각각을 위한 3 CQI, 및 단일 모드-4 선택을 위한 4 CQI를 피드백하도록 요구할 것이고, 총 32 CQI 값을 가져온다. 이는 피드백 로드가 4 또는 미만인 CQI 및 하나의 안테나 선택 표시자인 제 1 접근과 비교된다. 이와 같이, 기지국(20)이 모드 선택 및 안테나 선택 둘 다를 행하기 위해서 충분한 자유를 갖도록 하는 것은 매우 많은 양의 피드백을 요구한다.

제 3 접근(이동국(30) 및 기지국(20) 사이에서 행해지는 결정의 분배)으로, 이동국(30)은 각각 가능한 모드에 대한 안테나를 선택하고, 기지국(20)은 모드를 선택한다. 이런 방법으로, 피드백은 제 2 접근에 비해 상당히 감소한다. 사실, 안테나 선택이 어떤 특성(서브세트 특성이라고 불림)을 따르도록 제한된다면, 피드백은 제 1 접근보다 약간 더 큰 레벨로만 감소할 수 있다. 이런 접근이 차선인 반면, 성능 손실이 작다. 그러나 서브 세트의 특성을 사용하지 않고, M=4 송신 안테나의 예에 대한 피드백 로드는 모드-1에 대한 1 CQI, 모드-2에 대한 2 CQI, 모드-3에 대한 3 CQI, 및 모드-4에 대한 4 CQI로 되며, 결과적으로 10 CQI로 될 것이다. 게다가, 안테나 선택 표시자는 각각의 모드에 대해 요구될 것이다. 명백하게, 요구된 피드백 로드는 32 CQI를 요구하는 제 2 접근보다 매우 적다.

전적으로 참조된 2003년 4월 2일자로 출원된 영국 특허 제 2358071에서 설명된 바와 같이, 서브세트 특성이 인보크(invoke) 된다면, 피드백 로드는 단지 M=4 CQI 및 하나의 디코딩 순서로 감소될 수 있다. 이는 N=4 CQI(모드-4가 선택됨) 및 하나의 안테나 선택 표시자를 요구하는, 제 1 접근에 대한 최대 피드백 로드보다 단지 약간 크다. 디코딩 순서는 M 정수의 순서이고, 그 순서로, 스트림은 각각의 가능한 모드에 대해 디코딩되어야만 한다. M! 가능한 디코딩 순서가 존재하기 때문에, 디코딩 순서의 피드백은 단지 안테나 선택 표시자보다 약간 더 많은 비트를 요구한다. 예를 들어, M=4라면, 디코딩 순서는 단지 ceil(long2(2M-1))=4비트를 요구하는 안테나 선택 지시자와는 다르게 ceil(log2(M!))=5비트를 요구한다. SINR 추정 및 피드백은 하나의 CQI가 각각의 안테나 결합을 위해서 추정되어 피드백되는 차이만을 갖는 SM에 대해서 유사한 방법으로 행해질 수 있다.

다이버시티 모드 선택의 개념은 또한 도 7에서 도시된 폐쇄 루프 송신기 구성에 적용될 수 있다. 본 발명에 따라서, 데이터 스트림의 수는 상태 변화로서 적응하여 변화된다. 각각의 데이터 스트림은 공식 7에서 주어진 세트의 차선 필터를 사용한다. 더욱이, 채널 상태에 기초하여, 송신될 세트의 스트림의 "최적"의 서브세트가 선택되는데, 채널 선택 유형이다. "최적"에 대한 하나의 해석은 가장 큰 레이트를 지원하는 송신된 스트림의 서브세트이다.

다이버시티 모드의 선택은 이동국 제어기(34)나 기지국 제어기(24) 둘 중 하나에 의해서 행해질 수 있다. 제 1 인스턴스에서, 모바일은 송신된 데이터 스트림의 모든 가능한 결합을 위한 SINR을 추정하고 최대 합 데이터 레이트의 결과를 가져오는 특정 결합을 선택한다. 그 후에, 각각의 스트림 및 대응하는 세트의 채널 계수를 피드백한다. 예를 들어, 모드-N이 선택된다면, N CQI 및 (M×L×N) 채널계수가 다시 송신되는데, 여기서 M은 송신 안테나(28)의 수이고, L은 송신기 선필터(212) 탭의 수이다. N≤N_RX로 언급되어야만 한다면, 여기서 N_RX는 수신 안테나(38)의 수이다. 제 2 인스턴스에서, 모바일은 (M×L×N_RX) 채널 계수를 피드백한다. 일부 상황에서, 다른-셀 간섭의 파워가 요구되거나 기지국으로 피드백될 것이다.

본 발명은 물론, 본 발명의 범위 및 본질적인 특성을 벗어나지 않고 여기서 설명되는 것보다 다른 특정한 방법으로 수행된다. 그러므로 현재 실시예들은 실례는 되지만 그에 국한되지 않는 점에서 고려될 것이고, 첨부된 청구항의 의미 및 동일한 범위 내에서 나타나는 모든 변화는 거기서 수용될 것으로 의도된다.

Claims

무선 통신 네트워크에서 기지국과 이동국 사이에서 신호를 송신하는 방법에 있어서,

이동국의 성능에 기초하여 리치 피드백 모드 또는 제한된 피드백 모드 중 하나가 되는 피드백 모드를 선택하는 단계로서,

개방 루프 피드백 모드 같은 상기 제한된 피드백 모드가 데이터 레이트 및 안테나의 선택된 조합을 위한 채널 품질 표시자를 포함하고, 폐쇄 루프 피드백 모드 같은 리치 패드백 모드가 데이터 레이트 및 안테나의 서브세트 가능 조합을 위한 채널 품질 표시자를 포함하는 단계; 및

상기 피드백 모드를 나타내는, 이동국으로부터 기지국으로 송신된 피드백에 기초하여 기지국 송신기를 구성하는 단계로서,

상기 구성하는 단계가, 전파 채널을 하나 이상의 송신 안테나로부터 이동국에서 선택된 수신 안테나로 부합시키기 위해서, 상기 채널 품질 표시자에 기초해서 각각의 데이터 스트림을 선필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드의 선택은, 이동국 성능에 기초하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드의 선택은 이동국 스피드 또는 속도에 기초하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드의 선택은 상기 이동국 및 상기 기지국 사이의 사용 가능한 대역폭에 기초하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드의 선택은 상기 기지국 및 상기 이동국 사이의 통신 채널 특성에 기초하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드에 기초하여 기지국 송신기를 구성하는 단계는, 상기 제한된 피드백 모드가 선택되면, 퍼 안테나 레이트 제어를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 6항에 있어서,

다이버시티 모드를 선택하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 7항에 있어서,

다이버시티 모드를 선택하는 단계가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 다수의 송신 안테나를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 8항에 있어서,

상기 다이버시티 모드를 선택하는 단계가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 송신 안테나 세트의 서브세트를 선택하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계가 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 8항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터 안테나 선택을 수신하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계가 상기 선택된 안테나에서 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 6항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 다이버시티 모드 신호를 상기 이동국으로부터 수신하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 11항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터의 안테나 선택을 수신하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계는 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드에 기초하여 기지국 송신기를 구성하는 단계는, 상기 제한된 피드백 모드가 선택되면, 공간 멀티플렉싱 코딩 방식을 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 13항에 있어서,

다이버시티 모드를 선택하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 14항에 있어서,

다이버시티 모드를 선택하는 단계는 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 다수의 송신 안테나를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 15항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 송신 안테나 세트의 서브세트를 선택하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계가 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 15항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터 안테나 선택을 수신하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계가 상기 선택된 안테나에서 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 13항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 다이버시티 모드 신호를 상기 이동국으로부터 수신하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 18항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터 안테나 선택을 수신하는 단계를 더 포함하고; 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계는 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 1항에 있어서,

피드백 모드에 기초하여 기지국 송신기를 구성하는 단계는, 리치 피드백 모드가 선택되면, 부합된 필드 프로세싱 송신 다이버시티를 사용하도록 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 20항에 있어서,

상기 이동국으로부터의 채널 정보 피드백에 기초하여 다이버시티 모드를 선택하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 21항에 있어서,

다이버시티 모드를 선택하는 단계가 상기 채널 정보 피드백에 기초하여 상기 이동국으로 송신하기 위해서 다수의 데이터 스트림을 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 22항에 있어서,

상기 채널 정보 피드백이, 상기 기지국 송신기로부터 상기 이동국으로의 하나 이상의 전파 채널에 대한 채널 품질 표시자를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 20항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 상기 이동국으로부터 다이버시티 모드 선택을 수신하는 단계 및 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 24항에 있어서,

상기 다이버시티 모드 선택은 상기 이동국으로 송신하기 위한 데이터 스트림의 수를 나타내고; 상기 기지국 송신기를 구성하는 단계는 각각의 데이터 스트림에 대해서 선필터를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
제 25항에 있어서,

각각의 선필터가, 하나 이상의 선택된 송신 안테나로부터 상기 이동국에서 선택된 수신 안테나로의 전파 채널에 부합시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
데이터 스트림을 이동국에 송신하도록 적응된 기지국에 있어서,

다수의 송신 안테나를 갖는 송신기; 및

이동국의 성능에 기초하여 리치 피드백 모드 또는 제한된 피드백 모드 중 하나가 되는 피드백 모드를 선택하기 위해서 송신기에 동작 가능하게 결합된 송신기 제어 회로로서,

개방 루프 피드백 모드와 같은 상기 제한된 피드백 모드가 데이터 레이트 및 안테나의 선택된 조합을 위한 채널 품질 표시자를 포함하고, 폐쇄 루프 피드백 모드 같은 리치 패드백 모드가 데이터 레이트 및 안테나의 서브세트 가능 조합을 위한 채널 품질 표시자를 포함하고,

상기 피드백 모드를 나타내는, 이동국으로부터 기지국으로 송신된 피드백에 기초하여 기지국 송신기를 구성하고, 상기 구성이, 전파 채널을 하나 이상의 송신 안테나로부터 이동국에서 선택된 수신 안테나로 부합시키기 위해서, 상기 채널 품질 표시자에 기초해서 각각의 데이터 스트림을 선필터링하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는 이동국 성능에 기초하여 피드백 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는 이동국 스피드 또는 속도에 기초하여 피드백 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는 상기 기지국 및 이동국 사이의 통신 채널 특성에 기초하여 피드백 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는, 상기 제한된 피드백 모드가 선택되면, 퍼 안테나 레이트 제어를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 31항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 다이버시티 모드를 더 선택하고, 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 32항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 다수의 송신 안테나를 선택함으로써 다이버시티 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 33항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 송신 안테나 세트의 서브세트를 선택함으로써 다이버시티 모드를 선택하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 32항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터 안테나 선택을 수신하기 위한 수신기를 더 포함하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 31항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 이동국으로부터 다이버시티 모드 선택을 수신하기 위한 수신기를 더 포함하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 이동국으로부터 상기 다이버시티 모드 선택의 수신에 응답해서 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 36항에 있어서,

상기 수신기는 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 안테나 선택을 수신하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 이동국으로부터 상기 안테나 선택의 수신에 응답해서 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는 상기 제한된 피드백 모드가 선택되면, 공간 멀티플렉싱 코딩 방식을 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 38항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 다이버시티 모드를 더 선택하고 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 39항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 다수의 송신 안테나를 선택함으로써, 다이버시티 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 40항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 송신 안테나 세트의 서브세트를 선택함으로써 다이버시티 모드를 선택하고; 송신 제어 회로가 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 39항에 있어서,

상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 상기 이동국으로부터 안테나 선택을 수신하기 위한 수신기를 더 포함하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 38항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 이동국으로부터 다이버시티 모드 선택을 수신하기 위한 수신기를 더 포함하고; 상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로부터 상기 다이버시티 모드 선택의 수신에 응답해서 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 43항에 있어서,

상기 수신기는 상기 이동국으로의 송신에 사용하기 위해서 선택된 안테나의 서브세트를 나타내는 안테나 선택을 수신하고; 상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로부터 상기 안테나 선택의 수신에 응답해서 상기 선택된 안테나를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 27항에 있어서,

상기 송신 제어 회로는 리치 피드백 모드가 선택되면, 부합된 필드 프로세싱 송신 다이버시티를 사용하도록 상기 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 45항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 상기 이동국으로부터의 채널 정보 피드백에 기초하여 다이버시티 모드를 선택하고, 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해서 상기 기지국 송신기를 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 46항에 있어서,

상기 송신 제어 회로가 채널 정보 피드백에 기초하여 이동국에 송신하기 위한 다수의 데이터 스트림을 선택함으로써, 다이버시티 모드를 선택하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 47항에 있어서,

상기 채널 정보 피드백은 상기 송신기로부터 상기 이동국으로의 하나 이상의 전파 채널에 대한 채널 품질 표시자를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 45항에 있어서,

선택된 다이버시티 모드를 나타내는 상기 이동국으로부터 다이버시티 모드 선택을 수신하기 위한 수신기를 더 포함하고; 상기 송신 제어 회로는 상기 이동국으로부터 다이버시티 모드 선택의 수신에 응답해서 상기 선택된 다이버시티 모드에 대해 상기 기지국을 구성하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 49항에 있어서,

상기 다이버시티 모드 선택이 상기 이동국으로 송신하기 위한 데이터 스트림의 수를 나타내고; 상기 기지국 송신기가 각각의 데이터 스트림에 대한 선필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국.
제 50항에 있어서,

각각의 선필터는 상기 채널을 상기 이동국에서 선택된 수신 안테나에 부합시키도록 구성되는 것을 특징으로 하는 기지국.
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