KR101060530B1 - 연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법 - Google Patents

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전북대학교산학협력단
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Abstract

연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법이 제공된다. 본 복호 방법은, 수신 심볼을 STBC 복호하여 송신 심볼을 추정하고, 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출한 후, 산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하며, 산출된 최종 연판정 값들을 이용하여 추정된 송신 심볼을 반복 복호한다. 이에 의해, 기존 MLD 방식과 비교하여 복잡도 감소를 얻을 수 있으면서도 동일한 성능 결과를 얻을 수 있게 된다.

Description

연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법{SOFT DECISION DETECTION METHOD AND DECODING METHOD USING THE SAME}
본 발명은 연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법에 관한 것으로, 무선통신시스템에서 전송 다이버시티 이득을 얻기 위한 STBC 기술 등을 이용한 다중안테나 방식을 사용한 시스템에서 연판정 검출 방법 및 이를 이용한 복호 방법에 관한 것이다.
무선통신시스템에서는 채널에서 발생하는 페이딩 및 간섭 등으로 인하여 채널의 상태가 시간에 따라 매우 다양하게 변화할 수 있다. 이러한 환경에서 송신단의 다수개의 안테나로부터 동일한 신호를 전송함으로써 수신단에서는 각기 서로 다른 채널 환경에서부터 수신된 신호를 결합하여 다이버시티 이득을 취하여 시스템의 성능을 향상시킬 수 있다.
다수 개의 안테나에서 동시에 같은 정보를 다른 형태로 부호화하여 전송하여 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 하는 기술인 시공간 블럭 부호(Space-Time Block Coding; STBC) 기술은 알라무티(Alamouti)에 의해 처음 제안된 바 있다.
이 기술은 송신단에서 두 개의 안테나를 사용하여 두 심볼 구간 동안에 각 안테나에서 전송하는 두 심볼의 부호화된 형태가 서로 다르도록 설계하고, 이 설계된 구조가 직교성을 유지하도록 하여 수신단에서는 단순한 선형적 복호가 가능하면서도 많은 다이버시티 이득을 얻을 수 있도록 하는 방식이다. 이후 여러 가지 형태의 시공간 블럭 부호 기술이 제안된 바 있다.
상기의 STBC 기술은 무선통신시스템에서 거의 필수적으로 오류 정정부호와 결합하여 사용하게 되는데, 근래에 들어 사용되는 오류정정부호 방식의 경우 연판정입출력을 사용하여 반복적으로 복호를 수행하는 터보부호와 같은 방식이 주류를 이루고 있다.
이 경우 상기의 반복 복호를 수행하는 터보부호의 특성 때문에, 연판정 검출 정보를 얼마나 정확하게 터보 부호 복호기에 제공하느냐에 따라 그 성능이 크게 좌우될 수 있다.
상기 STBC와 오류정정부호가 결합된 시스템에서 최대 우호 검출(Maximum likelihood detection; MLD)이 가장 정확한 연판정 검출 정보를 제공하여 최대의 성능을 얻을 수 있지만, 송신 안테나의 개수 및 변조 심볼의 차수에 따라 지수적으로 증가하는 복잡도 때문에 실제 시스템에서의 적용은 거의 불가능하다.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은, MLD를 사용하지 않고 간단한 선형 검출을 이용하여 복잡도를 최소화 시키면서도, MLD와 동일한 성능을 보이는 연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법을 제공함에 있다.
특히, 시공간 블럭 부호와 오류정정부호를 결합하여 사용하는 경우에 있어서, 매우 간단한 방법으로 오류정정부호에서 필요로 하는 연판정 값을 검출하여, 성능을 극대화 시킬 수 있도록 함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른, 복호 방법은, 수신 심볼을 STBC 복호하여 송신 심볼을 추정하는 단계; 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계; 산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 단계; 및 산출된 최종 연판정 값들을 이용하여, 상기 추정된 송신 심볼을 반복 복호하는 단계;를 포함한다.
그리고, 상기 특정 이득은, STBC 복호에 의해 변화된 잡음 분산 값을 반영한 이득인 것이 바람직하다.
또한, 상기 특정 이득은, 상기 채널 계수들의 함수로 표현되는 것이 바람직하다.
그리고, 송신 안테나의 개수가 2개이고 수신 안테나의 개수가 1개인 알라무티(Alamouti) STBC의 경우, 상기 채널계수는
Figure 112010060044403-pat00001
이고, h1는 1번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수이고, h2는 2번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수일 수 있다.
또한, 송신 안테나의 개수가 4개이고 수신 안테나의 개수가 1개인 한국등록특허 10-0967954(유사 직교 시공간 블록 부호 시스템 및 방법)에서 제안한 STBC의 경우, 최종 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00002
은 아래의 수학식으로 나타내며,
Figure 112010060044403-pat00003
Figure 112010060044403-pat00004
는 중간 연판정 값이고, ρ1 및 ρ2는 특정 이득으로 아래의 수학식으로 나타내어지고,
ρ1=2(α-β)
ρ2=2(α+β)
Figure 112010060044403-pat00005
hi는 i번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수일 수 있다.
그리고, 상기 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계는, 상기 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 경판정 경계값들을 이용하여 상기 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 복호 방법은, STBC와 오류정정부호를 함께 이용하는 무선통신 시스템에서 적용되는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명에 따른, 연판정 검출 방법은, 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계; 및 산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 단계;를 포함한다.
그리고, 상기 특정 이득은, STBC 복호에 의해 변화된 잡음 분산 값을 반영한 이득인 것이 바람직하다.
또한, 상기 특정 이득은, 상기 채널 계수들의 함수로 표현되는 것이 바람직하다.
한편, 본 발명에 따른, 수신 장치는, 수신 심볼을 STBC 복호하여 송신 심볼을 추정하는 STBC 복호부; 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하고, 산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 연판정 검출부; 및 산출된 최종 연판정 값들을 이용하여, 상기 추정된 송신 심볼을 반복 복호하는 반복 복호부;를 포함한다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 기존 MLD 방식과 비교하여 복잡도 감소를 얻을 수 있으면서도 동일한 성능 결과를 얻을 수 있는 장점이 있다. 도한, 다양한 STBC 방식을 포함하는 다중 안테나 시스템에 적용 가능하다는 장점이 있다.
도 1은 본 발명이 적용가능한 무선통신 시스템을 도시한 도면,
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 복호화 방법의 설명에 제공되는 흐름도,
도 3은 본 실시예에서 제안한 방식과 MLD 방식의 복잡도를 비교한 표를 나타낸 도면, 그리고,
도 4는 프레임 오류율 성능 비교도이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용가능한 무선통신 시스템을 도시한 도면이다. 본 발명이 적용가능한 무선통신 시스템은 STBC(Space-Time Block Coding)와 오류정정부호를 함께 사용하는 시스템으로, 송신장치(100)와 수신장치(200)가 상호 통신가능하도록 연결되어 구축된다.
무선통신 시스템을 구성하는 송신장치(100)는, 도 1에 도시된 바와 같이, 오류정정 부호부(110), 변조부(120) 및 STBC 부호부(130)를 포함한다.
오류정정 부호부(110)는 소스인 이진 신호를 오류정정 부호화하여 이진 백터열 b로 변환하고, 변환된 이진 백터열 b를 출력한다.
변조부(120)는 이진 백터열 b에 대해 기저대역 변조를 수행한다. 구체적으로, 변조부(120)는 다수의 비트들을 하나의 심볼로 매핑하여 심볼 백터열 s로 변환하고, 변환된 심볼 백터열 s을 출력한다.
STBC 부호부(130)는 심볼 백터열 s를 STBC 부호화함으로서 s'으로 변환하여 채널로 전송한다.
한편, 채널에서 발생되는 페이딩은 송신 안테나의 개수 및 수신 안테나의 개수에 따라 채널 행렬 H로 수학적으로 모델링 될 수 있다. 또한, 채널에서는 가우시안 잡음 n이 부가되는 것으로 상정할 수 있다.
이에 따라, 수신장치(200)에서는 채널 행렬 H가 곱해진 심볼 벡터열 s'에 가우시안 잡음 n이 부가된 심볼 벡터열 r이 수신된다.
수신장치(200)는, 도 1에 도시된 바와 같이, STBC 복호부(210), 연판정 검출부(220) 및 반복 복호부(230)를 포함한다.
STBC 복호부(210)는 수신된 심볼 벡터열 r을 STBC 복호화하여 송신된 심볼에 대한 추정치 r'을 산출한다.
연판정 검출부(220)는 STBC 복호부(210)에 의해 추정된 송신 심볼 r'을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들 b'을 각 비트별로 산출한 후 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들 b를 각 비트별로 산출한다. 상기 비트열 b는 결국 r'을 기반으로 계산된 최종 연판정 벡터열, 즉 L(b| r')가 되므로, 연판정 검출부(220)는 벡터열 L(b| r')로 그 결과를 출력한다.
반복 복호부(230)는 연판정 검출부(220)에서 출력되는 벡터열 L(b| r')을 이용하여 반복적으로 복호화를 수행하여, 소스 이진 신호를 복원한다.
이하에서는, 도 1에 도시된 수신장치(200)에 의해 복호화가 수행되는 과정에 대해, 도 2를 참조하여 상세히 설명한다. 도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 복호화 방법의 설명에 제공되는 흐름도이다.
먼저, STBC 복호부(210)는 STBC 부호부(130)에서 STBC 부호화에 사용한 부호화 행렬을 이용한 선형 대수학적 복호를 통해, 수신된 심볼 벡터열 r로부터 송신된 심볼에 대한 추정치 r'을 산출한다(S310).
그러면, 연판정 검출부(220)는 STBC 복호부(210)에 의해 추정된 송신 심볼 r'을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들 b'을 각 비트별로 산출한다(S320).
S320단계에서, 중간 연판정 값들 b'은 추정된 송신 심볼 r'을 구성하는 비트들에 대한 경판정 경계값들을 이용하여 산출하며, 이에 대한 구체적인 방법은, Sunheui Ryoo, Sooyoung Kim, 및 Sung Pal Lee에 의해 작성된 "Efficient soft demapping method for high order modulation schemes(CIC 2003, Seoul, Korea)"에 개시되어 있다.
이후, 연판정 검출부(220)는 산출된 중간 연판정 값들 b'에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들 b를 각 비트별로 산출한다(S330). 상기 비트열 b는 결국 r'을 기반으로 계산된 최종 연판정 벡터열 L(b| r')가 되므로, 연판정 검출부(220)는 벡터열 L(b| r')로 그 결과를 출력한다.
S330단계에서, 특정 이득은, STBC 복호에 의해 변화된 잡음 분산 값을 반영한 이득으로, 채널 행렬의 원소인 채널 계수들의 함수로 표현되며, 송신 안테나의 개수에 따라 각기 다르게 표현된다.
반복 복호부(230)는 연판정 검출부(220)에서 출력되는 벡터열 L(b| r')을 이용하여 반복적으로 복호화를 수행하여, 소스 이진 신호를 복원한다(S340).
이하에서는, S230단계에서 이용되는 특정 이득을 산출하는 방법에 대해 상세리 설명한다.
먼저, 알라무티가 제안한 2개의 송신 안테나를 이용한 STBC 방식을 사용한 경우의 특정 이득을 산출하는 과정에 대해 설명한다.
아래 수학식 1은 알라무티가 제안한 방식을 이용할 경우, 2개의 심볼 구간 동안 수신된 신호를 나타낸 식이다.
Figure 112010060044403-pat00006
여기서 *는 복소 공액 연산을 의미하며, ri는 i번째 타임 슬롯에 수신된 심볼이고 hj는 j번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수이다. 수학식 1에 나타난 바와 같이, 수신 심볼 ri는 전송 심볼 xi에 채널 계수가 곱해지고 가우시안 잡음 ni가 더해진 심볼이라 할 수 있다.
한편, STBC 부호화 행렬은 직교 행렬이 되기 때문에, 위 수학식 1를 채널 행렬을 이용하여 표현하였을 경우 그 채널 행렬 역시 직교행렬이 된다. 이러한 특성으로 인하여 수신장치(200)의 STBC 복호부(210)에서의 송신 심볼 추정은 아래의 수학식 2와 같은 간단한 선형 연산으로 수행될 수 있다.
Figure 112010060044403-pat00007
위 수학식 2를 이용하여 추정된 송신 심볼
Figure 112010060044403-pat00008
는 여러 개의 비트로 구성되어 있으므로, 심볼을 구성하고 있는 각 비트에 대한 연판정 값을 개별적으로 구해주어야 한다.
추정된 송신 심볼
Figure 112010060044403-pat00009
을 구성하고 있는 j번째 비트에 대한 중간 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00010
은 경판정 경계값을 이용하여 간단하게 구할 수 있음은 전술한 바 있다.
이후, 아래의 수학식 3과 같이 중간 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00011
에 특정 이득
Figure 112010060044403-pat00012
을 곱하여 최종 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00013
을 산출할 수 있다.
Figure 112010060044403-pat00014
특정 이득
Figure 112010060044403-pat00015
은 STBC 복호 과정에서 변화된 잡음 분산 값을 반영한 것으로, 채널 계수들의 함수로 표현되었음을 확인할 수 있다.
다음으로, 선형 복호가 가능한 유사직교 STBC 방식을 사용한 경우의 특정 이득을 산출하는 과정에 대해 설명한다.
4개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 사용하는 한국등록특허 10-0967954(유사 직교 시공간 블록 부호 시스템 및 방법)에서 제안한 STBC를 이용하는 무선통신 시스템에 대하여 선형 복호가 가능한 유사직교 STBC 방식에 대한 부호화 행렬 XN4와 그에 해당하는 채널 행렬 HN4는 아래의 수학식 4와 수학식 5로 나타낼 수 있다.
Figure 112010060044403-pat00016
Figure 112010060044403-pat00017
여기서, STBC 복호를 통해 추정되는 송신 심볼
Figure 112010060044403-pat00018
는 수학식 6을 이용하여 구할 수있다.
Figure 112010060044403-pat00019
여기서, H는 행렬에 대한 헤르미안 연산을 의미하고, ρ1=2(α-β), ρ2=2(α+β)로써, α와 β는 채널이득의 합 및 간섭 인자를 나타내는 값으로써 아래의 수학식 7로 나타낼 수 있다.
Figure 112010060044403-pat00020
추정된 송신 심볼
Figure 112010060044403-pat00021
을 구성하고 있는 j번째 비트에 대한 중간 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00022
은 경판정 경계값을 이용하여 간단하게 구할 수 있음은 전술한 바 있다.
이후, 아래의 수학식 8과 같이 중간 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00023
에 특정 이득 ρ1(i = 1,2) 또는 ρ2(i = 3,4) 를 곱하여 최종 연판정 값
Figure 112010060044403-pat00024
을 산출할 수 있다.
Figure 112010060044403-pat00025
특정 이득 ρ1(i = 1,2) 또는 ρ2(i = 3,4)은 STBC 복호 과정에서 변화된 잡음 분산 값을 반영한 것으로, 채널 계수들의 함수로 표현되었음을 확인할 수 있다.
도 3은 본 실시예에서 제안한 방식과 MLD 방식의 복잡도를 비교한 표이다. 도 3을 통해 확인 할 수 있듯이 제안된 방식은 선형 검출을 기본으로 하기 때문에 MLD 방식과 비교하여 매우 큰 복잡도 개선을 얻을 수 있다.
도 4는 여러 변조 차수에서, 프레임 크기가 384비트인 터보 부호와 알라무티 방식이 결합된 경우에 대한 레일레이 페이딩 채널에서의 프레임 오류율 (frame error rate; FER) 성능 비교도이다. 도 4의 성능 비교도를 통해, 본 실시예에서 제안된 방식은 기존 MLD 방식과 동일한 결과를 얻을 수 있음을 확인할 수 있는데, 이는 제안된 방식이 간단한 연산으로 복잡한 연산과 동일한 성능을 보이고 있음을 나타내는 것이라 할 수 있다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
100 : 송신장치 110 : 오류정정 부호부
120 : 변조부 130 : STBC 부호부
200 : 수신장치 210 : STBC 복호부
220 : 연판정 검출부 230 : 반복 복호부

Claims (11)

  1. 수신 심볼을 STBC 복호하여 송신 심볼을 추정하는 단계;
    추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계;
    산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 단계; 및
    산출된 최종 연판정 값들을 이용하여, 상기 추정된 송신 심볼을 반복 복호하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 특정 이득은,
    STBC 복호에 의해 변화된 잡음 분산 값을 반영한 이득인 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 특정 이득은,
    상기 채널 계수들의 함수로 표현되는 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    송신 안테나의 개수가 2개이고 수신 안테나의 개수가 1개인 알라무티(Alamouti) STBC의 경우, 상기 채널계수는
    Figure 112010060044403-pat00026
    이고,
    h1는 1번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수이고,
    h2는 2번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수인 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    송신 안테나의 개수가 4개이고 수신 안테나의 개수가 1개인 경우, 최종 연판정 값
    Figure 112010060044403-pat00027
    은 아래의 수학식으로 나타내며,
    Figure 112010060044403-pat00028

    Figure 112010060044403-pat00029
    는 중간 연판정 값이고, ρ1 및 ρ2는 특정 이득으로 아래의 수학식으로 나타내어지고,
    ρ1=2(α-β)
    ρ2=2(α+β)
    Figure 112010060044403-pat00030

    hi는 i번째 송신 안테나와 수신단 사이에서의 채널 계수인 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계는,
    상기 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 경판정 경계값들을 이용하여 상기 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 복호 방법은,
    STBC와 오류정정부호를 함께 이용하는 무선통신 시스템에서 적용되는 것을 특징으로 하는 복호 방법.
  8. 추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하는 단계; 및
    산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 연판정 검출 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 특정 이득은,
    STBC 복호에 의해 변화된 잡음 분산 값을 반영한 이득인 것을 특징으로 하는 연판정 검출 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 특정 이득은,
    상기 채널 계수들의 함수로 표현되는 것을 특징으로 하는 연판정 검출 방법.
  11. 수신 심볼을 STBC 복호하여 송신 심볼을 추정하는 STBC 복호부;
    추정된 송신 심볼을 구성하는 비트들에 대한 중간 연판정 값들을 각각 산출하고, 산출된 연판정 값들에 특정 이득을 곱하여 최종 연판정 값들을 각각 산출하는 연판정 검출부; 및
    산출된 최종 연판정 값들을 이용하여, 상기 추정된 송신 심볼을 반복 복호하는 반복 복호부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
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