KR101088060B1 - 디지털 스위칭 전력 증폭기 - Google Patents

디지털 스위칭 전력 증폭기 Download PDF

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레이티언 캄파니
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Abstract

전송 소자의 어레이와 결합된 복수의 증폭부를 갖는 빔-형성 네트워크를 포함하는 평행하고 지향성의 파동에너지 빔을 전송하는 장치. 각 증폭부는 파동에너지의 디지털샘플의 소스; 디지털 샘플을 인가받아 샘플(replica)에 시간 지연을 제공하는 디지털 필터; 및 증폭 시스템을 포함한다. 증폭 시스템은 브리지 회로에 흐르는 전류에 대한 피드백 신호를 생성하는 브리지 증폭기; 해당하는 디지털 피드백 신호를 생성하는 아날로그-디지털 변환부; 증폭될 신호의 디지털 샘플과 디지털 피드백 신호를 입가받아 디지털 복합 신호를 생성하는 디지털 가산부; 및 디지털 복합 신호와 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가받아 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 복수의 스위칭 신호를 생성하는 변조부를 포함한다.
Figure R1020057019897
브리지 증폭기, 전력 증폭기, 피드백, 변조, 에너지 빔 전송장치

Description

디지털 스위칭 전력 증폭기 {Digital Switching Power Amplifier}
본 발명은 전력 증폭기에 관한 것으로서, 특히 브리지 증폭기에 관한 것이다.
전력 증폭기가 광범위하게 응용된다는 사실은 널리 알려져 있다. 이러한 증폭기의 하나가 브리지 증폭기(bridge amplifier)이다. 초기의 브리지 증폭기는 1941년 3월 18일 에스. 구빈(S. Gubin)에게 허여된 "신호 전달을 위한 증폭기"란 명칭의 미국특허 제 2,235,677호에 개시되어 있다. 구빈의 특허에 개시된 브리지 증폭기는 열전자 방출 소자(thermionic emission devices)를 이용하였다. 트랜지스터의 출현과 함께, 구빈의 증폭기는 트랜지스터들의 불일치(mismatches)를 검출하여 보상 전압(compensation voltage)을 이들의 제어 전극에 인가하는 피드백 신호를 포함함으로써 더욱 개선되어, 트랜지스터 작동특성의 겉보기 일치성(apparent identity)을 유지할 수 있었다. 이러한 개선은 1964년 11월 17일에 에이치. 비. 브라운(H. B. Brown) 등에게 허여된 "바이어스 보상회로를 갖는 트랜지스터 브리지 증폭기"란 명칭의 미국특허 제 3,157,839호에 개시되어 있다. 브리지 증폭기는, 특히, 하나는 증폭기의 출력측에 연결된 부하를 통과하는 전류에 비례하고 다른 하나는 부하에 걸리는 전압에 비례하는 한 쌍의 피드백 신호를 이용하여 더욱 개선되 었다. 이러한 방식으로 개선된 브리지 증폭기는 1978년 5월 30일에 벤자민 제이. 화이트(Benjamin J. White), 조지 모로(George Moreau), 로버트 이. 드워킨(Robert E. Dworkin)에게 허여되고 본 발명의 양수인에게 양도된 "변조된 반송파 증폭 시스템(Modulated Carrier Amplifying System)"이란 명칭의 미국특허 제 4,092,610호에 개시되어 있다.
상기 미국특허 제 4,092,610호에 개시되어 있듯이, 증폭될 신호는 피드백 신호와 결합된 후에 반송파 신호로 변조되어 브리지 증폭기로 인가된다. 이러한 증폭기 회로(10)가 도 1에 나타나 있다. 따라서, 인가 신호는 한 쌍의 피드백 신호와 함께 가산 증폭기(summing amplifier)(12)에 인가된다. 여기서, 하나의 피드백 신호(VFB1)는 브리지 증폭기(13)의 출력 단자(14a, 14b)에 걸리는 전압 VL의 함수이고, 다른 하나의 피드백 신호(VFB2)는 출력 단자(14a, 14b)에 대한 전류 IL의 함수이다. 도시된 바와 같이, 가산 증폭기(12)의 출력은 한 쌍의 비교기(16a, 16b) 형태의 반송파 신호발생기(15)로부터 생성된 변조 신호 (예를 들어 여기서는 구형파 또는 톱니파 전압)와 결합된다. 비교기(16a, 16b)는 한 쌍의 펄스폭 변조된(pulse width modulated) 스위칭 신호(PWM1, PWM2)를 각각 생성한다. 상보적인 한 쌍의 펄스폭 변조된 스위칭 신호(PWM1', PWM2')를 발생하는 인버터(18a, 18b)가 각각 제공된다. 도시된 바와 같이, 상기 4개의 PWM 신호가 스위칭 브리지 증폭기(13)에 인가된다. 스위칭 브리지 증폭기(13)는 네 노드(N1, N2, N3, N4)를 갖는 브리지 회로 에 배열된 네 개의 증폭 소자 (여기서는 트랜지스터(22a, 22b, 22c, 22d))를 포함한다. 노드 N1 및 N2는 전압원(+Vs)에 연결되고, 노드 N3 및 N4는 출력 단자(14a, 14b)에 연결된다. 출력 단자(14a, 14b)는 부하 (여기서는 저항 RL로 표시됨)에 연결되는데, 이에 대해서는 추후에 설명된다. 스위칭 다이오드들(24a, 24b, 24c, 24d)이 도시된 바와 같이 배열된다. 도 1에 나타난 회로의 작동을 비롯한 더욱 자세한 사항은 상기 미국특허 제 4,092,610호에 개시되어 있고, 그 전체 내용은 참조에 의해 여기에 포함된다.
미국특허 제 4,092,610호에 설명되었듯이, 브리지 증폭기(13)는 콘덴서를 통하여 한 쌍의 맞은편 노드 (여기서는 브리지 회로의 N2 및 N4)에 결합되는 인가권선을 가진 변압기(17)를 더 포함한다. 인가권선의 전류에 비례하는 크기를 가진 도선(21)에 걸리는 전압을 제공하기 위한 전류센서(19)가 또한 인가권선에 직렬로 결합된다. 전류센서(19)는 변압기를 포함하는데, 이 변압기는 1회 감은 인가권선 및 수회 감은 출력권선을 갖고 출력권선의 단자에는 전위차계(potentiometer)가 결합된다. 전류센서(19)는 인가권선 회로에 무시해도 될만한 임피던스(negligible impedance)를 제공한다. 상기 변압기(17)는 하나의 권선을 갖는데, 이 권선의 신호는 도선(23)을 통하여 필터(25)와 결합된다. 이 권선은 도선들(23) 사이에 전압을 제공하고, 이 전압은 상기 권선이 생성하는 전압에 비례한다. 앞서 설명한 바와 같이, 도선(21, 23)의 전압은, 가산 증폭기(12)에서, 서로 합해지고 또한 인가 신호와 합해지는 피드백 신호들을 제공한다.
앞서 설명한 바와 같이, 출력 단자(14a, 14b)는 변압기(17)를 통하여 필터(25)와 결합된다. 필터(25)는, 하나의 예시로서, 인덕터, 콘덴서 및 용량성 분로(capacitive shunt)를 포함하는 공진 탱크 회로(resonant tank circuit)를 포함하는데, 여기서 용량성 분로는 저항기 및 콘덴서로 구성된다. 이 탱크는 반송파 신호발생기(15)에서 생성된 반송파 주파수 신호의 반복 주파수(repetition frequency)에서 발진한다. 따라서, 탱크 회로는 반복 주파수에서 신호의 통과를 차단하는 반면 분로는 인가 신호의 고조파(harmonics)를 단락시킴으로써, 부하 (여기서는 변환기(transducer) 또는 투사기(projector))에서 반송파 및 고조파 주파수 성분의 출현을 최소화하는 저지 대역(stop band)을 제공한다. 탱크와 직렬로 연결된 콘덴서는 부하로부터의 직류를 차단한다. 부하는 저항 소자(RL)로 도시되었고, 필터와 상호작용하여 전술한 통과 대역(pass band)을 제공한다.
작동시, 증폭 소자 (즉, 트랜지스터(22a, 22d))에 동시에 전류가 통하면, 증폭 소자 (즉, 트랜지스터(22b, 22c))에는 전류가 통하지 않는다. 역으로, 증폭 소자 (즉, 트랜지스터(22b, 22c))가 스위칭 신호로 구동되어 동시에 전류가 통할 때에는 증폭 소자 (즉, 트랜지스터(22a, 22d))는 전류를 통하지 않는다. 따라서, 변압기(17)의 인가권선에 흐르는 전류의 방향은 교대되어(alternate) 부하(RL)에 정극과 부극의 전류 펄스를 함께 공급한다. 필터(25)가 제공하는 필터링과, 부하(RL)와 브리지 증폭기(10)의 소자들에 의한 리액턴스 측면에 있어서, 부하(RL)에 나타나는 신호의 순시 진폭(instantaneous amplitude)은 증폭 시스템(10)에 인가되는 인가신 호의 그것을 따른다. 브리지 증폭기(13)는 네 개의 트랜지스터를 사용함으로써 단지 하나 또는 두 개의 트랜지스터를 사용한 경우에 비하여 더 큰 전력을 부하에 인가할 수 있다. 또한, 브리지에서 분기들의 작동이 순차적으로 이루어져 네 개의 트랜지스터 각각에서 소모되는 전력의 평균치가 줄어든다.
도 1의 증폭 시스템(10)을 응용한 것의 하나가 소나(sonar) 시스템이다. 이러한 소나 시스템이 도 2에 나타나 있다. 도 2에서, 디지털 파형 생성기(digital waveform generator)(30)는 음향파 에너지의 디지털 샘플을 제공한다. 이 디지털 샘플은 전송 빔-형성 네트워크(transmit beam forming network)(32)에 인가된다. 빔-형성 네트워크(32)는 복수의 출력 포트를 갖는데, 각 포트는 음향파 에너지 버스트(burst)의 바람직한 전송 방향에 맞추어 소정의 시간 간격으로 하나의 에너지 버스트를 나타내는 디지털 샘플들을 생성한다. 빔-형성 네트워크(32)가 바로 평행하고 지향성의(collimated and directed) 음향에너지 빔을 제공하는데 사용된다. 디지털 샘플은 도시된 바와 같이 아날로그 (즉 시간-연속인) 음향에너지 버스트로의 변환을 위해 각 출력 포트에서 디지털-아날로그(D/A) 변환기(34)로 인가된다. 이러한 에너지 버스트들은 도 1에 나타난 복수의 증폭 시스템(10) 중 해당되는 시스템에 각각 인가된다. 증폭된 음향 에너지 버스트들은 도시된 바와 같이 애퍼추어 스위칭 네트워크(aperture switching network)(38)를 통하여 선택된 변환기들 또는 투사기(36) 어레이 중에서 선택된 것들에 인가된다.
도 1은 종래 기술에 따른 스위칭 증폭기의 개략도이고;
도 2는 종래 기술에 따른 도 1의 스위칭 증폭기를 이용한 파동 에너지 전송 시스템을 나타내는 블록도이고;
도 3은 본 발명에 따른 파동 에너지 전송 시스템을 나타내는 블록도이고;
도 4는 도 3에 나타난 전송 시스템의 기능 블록도이다.
도면들에서, 동일한 참조 부호들은 동일한 요소들을 가리킨다.
도 3을 참조하면, 평행하고 지향성의 파동에너지 빔을 전송하는 장치(100)가 나타나 있는데, 여기서는 파동에너지로서 소나(sonar) (즉, 음향파 에너지)를 예로 들었으나, 레이더(전자기파 에너지)와 같은 다른 파동에너지도 평행화되고 검출될 수 있다고 이해해야 할 것이다. 이 전송 장치(100)는 파동에너지 소스(104)가 인가되는 빔-형성 네트워크(102)를 포함한다. 에너지 소스(104)는, 에너지의 형태(shape)가 미리 알려진 경우처럼, 해당 에너지의 디지털 샘플을 생성하는 디지털 파형 생성기일 수 있다. 음성이 마이크로폰으로 픽업되어 아날로그-디지털 변환을 거쳐 연속적인 데이터 스트림으로 된 경우와 같이 연속적인 데이터 스트림 등과 같은 다른 에너지 원도 이용될 수 있다. 여기서, 본 실시예에서는, 파형 생성기(104)는 복수의 디지털 파형 생성부(104')를 포함하는데, 여기서 램(Random Access Memories, RAMs)은 음향파 에너지의 버스트(burst) 또는 펄스(pulse)에 대한 디지털 샘플을 저장한다. 각 버스트의 디지털 샘플은 해당 펄스의 최대 대역폭의 3-4배 속도로 생성된다.
각 디지털 파형 생성부(104')에서 생성된 디지털 샘플은 도시한 바와 같이 빔-형성 네트워크(102) 내에 있는 복수의 유한 임펄스 응답(finite impulse response, FIR) 필터(102') 중에서 해당되는 FIR 필터로 인가된다. FIR 필터(102')는 인가된 디지털 샘플을 보간하여(interpolation) 유효 디지털 샘플링 속도를 펄스 대역폭의 약 10배로 높일 수 있다. 추후에 설명되듯이, 이러한 보간율(interpolation factor)은 프로그램 가능하다(programmable). FIR 필터의 보간된 출력은 빔 형성을 위한 "미세한"(fine) 지연을 제공한다. 덜 미세한(coarser) 지연은 램의 데이터를 인덱싱 (또는 오프셋) 하여 제공될 수 있다. 평행 빔을 생성한 것은 바로 진폭 섀이딩(amplitude shading) (즉, 설명될 증폭 시스템)과 결합된 보통(coarse) 및 미세 지연의 조합이다. 이러한 시간 지연들은 통상의 빔 조종 컴퓨터(미도시)에 의해 빔-형성 네트워크(102)에 인가된 디지털 신호들과 일치하는 방향을 갖는 평행한 에너지 빔을 표현하는 데이터를 빔-형성 네트워크(102)의 출력 전역에 걸쳐 제공하도록 선택된다. 따라서, 빔-형성 네트워크(102)는 파동에너지의 디지털 샘플들을 네트워크(102)의 출력 포트 전역에 걸친 시간 지연 분포와 결합시키는데, 이러한 시간 지연 분포는 전송된 파동에너지 빔의 방향과 일치한다.
빔-형성 네트워크(102)의 각 디지털 출력 (즉, FIR 필터(102')의 출력)은 복수의 증폭 시스템(10') 중에서 해당하는 것으로 인가된다. 각 증폭 시스템(10')은 디지털 반송파 신호(digital carrier signal) 생성기(112)를 포함한다. 반송파 신호 생성기(112)는 반송 주파수 신호 (예를 들어, 여기서는 톱니파형)의 디지털 샘플들을 생성한다. 추후 설명되듯이, 반송파 신호 생성기(112)는 프로그램가능하다. 반송파 신호 생성기(112)는, 예를 들어, 반송파 신호의 샘플들을 저장하는 디 지털 메모리 (예, DRAM)일 수 있고, 반송파 신호 파형을 표현하는 미리 저장된 데이터 (즉, 경사면, 경사면 지속 기간 등)로부터 이러한 샘플들을 생성하는 디지털 프로세서일 수도 있다.
각 증폭 시스템(10')은 디지털 가산부(114)를 포함한다. 디지털 가산부(114)로 이와 결합된 FIR 필터(102')에 의해 생성된 디지털 샘플들이 인가된다. 또한, 도 1에 도시되고 증폭 시스템(10')에 포함되는 브리지 증폭기(13)에서 생성된 전류와 전압을 표현하는 디지털 샘플들도 디지털 가산부(114)로 인가된다. 특히, 도시된 바와 같이, 브리지 회로(13)(도 1)에서 생성된 전압(VFB1, VFB2)은 각각 아날로그-디지털(A/D) 변환기(116a, 116b)에 인가된다. 각 A/D 변환기(116a, 116b)에서 생성된 디지털 샘플들은 도시된 바와 같이 각 무한 임펄스 응답(infinite impulse response, IIR) 필터(118a, 118b)로 인가된다. 이 IIR 필터(118a, 118b)는 프로그램가능 하여, 시스템이 브리지 및 부하 특성에 동조(match) 될 수 있도록 한다는 데에 주목하여야 한다. A/D 변환기(116a, 116b)에서 생성되어 필터를 통과한 샘플들은 디지털 가산부(114)에 인가된다. 디지털 가산부(114)는 인가받은 3 세트의 디지털 샘플들을 하나의 디지털 복합 신호로 합한다. 이 디지털 복합 신호는 한 쌍의 디지털 비교기(120a, 120b)로 인가되는데, 비교기(120b)로 인가된 샘플은 먼저 인버터(119)에 의해 보수화된다(complemented). 반송파 신호 생성기(112)에 의해 생성된 변조 신호의 디지털 샘플 또한 비교기(120a, 120b)에 인가된다.
디지털 비교기(120a)의 출력은 일련의 논리 신호(QA)와 그 보수(QA')의 PWM 열(PWM train) 이다. 이 신호들은, 도 1과 관련하여 설명한 바와 같이, 각 트랜지스터(22a, 22b)에 스위칭 신호를 제공한다. 마찬가지로, 디지털 비교기(120b)의 출력은 일련의 논리 신호(QB)와 그 보수(QB')의 PWM 열이다. 이 신호들은, 도 1과 관련하여 설명한 바와 같이, 각 트랜지스터(22c, 22d)에 스위칭 신호를 제공한다.
따라서, 도시된 바와 같이, 빔-형성 네트워크(102)는 복수의 (여기서는 M개) 증폭부 또는 채널(1031-103M)로 구성된다고 할 수 있다. 각 채널(1031-103M)은 (a) 파동에너지의 디지털 샘플 소스(104')와; (b) 샘플들에 시간 지연을 제공하기 위해 디지털 샘플을 인가받는 디지털 필터(102')와; (c) 증폭 시스템(10')을 포함한다. 증폭 시스템(10')은 브리지 증폭기(13)를 포함한다. 브리지 증폭기(13)는 브리지 회로의 레그(leg)로 배열된 복수의 증폭 소자 (여기서는 트랜지스터(22a-22d))를 포함하는데, 브리지 회로에서 제1 쌍의 노드는 전압 공급원과 연결되고, 제2 쌍의 노드는 부하와 연결된다. 증폭 소자들에 복수의 스위칭 신호(QA, QA', QB, QB')가 인가된다. 브리지 증폭기(13)는 브리지 회로를 흐르는 전류 및 제2 쌍의 노드에 걸치는 브리지에 의해 발생된 전압을 나타내는 피드백 신호를 생성한다. A/D 변환부(116a, 116b)는 피드백 신호를 인가 받아 해당하는 디지털 피드백 신호로 변환한다. 디지털 가산부(114)는 증폭 시스템에 의해 증폭될 신호의 디지털 샘플과 디지털 피드백 신호를 인가 받아 디지털 복합 신호를 생성한다. 변조부(120a, 120b)는 디지털 복합 신호와 반송파 신호 소스(112)에 의해 발생된 신호를 인가 받아 브리 지 증폭기(13)의 증폭 소자들(22a-22d)을 위한 복수의 스위칭 신호를 생성한다.
전송 소자들 (여기서는 투사기(36))의 어레이가 포함된다. 투사기들(36)의 어레이는 애퍼추어 스위칭 네트워크(38)를 통해 선택적으로 복수의 증폭부(10')와 결합된다.
이하, 도 3에 나타난 전송 시스템(100)의 기능 블록도인 도 4를 참조한다. 도 4에서, 시스템(100)은 한 쌍의 "기타 시스템"(other systems, 미도시) 사이에 인터페이스(201)를 포함하도록 도시되었다. 시스템 인터페이스(201)는 해당하는 하나의 채널(1031-103M)에 사용되는 하나의 자족적(self-contained) 모듈일 수 있다는 것에 주목하여야 한다. 따라서, 이러한 모듈 또는 인터페이스(201)는 도 3에 나타난 FIR 필터(102')와 증폭 시스템(10')을 포함한다.
한쌍의 기타 시스템 중 하나는 인터페이스(201)에게 파형 데이터, 제어 메시지 및 IIR 과 FIR 필터 계수(coefficients)를 제공한다. 이 기타 시스템은 상기 인터페이스와 다른 기타 시스템 (여기서는 인터페이스와 결합된 애퍼추어 스위칭 네트워크(38)) 으로부터 상태 정보, 성능 감시(performance monitoring, PM) 정보 및 장애 국부화(fault localization, FL) 정보를 받는다.
인터페이스(201)는 메시지 인코더/디코더(203)를 포함하는데, 이는 데이터 버퍼부(200), 도 3의 빔-형성 네트워크(102), 디지털 가산부(114), 변조기 (즉, 비교기(120a, 120b)) 및 브리지 증폭기(13)와 버스(205)를 통해 결합되어 통신한다. 데이터/제어 버스(205)는, 도시된 바와 같이, 브리지 증폭기(13)의 출력과 더불어 애퍼추어 스위칭 네트워크(38) 및 투사기(36)와 결합된다.
데이터 버퍼부(200)는 복수의 디지털 메모리(202, 204, 206, 208, 210)를 포함한다. 메모리(202)는 전송될 파형의 디지털 샘플을 저장하는데, 상기 파형은 사전에 알려져 있고 상기 샘플은 도 3의 파형 생성부(104')에 저장되어 빔-형성 네트워크(102)에 인가된다. 메모리(204)는 도 3의 빔-형성 네트워크(102)의 FIR 필터(102')에 사용되는 보통(coarse) 시간지연 계수들을 저장한다. 메모리(206)는 빔-형성 네트워크(102)의 FIR 필터(102')에 사용되는 보간(interpolation)과 미세 시간지연 데이타를 저장한다. 메모리(208)는 도 3의 반송파 신호 생성기(112)에서 생성되는 변조 파형에 대한 변조 파라미터들 (즉, 경사면 등)를 저장한다. 도 3의 IIR 필터(118a, 118b)에 대한 피드백 계수들은 메모리(210)에 저장된다.
따라서, 도 3 및 도 4를 참조하면, 빔-형성 네트워크(102)의 출력은 가산부(14)에서 피드백 처리 (즉, IIR 필터(118a, 118b))의 출력과 조합되어 복합신호로 된다. 이 복합신호는 반송파 신호 생성기(112)에 의해 생성된 반송파로 변조되어 도 1의 브리지 증폭기(13)에 인가되는 스위칭 신호(QA, QB) 및 그 보수(QA', QB')가 된다.
따라서, 인터페이스(201)는 상태, 성능 감시 및 장애 국부화 정보를 버스(205)를 통하여 시스템 제어 요소 (즉, 기타 시스템(미도시)) 로 보낸다. 메시지 인코더/디코더(203)는 호스트/파형 생성기 (즉, 제1 기타 시스템)와 전송 서브시스템 (즉, 제2 기타 시스템인 애퍼추어 스위칭 네트워크(38))의 인터페이스를 제공한 다. 메시지 인코더/디코더(203)는 수신한 메시지를 해독하고 각종 데이터 및 처리 파라미터들을 데이터 버퍼부(200)에 저장하고, 필요한 데이터 및 제어 정보를 전송 서브시스템의 다른 요소들 사이에 중계한다. 인코더/디코더(203)는 이들로부터 상태 및 성능 감시 데이터를 읽고 부호화하여 외부 제어 시스템 기능으로 전송한다. 외부 제어 시스템 기능은 시스템 타이밍 및 동기화를 담당한다.
앞서 설명한 바와 같이, 증폭 및 전달될 신호는 디지털 데이터 스트림으로 수신된다. 디지털 데이터 스트림은 메시지 인코더/디코더(203)에 의해 수신된다. 앞서 논의한 바와 같이, 신호는 연속 신호 또는 펄스일 수 있다. 펄스는 일련의 소나 펄스의 형태로 반복적으로 사용되거나 사용될 수 있다. 대안으로, 제한된 셋트의 펄스 신호를 사용하고자 한다면, 이 신호들은 제조공정의 일환으로 읽기 전용 메모리(ROM)에 미리 저장될 수 있다.
전송 빔-형성 기능은, 앞서 언급한 바와 같이, 보통(coarse) 지연 기능과 보간 및 미세 지연 기능으로 이루어진다. 보통(coarse) 지연 기능은 도 3의 각 전송 채널(1031-103M)에, 제공된 파형 샘플링 속도의 시간 증분(time increments) 형태로, 별도의 지연을 적용한다. 이 지연은 도3의 생성된 각 전송 채널(1031-103M)별로 빔 조정 컴퓨터(미도시)에 의해 정의된다. 보간 및 미세 지연 기능은 도3의 각 전송 채널(1031-103M)별로 더욱 미세한 시간 지연을 제공하고 변조 과정과 양립하는 샘플링 속도를 얻기 위해 데이터-샘플 속도를 증가시킨다. 이것은 도3의 각 전송 채널(1031-103M)별로 디지털 필터 (여기서는 FIR 필터(102')) 를 사용하여 이루어진 다. FIR 필터(102')는 각 패스 및 채널별 FIR 필터 계수들을 사용하여 인가 샘플링 속도의 N 배의 속도로 작동되는데, 여기서 N은 10 정도의 정수이다. 이러한 보간율 (즉, 정수 10)은 프로그램가능 하다. FIR 필터(102')의 규모 (즉, 필터에 사용되는 계수들의 수) 및 보간율(N)은 시스템 요구사항에 따라 조정될 수 있다.
각 채널(1031-103M)(도 3) 별로, 아날로그 출력 전류와 전압이 샘플링되어, 각각 A/D 변환기(116a, 116b)를 통해 디지털로 변환되고, 각각 IIR 필터(118a, 118b)를 통해 디지털 필터링 된다. 이렇게 디지털 필터링 된 피드백 데이터는 전송 파형에 대한 디지털 FIR-필터링 된 샘플과 디지털 가산부(114)에서 보간된 파형 샘플링 속도로 결합된다. 결합된 결과는, 앞서 설명한 바와 같이, 변조 기능 수행을 위해 비교기(120a, 120b)로 공급되어 브리지 증폭기(13)에 대한 스위칭 신호(QA, QA', QB, QB')를 생성한다. 각 IIR 필터(118a, 118b)에는 별도의 IIR 필터 계수들이 사용된다. 피드백 채널의 개수는 3-상태, 5-상태, 7-상태, 9-상태, 또는 n-상태 (여기서 n은 정수) 변조를 수용하기 위해 늘거나 줄 수 있다. IIR 필터 규모는 다른 시스템 요구사항을 수용하기 위해 조정될 수 있다.
반송파 신호 생성기(112)는 몇 가지의 변조 파형 (즉, 톱니 파형, 삼각 파형 등)을 디지털 방식으로 생성한다. 이 파형들은 초기 위상 및 주파수를 통해 프로그램가능하므로, 별개의 전송 채널(1031-103M)(도 3)에서 동기 되지않은(non-synchronous) 반송파 신호가 사용될 수 있다. 반송파 신호 생성기(112)의 프로그램 가능성은 대안적 (alternative) 변조 방식들을 지원한다. 변조 신호 발생기 ( 즉, 비교기(120a, 120b)) 는 보간된 신호파형을 반송파 신호 생성기(112)에 의해 생성된 반송파 신호와 비교함으로써, 한 세트의 펄스폭 변조 신호(QA, QB)와 그 각각의 보수(QA', QB')를 생성한다 (즉, 디지털 처리한다). 생성된 이진 신호(QA, QA', QB, QB')는 출력 회로 형태와 소자 특성에 맞추어 추가 처리되어 브리지 증폭기(10)로 인가되어, 상기 미국특허 제 4,092,610호에 기술된 바와 같이, 고전압 스위칭 소자 (즉, 다이오드(24a, 24b, 24c, 24d)와 더불어 트랜지스터(22a, 22b, 22c, 22d)) 의 작동을 제어한다. 이러한 추가 처리는 브리지가 바람직하지 못한 상태 (예를 들어, 고전압 전력을 직접 그라운드(ground)로 연결하는 방식으로 두 트랜지스터가 온 되는)에 결코 빠지지 않도록 실질적인 트랜지스터 온-오프(on-off) 특성을 보장하는 논리 함수 집합을 주로 사용하여 이루어진다.
지금까지 본 발명의 여러 실시예에 대하여 설명하였지만, 이 외에도 본 발명의 취지와 범위를 벗어남이 없이 다른 변형이 가능하다는 것을 이해하여야 할 것이다. 따라서, 다른 실시예 또한 첨부된 청구범위의 권리범위에 포함된다.

Claims (9)

  1. 증폭 시스템에 있어서,
    브리지 회로의 레그(leg)로 배열되고 복수의 스위칭 신호가 인가되는 복수의 증폭 소자를 포함하며, 상기 브리지 회로의 제1 쌍의 노드는 공급 전압과 연결되고 상기 브리지 회로의 제2 쌍의 노드는 부하와 연결되며, 피드백 신호를 생성하는 브리지 증폭기;
    상기 피드백 신호를 인가받아 인가된 상기 피드백 신호에 대응되는 디지털 피드백 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부; 및
    상기 증폭 시스템에 의해 증폭될 신호의 디지털 샘플과 상기 디지털 피드백 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하기 위한 디지털 복합 신호를 산출하는 디지털 가산부를 포함하는 증폭 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 디지털 가산부는
    반송파 주파수 신호를 나타내는 디지털 신호를 생성하는 반송파 신호 소스(source); 및
    상기 반송파 신호 소스에서 생성된 상기 디지털 신호 및 상기 디지털 복합 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신 호를 생성하는 변조부를 포함하는 것을 특징으로 하는 증폭 시스템.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 변조부는
    상기 디지털 복합 신호 및 상기 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가 받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하는 비교부를 포함하는 것을 특징으로 하는 증폭 시스템.
  4. 증폭 시스템에 있어서,
    브리지 회로의 레그로 배열되고 복수의 스위칭 신호가 인가되는 복수의 증폭 소자를 포함하며, 상기 브리지 회로의 제1 쌍의 노드는 공급 전압과 연결되며 상기 브리지 회로의 제2 쌍의 노드는 부하와 연결되며, 상기 브리지 회로를 흐르는 전류 및 상기 제2 쌍의 노드에 의해 상기 브리지 회로에 걸리는 전압을 나타내는 피드백 신호를 생성하는 브리지 증폭기;
    상기 피드백 신호를 인가받아 인가받은 상기 피드백 신호에 대응되는 디지털 피드백 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부;
    상기 증폭 시스템에 의해 증폭될 신호의 디지털 샘플과 상기 디지털 피드백 신호를 인가받아 디지털 복합 신호를 생성하는 디지털 가산부; 및
    상기 디지털 복합 신호 및 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하는 변조부를 포함하는 증폭 시스템.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 변조부는
    반송파 주파수 신호를 나타내는 디지털 신호를 생성하는 반송파 신호 소스; 및
    상기 디지털 복합 신호 및 상기 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하는 비교부를 포함하는 것을 특징으로 하는 증폭 시스템.
  6. 평행하고 지향성의 파동에너지 빔을 전송하는 장치에 있어서,
    (A) 파동에너지의 디지털 샘플 소스(source)로부터 인가받으며 복수의 출력 포트를 가지며, 상기 파동에너지의 디지털 샘플을 상기 출력 포트들에 걸쳐 전송된 상기 파동에너지 빔의 방향과 일치하는 시간 지연의 분포와 결합시키며, 복수의 증폭부를 포함하는 빔-형성 네트워크; 및
    (B) 상기 복수의 증폭부와 결합된 전송 소자 어레이
    를 포함하되, 상기 각 증폭부는
    (a) 상기 파동에너지의 디지털 샘플의 소스;
    (b) 디지털 샘플을 인가받아 상기 샘플에 시간 지연을 제공하는 디지털 필터; 및
    (c) 증폭 시스템
    을 포함하며, 상기 증폭 시스템은
    (i) 브리지 회로의 레그로 배열된 복수의 증폭 소자를 갖지며, 상기 브리지 회로의 제1 쌍의 노드는 공급 전압과 연결되고 상기 브리지 회로의 제2 쌍의 노드는 부하와 연결되며, 상기 증폭 소자에는 복수의 스위칭 신호가 인가되며, 상기 브리지 회로에 흐르는 전류 및 상기 제2 쌍의 노드에 의해 상기 브리지 회로에 걸리는 전압을 나타내는 피드백 신호를 생성하는 브리지 증폭기;
    (ii) 상기 피드백 신호를 인가받아 인가받은 상기 피드백 신호에 대응되는 디지털 피드백 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환부;
    (iii) 상기 증폭 시스템에 의해 증폭될 신호의 디지털 샘플과 상기 디지털 피드백 신호를 인가받아 디지털 복합 신호를 생성하는 디지털 가산부; 및
    (iv) 상기 디지털 복합 신호 및 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하는 변조부
    를 포함하는 파동에너지 빔 전송 장치.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 변조부는
    반송파 주파수 신호를 나타내는 디지털 신호를 생성하는 반송파 신호 소스; 및
    상기 디지털 복합 신호 및 상기 반송파 신호 소스에서 생성된 신호를 인가받아 상기 브리지 증폭기의 증폭 소자들에 대한 상기 복수의 스위칭 신호를 생성하는 비교부를 포함하는 것을 특징으로 하는 파동에너지 빔 전송 장치.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 디지털 가산부는
    상기 증폭될 신호의 보간된 디지털 샘플들과 상기 디지털 피드백 신호를 상기 증폭될 신호의 샘플링 주파수로 조합하는 것을 특징으로 하는 증폭 시스템.
  9. 제 6 항에 있어서, 상기 디지털 가산부는
    상기 증폭될 신호의 보간된 디지털 샘플들과 상기 디지털 피드백 신호를 상기 증폭될 신호의 샘플링 주파수로 조합하는 것을 특징으로 하는 파동에너지 빔 전송 장치.
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2002224368A1 (en) 2000-10-10 2002-04-22 California Institute Of Technology Distributed circular geometry power amplifier architecture
US6856199B2 (en) * 2000-10-10 2005-02-15 California Institute Of Technology Reconfigurable distributed active transformers
PL198380B1 (pl) * 2002-01-21 2008-06-30 Adb Polska Sp Wzmacniacz elektroakustyczny klasy D i sposób kompensacji wpływu napięcia zasilającego na wyjściowy sygnał użyteczny we wzmacniaczu elekroakustycznym klasy D
TWI326967B (en) 2002-03-11 2010-07-01 California Inst Of Techn Differential amplifier
KR100604815B1 (ko) * 2003-05-02 2006-07-26 삼성전자주식회사 신호 발생장치 및 신호 발생방법
US20080103633A1 (en) * 2006-10-27 2008-05-01 Holmquist Gunnar R Digitally implemented power supply supervisories
US7710197B2 (en) 2007-07-11 2010-05-04 Axiom Microdevices, Inc. Low offset envelope detector and method of use
CN102245316A (zh) * 2008-12-10 2011-11-16 皇家飞利浦电子股份有限公司 超声换能器探头的前端电路
US8781430B2 (en) * 2009-06-29 2014-07-15 Qualcomm Incorporated Receiver filtering devices, systems, and methods
US9356566B2 (en) * 2014-01-27 2016-05-31 Harman International Industries, Inc. Audio amplifier with an enhanced current limiter using a proxy signal
KR102115195B1 (ko) * 2018-10-24 2020-06-05 국방과학연구소 인버터를 구비하는 소나 시스템
EP3819660A1 (en) * 2019-11-05 2021-05-12 NXP USA, Inc. Radar transmitter module for digital modulation

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020084843A1 (en) 2000-12-28 2002-07-04 Antti Ruha Method and apparatus providing digital error correction for a class D power stage

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2235677A (en) 1937-11-30 1941-03-18 Rca Corp Amplifier for signal transmission
US3157839A (en) 1962-02-01 1964-11-17 Harry B Brown Transistorized bridge amplifier with a bias compensating circuit therefor
US4092610A (en) * 1977-02-17 1978-05-30 Raytheon Company Modulated carrier amplifying system
US4773096A (en) * 1987-07-20 1988-09-20 Kirn Larry J Digital switching power amplifier
US6107876A (en) * 1999-04-13 2000-08-22 Ravisent Technologies, Inc. Digital input switching audio power amplifier
WO2000070753A1 (en) * 1999-05-19 2000-11-23 Jam Technologies, Llc Load compensation technique for reactive impedance transformation amplifier output stage
JP5306565B2 (ja) * 1999-09-29 2013-10-02 ヤマハ株式会社 音響指向方法および装置
US6211735B1 (en) * 2000-01-21 2001-04-03 Harris Corporation RF power amplifier having improved power supply for RF drive circuits

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20020084843A1 (en) 2000-12-28 2002-07-04 Antti Ruha Method and apparatus providing digital error correction for a class D power stage

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