KR101042170B1 - 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인덱스 탐색방법 및 이를 지원하는 수신장치 - Google Patents

폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인덱스 탐색방법 및 이를 지원하는 수신장치

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Abstract

본 발명은 양자화된 동 이득 전송 다중 입력 다중 출력 시스템에서 기존의 탐색 기법보다 탐색 속도가 빠른 코드 북 인덱스 탐색 기법을 제안한다. 제안된 빠른 인덱스 탐색 기법은 새롭게 정의된 간단한 매트릭을 이용하여 빠르게 몇 개의 후보 인덱스 벡터들을 선택하고, 선택된 벡터들에 기존의 탐색 기법을 적용하여 최적의 코드 북 인덱스를 결정하는 것이다. 본 발명에 따라 제안된 기법은 기존의 탐색 기법과 비교하여 심벌 에러 확률은 거의 동일하지만, 계산량 및 탐색 시간이 전체적으로 감소한다. 또한 송수신단에 저장된 코드 북의 크기가 증가해도 기존 탐색 기법에 비해 탐색 시간이 감소하는 장점을 가진다.
다중입력 다중 출력 (MIMO) 방식, 폐 루프 방식, 다중 사용자, 수신 빔 포밍 행렬, CQI, 다이버시티, 코드 북, 동 이득 전송

Description

폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인덱스 탐색방법 및 이를 지원하는 수신장치 {METHOD FOR SEARCHING CODE BOOK INDEX IN A MULTI ANTENNA SYSTEM OF CLOSED LOOP SCHEME THEREOF RECEIVER}
본 발명은 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인텍스를 탐색하는 방법 및 이를 위한 수신장치에 관한 것이다.
최근 이동 통신 시스템의 발전 속도는 사용자의 끊임없는 요구와 이를 충족시켜주는 동시에 새로운 시장을 확보하려는 시스템 개발자들의 노력에 의해 점점 가속화되고 있다. 그 대표적인 예로 과거 2G(second-generation) 이동 통신 기술이었던 CDMA(code division multiple access)에서 현재 널리 사용하고 있는 3G(third-generation) 이동 통신 기술인 WCDMA(wideband CDMA)에 이르고 있다.
뿐만 아니라 앞으로 다가올 LTE(Long Term Evolution), WiMAX(world interoperability for microwave access)와 같은 4G(fourth-generation) 이동 통신 기술은 현재 사용자와 시스템 개발자들의 이목이 집중되면서 표준화 및 상용화 단계에 이르고 있다.
이러한 차세대 이동 통신 기술은 대역폭(bandwidth)의 효율적 이용과 빠른 데이터 전송률(bit rate), 그리고 낮은 오류율(error rate) 등을 반드시 충족시켜야 한다.
하지만 무선 채널 환경은 유선 채널과 달리 다중경로 간섭, 쉐도윙(Shadowing), 전파 감쇄, 시변 잡음, 간섭 등으로 인한 낮은 신뢰도를 나타낸다. 이것은 이동 통신 시스템에서 데이터의 전송 속도를 높이지 못하는 대표적인 원인이 된다.
따라서 이를 극복하기 위한 많은 기술들이 제안되었다. 그 대표적인 예가 에러 컨트롤 코딩 기법과 다이버시티 기법이다. 상기 에러 컨트롤 코딩 기법은 신호의 왜곡과 잡음에 의한 영향을 억제한다. 상기 다이버시티 기법은 독립적인 페이딩 현상을 겪은 여러 개의 신호들을 수신함으로써, 페이딩 현상에 대처한다.
상기 다이버시티 기법은 시간, 주파수, 다중 경로, 그리고 공간 다이버시티 등이 있다. 상기 시간 다이버시티는 채널 부호화와 인터리빙을 결합하여 시간적으로 다이버시티 효과를 얻는다. 상기 주파수 다이버시티는 서로 다른 주파수로 송신된 신호들이 각기 다른 다중 경로를 통해 수신되도록 함으로써 다이버시티 효과를 얻도록 한다. 그리고 상기 다중 경로 다이버시티는 서로 다른 페이딩 정보를 이용하여 다중 경로 신호를 분리함으로써, 다이버시티 효과를 얻도록 한다. 상기 공간 다이버시티는 송신기나 수신기, 또는 양쪽 모두에 여러 개의 안테나들을 사용하여 서로 독립적인 페이딩 신호에 의해 다이버시티 효과를 얻도록 한다. 통상적으로 상기 공간 다이버시티 방식은 안테나 어레이를 이용한다.
상기 안테나 어레이를 이용하는 시스템 (이하 "다중 안테나 시스템"이라 칭함)은 송/수신기에 다중의 안테나들이 구비된 시스템으로, 주파수 효율을 높이기 위해 공간 영역을 이용하는 시스템이다. 상기 다중 안테나 시스템은 공간 영역을 활용함으로써, 시간 영역과 주파수 영역이 제한되어 있는 환경에서 좀 더 높은 전송 속도를 얻기에 용이하다.
상기 다중 안테나 시스템은 각 안테나 별로 독립적인 정보를 전송하므로, 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multi Input Multi Output) 시스템에 해당한다. 상기 MIMO 시스템에서는 고품질뿐 아니라 높은 전송률에 의한 데이터 서비스에 효율적인 신호 처리 알고리즘이 요구된다.
상기 신호 처리 알고리즘의 일 예로 자원 할당 알고리즘이 존재한다. 상기 자원 할당 알고리즘은 최소의 자원을 소비하면서 목표하는 에러 율을 얻을 수 있도록 안테나 별로 자원, 즉 데이터 전송률을 할당하는 것을 목표로 한다. 상기 자원 할당 알고리즘은 송신측에서의 신호 처리 알고리즘과 수신측에서의 신호 처리 알고리즘으로 구분할 수 있다. 이때 송신측에서는 안테나 별로의 데이터 전송률이 주어졌을 때, 가장 작은 에너지를 소비하면서 목표 에러 율 (Error Rate)에 도달할 수 있도록 자원을 할당한다.
기존의 자원 할당 알고리즘은 단일 할당 (Uniform allocation) 방식, 고정 할당 (Fixed allocation) 방식, 풀-서치 할당 (Full-search allocation) 방식으로 구분한다.
상기 단일 할당 (Uniform allocation) 방식은 각 안테나 별로 동일한 데이터 전송률을 할당한다. 이는 피드백 정보의 전송이 필요 없는 가장 간단한 자원 할당 방법이다. 하지만 선형 검출 (Linear detection) 기법은 말할 것도 없고, 연속 간섭 제거 (SIC: Successive Interference Cancellation) 기법을 사용하더라도 에러 율이 높아 성능이 좋지 않다는 단점이 있다.
상기 고정 할당 (Fixed allocation) 방식은 최적의 할당을 정하고, 상기 정하여진 하나의 할당을 모든 채널에 사용한다. 상기 최적의 할당은 채널의 통계 (Statistics)에 따라 결정한다. 이는 채널의 통계가 맞으면 단일 할당 방식보다 좋은 성능을 보인다. 하지만 할당을 고정한다는 제약에 의해 에러 율 성능이 제한될 뿐만 아니라 고정된 할당을 사용하기에 채널 변화에 안정적으로 동작하지 않는다.
마지막으로 상기 풀-서치 할당 (Full-search allocation) 방식은 사용 가능한 모든 조합을 데이터 전송률 할당의 후보로 사용하며, 그 중 가장 작은 전력을 필요로 하는 후보를 현재 채널에 대한 할당으로 사용한다. 이는 모든 경우를 고려하기 때문에 가장 좋은 성능을 보여준다. 하지만 복잡도 및 피드백 정보가 증가하는 단점을 가진다. 상기 풀-서치 할당 (Full-search allocation) 방식에서는 복잡 도를 줄이기 위해 반복 알고리즘 (Iterative Algorithm)이 제안되었다.
상기 수신측에서의 신호 처리 알고리즘은 각 전송 채널에 대한 채널 상태를 탐색하고, 상기 탐색 결과를 송신측으로 피드백 하는 방안을 마련한다. 그리고 상기 송신측에서의 신호 처리 알고리즘은 수신측으로부터 피드백 되는 탐색 결과에 의해 각 송신 안테나 별로 자원을 할당하는 방안을 마련한다.
상기 송신측에서의 신호 처리 알고리즘으로는 대표적으로 BLAST (Bell Labs Layered Space Time) 기술이 존재한다. 상기 BLAST 기술은 다중 안테나를 이용하여, 시스템이 사용하는 주파수 영역을 증가시키지 않고도, 데이터 전송 량을 증가시킬 수 있다.
이러한 BLAST 기술은 D-BLAST (Diagonal-BLAST)와 V-BLAST (Vertical-BLAST)로 구분된다. 상기 D-BLAST는 대각 (Diagonal) 전송을 위해 각 송신 안테나에서 전송되는 데이터 간 특정한 블록 코딩을 사용하여, 주파수 효율이 높다. 하지만 구현에 있어 복잡도가 높다는 단점이 있다. 이와 달리 V-BLAST는 각 안테나에서 독립적으로 데이터를 전송함으로써 복잡도를 줄일 수 있다.
한편 수신측에서의 신호 처리 알고리즘으로는 수신신호를 이용하여 각 송신 안테나에서 전송된 신호들을 검출하는데 이용되는 알고리즘으로써, 선형 검출 (Linear detection) 기법과 비선형 검출 (Non-linear detection) 기법으로 분류할 수 있다.
상기 선형 검출 기법으로는 제로 포싱 (ZF : Zero Forcing) 기법과 최소 평균 자승 오류 (MMSE : Minimum Mean Square Error) 기법 등이 존재한다.
상기 ZF 기법은 채널 행렬의 각 열 벡터에 대한 기준을 계산하여 벡터 크기가 가장 큰 열 벡터에 해당하는 심벌부터 검출한 후, 수신신호에서 검출된 신호 성분을 제거함으로써 심벌 간의 간섭을 제거하는 기법이다. 상기 MMSE 기법은 원래 전송한 심벌들과 수신측에서 추정된 신호들 사이의 평균 자승 오차 (mean square error)를 최소화하는 기법이다.
상기 비선형 기법으로는 최대 우도 검출 (ML : Maximum Likelihood detection) 기법과 연속 간섭 제거 (SIC : Successive Interference Cancellation) 기법 등이 존재한다.
상기 ML 기법은 모든 송신 안테나에서 송신 가능한 심벌들을 모두 대입해서 최소 제곱 유클리드 거리 (Squared Euclidean Distance)를 가지는 입력을 선택함으로써 성능을 크게 향상시킬 수 있다. 하지만 송신 안테나 수와 변조 순서 (modulation order)에 따라 복잡도가 지수 함수적으로 증가한다. 따라서 상기 ML 기법은 가장 좋은 성능을 보이지만, 계산 량의 증가로 구현하는데 복잡하다는 단점이 있다.
상기 SIC 기법은 큰 신호 대 간섭 펄스 잡음비(SINR; Signal to Interference plus Noise Ratio)를 가지는 채널을 우선적으로 검출하여 제거함으로써 성능을 높이고자 하는 간섭 제거 기법이다. 상기 SIC 기법을 위해서는 최상의 성능을 얻기 위한 오더링이 별도로 요구된다.
전술한 바와 같이 MIMO 시스템의 성능 향상을 위해서는 수신신호로부터 송신신호를 더욱 정확하게 검출할 수 있을 뿐만 아니라 계산 량의 관점에서도 양호한 신호 검출 기법이 절실하게 요구된다.
따라서 전술한 바를 해결하기 위해 본 발명은 코드 북을 사용하여 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인텍스의 탐색 시간을 감소시키기 위한 방법 및 이를 지원하는 수신장치를 제공한다.
또한 본 발명은 코드 북을 사용하여 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 수신신호와 코드 북 간의 근접도를 이용하여 코드 북 인덱스를 탐색하는 방법 및 이를 지원하는 수신장치를 제공한다.
또한 본 발명은 코드 북을 사용하여 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 미리 정의된 근접 기준 값을 만족하는 코드 북의 인덱스에 대해서만 탐색을 수행하는 코드 북 인덱스 탐색방법 및 이를 지원하는 수신장치를 제공한다.
전술한 바를 달성하기 위한 제1견지에 있어, 본 발명은 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 가지는 송신장치와 복수의 수신 안테나를 가지는 수신장치가 소정의 코드 북을 기반으로 통신하는 다중 안테나 시스템의 수신장치에서, 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들 중 코드 북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하는 과정과, 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드 북 인덱스 탐색을 수행하는 과정을 포함하며,
여기서 상기 후보 인덱스는 상기 전체 인덱스들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 근접도가 측정된 인덱스에 해당함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법을 제안한다.
전술한 바를 달성하기 위한 제2견지에 있어, 본 발명은 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 가지는 송신장치와 복수의 수신 안테나를 가지는 수신장치가 소정의 코드 북을 기반으로 통신하는 다중 안테나 시스템에서, 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들 중 코드 북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하고, 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드 북 인덱스 탐색을 수행하는 피드백 정보 생성부를 포함하며,
여기서 상기 피드백 정보 생성부는 상기 전체 인덱스들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 근접도가 측정된 인덱스를 후보 인덱스로 선별함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스를 탐색하는 수신장치를 제안한다.
상기와 같은 본 발명의 동 이득 전송 시스템에서 새로운 빠른 인덱스 탐색 기법에 따르면, 채널 상태 정보에서 계산된 가중치 벡터의 특정 위상을 이용하여 QEGT 코드 북 각각의 인덱스 벡터 위상을 비교, 두 위상의 근접도가 시스템 설계자가 사전에 정의한 임의의 근접 기준 값보다 작은 값을 가지는 QEGT 코드 북의 벡터 인덱스만을 선택하여 피드백 과정을 수행하기 때문에 기존의 탐색 기법보다 인덱스 탐색 시간은 감소하면서 성능차이를 거의 보이지 않는다는 장점이 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명을 제조하고 사용하기 위한 장치 및 방법을 보다 용이하게 실시할 수 있도록 본 발명의 실시 예를 구체적으로 기재한다. 그리고 본 발명의 실시 예에서 사용되는 용어는 상세한 설명의 전반적인 기재에 의해 정의되어야 함에 유념하여야 할 것이다.
후술 될 본 발명의 실시 예를 위한 구체적인 내용에서는 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 수신장치가 피드백 정보를 송신장치에게 전달하는 일반적인 과정에 관해 살펴볼 것이다. 그리고 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 코드 북을 기반으로 하는 피드백 방안에 대해서도 살펴볼 것이다.
그 후 본 발명의 바람직한 실시 예로써, 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 코드 북을 기반으로 하는 피드백 방안을 제안함에 있어, 코드 북 인덱스를 탐색하는 시간을 절감하기 위한 방안 및 이에 따른 수신장치의 구체적인 동작에 대해서 살펴보도록 한다.
먼저 폐 루프 방식을 지원하는 다중 안테나 시스템에서 수신장치가 피드백 정보를 송신장치에게 전달하는 일반적인 방안에 관해 설명한다.
원천 정보 신호
Figure 112009013677816-pat00001
가
Figure 112009013677816-pat00002
번째 (
Figure 112009013677816-pat00003
) 송신 안테나의 가중치
Figure 112009013677816-pat00004
과의 곱을 통해 전송될 때,
Figure 112009013677816-pat00005
번째 (
Figure 112009013677816-pat00006
) 수신 안테나에서의 출력
Figure 112009013677816-pat00007
은 하기 <수학식 1>로 표현할 수 있다.
Figure 112009013677816-pat00008
여기서
Figure 112009013677816-pat00009
은 무기억성 페이딩 채널로써
Figure 112009013677816-pat00010
의 분포를 가진다. 이 때,
Figure 112009013677816-pat00011
은 복소 정규 분포를 의미하며,
Figure 112009013677816-pat00012
은
Figure 112009013677816-pat00013
번째 수신 안테나에서의
Figure 112009013677816-pat00014
의 분포를 가지는 잡음이다. 만약
Figure 112009013677816-pat00015
,
Figure 112009013677816-pat00016
일 때,
Figure 112009013677816-pat00017
은 hj ,i에 독립이며, nm 또한 nj와 독립이다.
상기의 채널은 몇몇 심벌 전송에 있어 채널 특성이 일정하다고 가정한다. 수신장치는
Figure 112009013677816-pat00018
번째 수신 안테나에 의해 수신된 신호
Figure 112009013677816-pat00019
에 수신측 가중치 값인
Figure 112009013677816-pat00020
(
Figure 112009013677816-pat00021
은 복소수 값으로
Figure 112009013677816-pat00022
은 공액(conjugation)을 의미)을 곱한다. 이러한 과정을 모든 수신 안테나
Figure 112009013677816-pat00023
에 적용하고, 각 수신 안테나
Figure 112009013677816-pat00024
의 적용에 의해 출력되는 수신신호들을 결합하면 복조된 신호
Figure 112009013677816-pat00025
을 생성할 수 있다. 이러한 시스템 모델을 매트릭스 형태로 나타내면 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure 112009013677816-pat00026
이때,
Figure 112009013677816-pat00027
,
Figure 112009013677816-pat00028
,
Figure 112009013677816-pat00029
그리고
Figure 112009013677816-pat00030
는
Figure 112009013677816-pat00031
크기를 갖는 페이딩 채널로써
Figure 112009013677816-pat00032
은
Figure 112009013677816-pat00033
의
Figure 112009013677816-pat00034
번째 요소이다.
또한
Figure 112009013677816-pat00035
와
Figure 112009013677816-pat00036
는 각각 송신 및 수신 다이버시티에서의 가중치 벡터를 나타내는데, 최적의 성능을 위해 수신 신호 대 잡음비를 최대화하는 채널의 함수로써 정의된다.
동 이득 전송(EGT)과 동 이득 조합(EGC, equal gain combining)에 의한 MIMO 채널이 구성될 때, 최적 채널 이득은 하기 <수학식 3>과 같이 표현된다.
Figure 112009013677816-pat00037
이러한 최적 채널 이득을 얻기 위한 동 이득 전송 가중치 벡터
Figure 112009013677816-pat00038
와 동 이득 조합 가중치 벡터
Figure 112009013677816-pat00039
는 하기 <수학식 4>와 <수학식 5>를 통해 채널의 함수로써 명확히 정의한다.
Figure 112009013677816-pat00040
Figure 112009013677816-pat00041
,
Figure 112009013677816-pat00042
,
Figure 112009013677816-pat00043
Figure 112009013677816-pat00044
Figure 112009013677816-pat00045
,
Figure 112009013677816-pat00046
,
Figure 112009013677816-pat00047
임의의 위상각도
Figure 112009013677816-pat00048
에 대해
Figure 112009013677816-pat00049
즉,
Figure 112009013677816-pat00050
형태의 단위 이득(unit gain)을 곱해주어도 전체 이득에는 변함이 없기 때문에 상기 <수학식 4>에서는 유일한 값, 즉 근사해(closed form solution)를 갖지 않는다. 또한 상기 <수학식 5>에서
Figure 112009013677816-pat00051
또한 같은 이유로 근사 해를 갖지 않는다.
상술한 바와 같이 근사 해를 갖지 않는 상태에서 상기 <수학식 3>을 통한 최적 채널 이득을 얻기 위해 상기 <수학식 4>의 위상 벡터
Figure 112009013677816-pat00052
는 하기 <수학식 6>을 통해 계산된다.
Figure 112009013677816-pat00053
상기와 같은 채널 상태 정보를 송신단으로 피드백하기 위해 일정 대역폭의 피드백 채널 즉, 사용자의 데이터 전송률을 크게 하기 위해서 제어 데이터 오버헤드(control data overhead)가 제한되어 있는 주파수 분할 방식(FDD, frequency division duplex)의 폐루프(closed-loop) MIMO 시스템에서는 많은 어려움이 발생한다. 또한, 상기 <수학식 4>와 <수학식 5>에서 임의의 송/수신 안테나에 대해 동 이득 전송/조합 MIMO 시스템에서는 근사 해를 갖지 않기 때문에 수많은 클락 사이클(clock cycle)을 통한 반복이 이루어져야 하므로 복잡도가 증가하게 된다.
이를 해결하기 위해 특정 형태로 양자화된 채널 상태 정보 전송 기법이 IEEE 802.16e에서 크게 5 가지로 제안되었다. 그 중에 가장 많이 사용되는 기법이 코드 북을 기반으로 한 피드백 방법이다.
상기 코드 북을 사용하면 전체 채널 상태 정보를 피드백하는 대신에 다양한 수의 채널 상태 정보를 사전에 임의의 벡터로 양자화 한 후, 양자화된 채널 상태 정보 벡터에 해당하는 특정 인덱스 정보만 피드백 채널을 통해 송신단으로 전송할 수 있다. 이로 인해 인덱스 크기는
Figure 112009013677816-pat00054
비트로 이루어져 있어 작은 상향 링크 대역폭 을 통해서도 충분한 채널 용량 획득 및 다이버시티 성능을 얻을 수 있는 장점이 있다. 이 때, 코드 북은 생성 효율성 및 저장 메모리에 최적화되어 있으며, 송/수신단 모두 동일한 코드 북을 가지고 있다.
여러 가지 코드 북 중에서 David J. Love에 의해 제안된 양자화된 동 이득 전송(QEGT)기법은 상기 <수학식 6>에서의
Figure 112009013677816-pat00055
를 양자화한 특정 크기의 코드 북을 사용함으로써 상기에서 설명한 동 이득 전송에서의 문제점을 해결하였다
후술될 설명에서는 설명의 편의를 위해 코드 북에 대한 표기법을
Figure 112009013677816-pat00056
로 정의한다. 예를 들어
Figure 112009013677816-pat00057
코드 북에서 전체 인덱스 수는
Figure 112009013677816-pat00058
이다.
하기의 <표 1>은 다양한 QEGT 코드 북의 크기를 나타낸 것이다.
Figure 112009013677816-pat00059
상기 <표 1>을 참조하면,
Figure 112009013677816-pat00060
는 각각의 위상 각도를 코드화시키기 위해 사용된 비트 수이며, 코드 북 크기
Figure 112009013677816-pat00061
에서
Figure 112009013677816-pat00062
은 코드 북 인덱스 수,
Figure 112009013677816-pat00063
은 코드 북 인덱스를 구성하기 위해 필요한 비트 수이다.
한편 일반적인 QEGT 전체 코드 북에 있어서 각각의 가중치 벡터의 크기는 동일하며, 첫 번째 송신 안테나에 대한 모든 가중치 벡터의 위상 각도는 0으로 동일하다. 하지만 두 번째 송신 안테나에 대한 가중치 벡터의 위상 각도는 서로 다름을 나타낸다.
이하 본 발명에서 제안하는 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자를 지원하는 폐 루프 방식의 다중 안테나 시스템을 보이고 있다. 도 1에서는 하나의 송신장치(110)와 복수의 수신장치(120-1, 120-N)로 구성된다. 상기 송신장치(110)는 기지국이라 가정할 수 있으며, 상기 복수의 수신장치(120-1, 120-N)는 이동 단말이라 가정할 수 있다. 하기의 설명에서는 하나의 수신장치(120-1)를 기준으로 한다. 하기의 설명은 나머지 수신장치에 대해서도 동일하게 적용되는 것으로 간주한다.
도 1을 참조하면, 수신장치(120-1)는 수신신호를 입력으로 하여 채널 추정을 수행한다. 상기 채널 추정에 의해 각 데이터 스트림에 대응한 채널 품질 정보 (Channel Quality Information; CQI) 를 획득한다. 상기 CQI 정보는 CQI 값 (value)으로 표현될 수 있다. 이하 설명에서는 편의를 위해 CQI 정보로 통칭하여 사용한다. 그리고 상기 데이터 스트림은 송신측에서의 프리 코더 사용 여부에 따라 달리 정의될 수 있다.
그리고 상기 수신장치(120-1)는 각 데이터 스트림에 대응한 채널 품질 정보를 기초로 하여 피드백 정보를 생성한다. 상기 피드백 정보의 생성 방법은 신호 검출 기법, 송신측에서의 프리 코더 사용 여부 등을 고려하여 결정할 수 있다. 상기 수신장치(120-1)는 상기 생성한 피드백 정보를 전송한다.
송신장치(110)는 모든 수신장치(120-1, 120-N)로부터 피드백 정보를 수신한다. 상기 송신장치(110)는 상기 피드백 정보에 의해 적어도 하나의 사용자 (즉 수신장치)를 선택한다. 여기서 선택되는 사용자의 수는 동작 모드에 의해 결정될 수 있다. 상기 동작 모드는 단일 사용자 모드 (single-user mode)와 다중 사용자 모드 (multi-user mode)로 구성된다. 상기 단일 사용자 모드에서는 하나의 사용자가 선택되며, 상기 다중 사용자 모드에서는 복수의 사용자들이 선택된다. 상기 동작 모드는 상기 피드백 정보를 기반으로 하여 결정한다.
그리고 상기 송신장치(110)는 상기 피드백 정보에 의해 변조 및 부호화 선택 레벨 (Modulation & Coding Selection Level; MCS 레벨)을 결정한다. 상기 MCS 레벨을 결정할 시, 수신측의 신호 검출 기법, 동작 모드 및 선택된 사용자를 지원하는 데이터 스트림의 수 등을 추가로 고려할 수 있다.
상기 송신장치(110)는 결정된 MCS 레벨에 의해 부호화 및 변조 방식을 지정하고, 상기 지정된 부호화 및 변조 방식을 사용하여 선택된 적어도 하나의 사용자에 대응한 데이터 스트림을 전송한다.
전술한 바와 같이 본 발명에 하면, 송신장치(110)는 각 수신장치(120-1, 120-N)로부터 제공되는 피드백 정보에 의해 동작 모드를 결정한다. 즉 상기 송신장치(110)는 단일 사용자 모드와 다중 사용자 모드를 선택적으로 사용할 수 있다.
이를 위해 수신장치(120-1)는 적어도 하나의 수신 안테나 (Ant_rx #1, Ant_rx #2,ㆍㆍㆍ, Ant_rx #Nr), 채널 추정부(122-1) 및 피드백 정보 생성부(124-1)로 구성된다. 그리고 송신장치(110)는 복수의 송신 안테나 (Ant_tx #1, Ant_tx #2,ㆍㆍㆍ, Ant_tx #Nr), 피드백 정보 처리부(114) 및 신호 송신부(112)로 구성된다.
상기 수신장치(120-1)를 살펴보면, 적어도 하나의 수신 안테나 (Ant #1, Ant #2,ㆍㆍㆍ, Ant #Nr)로부터 수신된 신호는 채널 추정부(122-1)로 입력된다. 상기 채널 추정부(122-1)는 미리 설정된 신호 검출 기법에 의해 수신신호로부터 데이터 스트림 각각에 대응한 채널 특성을 추정한다. 상기 신호 검출 기법으로는 선형 검출 기법과 비선형 검출 기법이 존재한다. 상기 선형 검출 기법의 대표적인 예로 LMMSE 기법이 있으며, 상기 비선형 검출 기법의 대표적인 예로 SIC 기법이 있다. 상기 채널 추정부(122-1)에서의 신호 검출 기법은 사전이 지정된다. 하지만 듀얼 모드를 지원하는 경우라면, 상기 채널 추정부(122-1)에서 채널 상황 등을 고려하여 최적의 신호 검출 기법을 선택적으로 사용할 수 있다.
상기 채널 추정부(122-1)에 의해 추정된 수신신호의 채널 특성 행렬은 피드백 정보 생성부(124-1)로 제공된다.
상기 피드백 정보 생성부(124-1)는 상기 채널 추정부(122-1)로부터 제공된 채널 특성 행렬에 의해 피드백 정보를 생성한다. 상기 피드백 정보 생성부(124-1)는 상기 피드백 정보를 생성할 시, 상기 채널 추정부(122-1)에서 사용된 신호 검출 기법을 고려한다.
한편 상기 피드백 정보 생성부(124-1)는 송신장치(110)에서 사용자로 제공되는 데이터 스트림의 수와 프리 코더 (코드 북)의 사용 여부 등을 추가로 고려하여 피드백 정보를 생성할 수 있다. 만약 송신장치(110)에서 프리 코더를 사용한다면, 상기 피드백 정보에 프리 코더 인덱스 (Precoder_index)가 추가된다. 상기 프리 코더 인덱스 (Precoder_index)는 코드 북 (codebook) 내에서 최대 단일 사용자 성능을 얻을 수 있는 프리 코딩 행렬을 지정하는 인덱스이다.
상기 수신장치(120-1)는 상기 피드백 정보 생성부(124-1)에 의해 생성된 피드백 정보를 상기 송신장치(110)로 전송한다. 상기 수신장치(120-1)에 의해 피드백 정보의 전송은 바람직하게 주기적으로 전송된다. 하지만 전송 시점을 결정하는 요소들이 상기 송신장치(110)와 상기 수신장치(120-1) 간에 사전에 약속된다면, 피드백 정보를 비주기적으로 전송하는 것이 가능하다.
상기 송신장치(110)를 살펴보면, 모든 수신장치들(120-1, 120-N)로부터 수신되는 피드백 정보는 피드백 정보 처리부(114)로 제공된다. 상기 피드백 정보 처리부(114)는 각 수신장치로부터 수신된 피드백 정보를 기반으로 하여 적어도 하나의 사용자를 선택하다. 그리고 상기 선택된 적어도 하나의 사용자의 데이터 스트림을 전송하기 위한 부호화 기법과 MCS 레벨을 결정한다.
상기 피드백 정보 처리부(114)는 적어도 하나의 사용자를 선택하기 위해서는 송신장치의 동작 모드가 고려한다. 따라서 상기 피드백 정보 처리부(110)는 사용자를 선택하기에 앞서 동작 모드를 결정한다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 상기 동작 모드는 단일 사용자 모드와 다중 사용자 모드로 구분된다.
상기 피드백 정보 처리부(114)에서 본 발명의 실시 예에서 제안하는 방안에 의해 코드 북 인덱스를 탐색하기 위한 구체적인 동작에 대해서는 후술될 것이다.
도 2는 QEGT 코드 북
Figure 112009013677816-pat00064
과
Figure 112009013677816-pat00065
를 복소평면 상에서 보이고 있다.
도 2를 참조하면, QEGT 전체 코드 북에 있어서 각각의 가중치 벡터의 크기는 동일하며, 첫 번째 송신 안테나에 대한 모든 가중치 벡터의 위상 각도는 0으로 동일하다. 하지만 두 번째 송신 안테나에 대한 가중치 벡터의 위상 각도는 서로 다름을 나타낸다.
수신장치는 생성된 QEGT 코드 북에서 최적의 코드 북 인덱스를 하기 <수학식 7>에 의해 얻을 수 있다.
Figure 112009013677816-pat00066
여기서
Figure 112009013677816-pat00067
는 코드 북의 인덱스이며,
Figure 112009013677816-pat00068
은 1-norm을 의미한다.
통상적으로 송/수신단에서는 생성 효율성 및 저장 메모리에 최적화 되어 있는 적절한 크기의 코드 북을 선택함으로써 피드백이 이루어진다. 그러나 QEGT 코드 북은 송신 안테나 수가 증가하면 적은 수의 인덱스를 가진 코드 북보다 많은 수의 인덱스를 가진 코드 북을 이용할 필요가 있다. 이는 보다 이상적인 성능에 더욱 근접하기 위함이다. 하지만 전체 인덱스의 수가 증가할 경우 최적의 인덱스를 탐색하기 위한 시간이 선형적으로 증가한다.
이하 본 발명의 실시 예에 따른 상세한 설명에서는 동 이득 전송 시스템에서 빠른 인덱스 탐색을 위한 방안에 대해 구체적으로 설명하도록 한다.
후술될 본 발명의 실시 예에 따른 코드 북 인덱스 탐색 방법에서는 코드 북 을 구성하는 전체 인덱스들 중 후보 인덱스를 추출하여 후보 인덱스 그룹을 생성하고, 상기 생성된 후보 인덱스 그룹을 구성하는 후보 인덱스에 의해 코드 북을 탐색하도록 하는 방안을 제안한다.
한편 본 발명의 실시 예에서는 후보 인덱스 그룹을 생성하는 절차를 네 단계로 구분하여 설명하고 있다.
첫 번째 단계는 수신신호가 가지는 채널 특성 행렬의 위상 각도를 보상하여 새로운 채널 특성 행렬을 생성하는 단계이다. 즉 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 채널 특성 행렬에서 첫 번째 송신 안테나에 대응한 첫 번째 열을 제외한 나머지 열에 대한 위상 각도를 보상하여 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의한다.
두 번째 단계는 코드 북의 위상 각도를 보상하여 코드 북의 인덱스 벡터 행렬을 생성한다. 즉 코드 북의 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들에 해당하는 인덱스의 벡터 값들에 대한 위상 각도를 보상하여 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수를 계산한다.
세 번째 단계는 상기 새롭게 정의된 채널 특성 행렬의 함수와 상기 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수를 이용하여 코드 북 내의 인덱스 별로 근접도를 획득한다. 즉 상기 새롭게 정의된 채널 특성 행렬의 함수와 상기 계산된 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수 간 차이의 절대 값에 의해 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스 중 상기 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나 각각에 대응한 인덱스의 근접도들을 계산한다.
네 번째 단계는 상기 계산된 근접도들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 후보 인덱스에 의해 후보 인덱스 그룹을 생성한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 빠른 인덱스 탐색을 위한 제어 흐름을 보이고 있다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 도 3에서 보이고 있는 제어 흐름에 의해 빠른 인덱스 탐색은 수신장치를 구성하는 피드백 정보 생성부에 의해 수행될 수 있다. 하지만 하기에서는 설명의 편의를 위해 수신장치를 동작의 주체로 하여 설명하도록 한다.
도 3을 참조하면, 수신장치는 310단계에서 코드 북 내의 전체 인덱스 (N=2L)를 대상으로 하여 고속 탐색을 위한 후보 인덱스를 추출한다. 즉 후보 인덱스 벡터들을 선택하기 위해 4 단계로 구성된 고속 탐색 (Fast Searching)을 수행한다. 그리고 상기 수신장치는 320단계에서 후보 인덱스를 확정한 후 330단계에서 상기 확정된 후보 인덱스 벡터들 중에서 최적의 가중치 벡터 인덱스를 선택하는 상세 탐색 (Accurate Searching)을 수행한다.
앞선 설명에서 도 2에서는 QEGT 코드 북의 첫 번째 안테나에서 가중치 벡터의 크기는 동일하며, 첫 번째 송신 안테나에 대한 모든 가중치들의 위상 각도는 0으로 동일하다는 것을 정의하였다.
다시 말해서, 모든 QEGT 코드 북의 첫 번째 안테나에서 모든 가중치들의 위상 각도는 0으로 복소수가 아닌 실수 벡터 값을 갖는다. 본 발명은 이러한 QEGT 코드 북의 특성을 이용한 것으로 수신단에서 추정된 채널 상태 정보에서 복소수로 이 루어진 첫 번째 송신 안테나의 벡터 값을 코드 북과 동일하게 즉, 위상 각도가 0인 실수로 변환한다. 이 때 변환에 필요한 위상 각도를 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나에 보상을 하여 첫 번째 안테나를 제외한 코드 북의 위상 각도와의 근접도를 측정한 뒤, 시스템 설계자가 사전에 정의한 임의의 근접 기준 값과 비교하여 코드 북의 특정 인덱스만을 선택하여 상기 <수학식 7>를 이용하여 이들 인덱스에서 다이버시티 이득을 최대로 하는 최적의 코드 북 인덱스를 선택하는 것으로 전체 인덱스 수
Figure 112009013677816-pat00069
이 아닌 특정 인덱스만을 탐색함으로써 기존의 탐색 기법보다 탐색 시간이 감소한다. 단지 본 발명에서 상기 <수학식 7>을 이용하여 최적의 코드 북 인덱스를 선택할 시에는 k의 범위는 N이 아닌 후보 인덱스로 한정되어야 할 것이다.
이 때, 후보 인덱스 벡터들의 수를 NCI(Number of Candidate Indices)라 정의한다. 상기 NCI값은 전체 인덱스 수 N보다 항상 작기 때문에 인덱스 탐색 시간은 기존 탐색 기법에 비해 감소한다.
후보 인덱스 벡터 그룹으로서
Figure 112009013677816-pat00070
을 고려하는데, 이는 하기 <수학식 8>과 <수학식 9>에 의해 정의된다.
Figure 112009013677816-pat00071
Figure 112009013677816-pat00072
Figure 112009013677816-pat00073
는 빠른 탐색을 위한 새로운 행렬의 함수이며,
Figure 112009013677816-pat00074
은 시스템 설계자에 의해 시스템 성능과 탐색 복잡도 간의 유연한 관계(tradeoff)에 의해 사전에 결정된 최적화 위상 경계(threshold) 각도이다.
Figure 112009013677816-pat00075
은 새로운 채널 행렬이며,
Figure 112009013677816-pat00076
은
Figure 112009013677816-pat00077
번째(
Figure 112009013677816-pat00078
) 송신 안테나,
Figure 112009013677816-pat00079
은
Figure 112009013677816-pat00080
번째(
Figure 112009013677816-pat00081
) 수신 안테나이며,
Figure 112009013677816-pat00082
은
Figure 112009013677816-pat00083
의 위상 각도를 의미한다. 그리고
Figure 112009013677816-pat00084
는 송신 안테나의 총 개수를 의미한다.
복소수로 구성된 MIMO 채널
Figure 112009013677816-pat00085
는 하기 <수학식 10>으로 표현될 수 있다.
Figure 112009013677816-pat00086
상술한 본 발명의 실시 예에 따른 1 ~ 4 단계로 이루어진 고속 탐색 (Fast Searching)의 첫 번째 단계는
Figure 112009013677816-pat00087
를 상기 <수학식 10>으로 정의할 때, 상기 <수학식 9>를 이용한 새로운 채널 행렬인
Figure 112009013677816-pat00088
을 계산하는 것이다. 상기 새로운 채널 행렬의 함수
Figure 112009013677816-pat00089
는 하기 <수학식 11>에 의해 획득할 수 있다. 하기 <수학식 11>에서 사용하고 있는
Figure 112009013677816-pat00090
는 하기 <수학식 12>에 의해 정의되며,
Figure 112009013677816-pat00091
는 하기 <수학식 13>에 의해 정의된다.
Figure 112009013677816-pat00092
Figure 112009013677816-pat00093
Figure 112009013677816-pat00094
한편, 상기 <수학식 11> 내지 <수학식 13>에서 사용되는
Figure 112009013677816-pat00095
은 송/수신단 페이딩 채널 요소들의 위상 각도를 나타낸다. 그리고
Figure 112009013677816-pat00096
을 정의하고 있는 상기 <수학식 13>은
Figure 112009013677816-pat00097
로 일반화시킬 수 있을 것이다.
상기 <수학식 10>에서 첫 번째 열 (첫 번째 송신 안테나에 대응하는 열)의 복소수 값을 실수로 변환한다. 상기 실수로 변환하는 것은 첫 번째 송신 안테나에 대한 벡터 값으로 상기 첫 번째 열의 복소수 값의 위상 각도를 0으로 변환함을 의미한다. 이 때 변환에 필요한 위상 각도를 다른 안테나에 보상을 해준다. 상기 <수학식 12>에서는 위상 각도에 대한 보상이 완료된 채널 특성을 보이고 있다.
그리고 보상이 완료된 후, 상기 <수학식 13>에서 보이고 있는 바와 같이 각각의 모든 송신 안테나에 대한 보상된 위상 각도의 절대 값을 취하여 더해줌으로써 첫 번째 단계를 마친다.
두 번째 단계는 상기 <수학식 9>에서
Figure 112009013677816-pat00098
을 계산하는 것이다. QEGT 코드 북 인덱스의 첫 번째 송신 안테나에 대한 벡터 값은 모두 실수이기 때문에 상기 <수학식 9>는 하기 <수학식 14>와 같이 간단히 나타낼 수 있다.
Figure 112009013677816-pat00099
상기 <수학식 14>에서
Figure 112009013677816-pat00100
는 하기 <수학식 15>에 의해 정의된다.
Figure 112009013677816-pat00101
여기서
Figure 112009013677816-pat00102
은 인덱스가
Figure 112009013677816-pat00103
일 때, 각 인덱스의 위상 각도를 의미한다. 한편 상기 <수학식 15>는
Figure 112009013677816-pat00104
로 일반화시킬 수 있다.
세 번째 단계는 하기 <수학식 16>을 이용하여 각각 새롭게 정의된 채널행렬과 코드 북의 인덱스 벡터 행렬간의 근접도(proximity)
Figure 112009013677816-pat00105
를 계산하는 것이다.
Figure 112009013677816-pat00106
마지막 단계는 하기 <수학식 17>을 이용하여 코드 북의 후보 인덱스들을 선 택하는 것이다.
Figure 112009013677816-pat00107
도 4는 QEGT 코드 북에서 고속 탐색 (Fast searching)에 의해 선택된 임의의 후보 인덱스들을 복소평면 상에 보이고 있다.
도 4에서 보듯이 하나의 복소평면 상에서 표현되는
Figure 112009013677816-pat00108
인 코드 북에서 두 번째 안테나에 대한 벡터 값은 모두 순환적 대칭을 이루기 때문에 가장 작은
Figure 112009013677816-pat00109
값을 가지는 코드 북 인덱스를 후보로 선택 시 후보 인덱스 수는 항상 2가 된다.
Figure 112009013677816-pat00110
인 경우, 시스템 설계자가 정한 적절한 근접 기준 값인 임계 각도
Figure 112009013677816-pat00111
보다 작은
Figure 112009013677816-pat00112
를 선택하는데, 이는
Figure 112009013677816-pat00113
인 QEGT 코드 북들은 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들이 최소 2개 이상의 복소평면에서 표현되기 때문이다. 이때, 임계 (threshold) 각도
Figure 112009013677816-pat00114
를 작은 값으로 선택하면 인덱스 탐색 시간은 감소하지만, 후보 인덱스 수 감소로 인해 성능이 저하된다.
한편 상술한 바에 의해 고속 탐색에 의해 후보 인덱스가 선택되면, 상세 탐색 (Accurate Searching) 기법인 상기 <수학식 7>을 이용하여 최적의 코드 북 인덱스를 선택하게 된다. 앞에서도 밝힌 바와 같이 본 발명에서 제하는 코드 북 인덱스 탐색을 적용할 시에는 상기 <수학식 7>에서의 k로 코드 북 내의 전체 인덱스의 수인 N을 사용하는 것이 아니라 고속 탐색에 의해 획득한 NCI가 사용된다. 상기에 제안된 기법을 통해 NCI는 N보다 그 수가 항상 작기 때문에 보다 빠른 탐색이 이루어 질 수 있다.
몬테 카르로 (Monte Carlo) 컴퓨터 시뮬레이션을 통한 협대역 BPSK 송/수신 시스템을 이용하여 본 발명에서 새롭게 제안된 동 이득 전송 시스템에서의 빠른 인덱스 탐색 기법에 대한 다이버시티 성능을 측정하였다. 이 때, 반송파 주파수는 2 GHz, 데이터 전송률은 9.6 kbps, threshold 각도
Figure 112009013677816-pat00115
를 1.5 라디안으로 지정하였고, 전체 시뮬레이션 반복 횟수는 200만 회이다.
컴퓨터 시뮬레이션에서 사용한 무선 채널 모델은
Figure 112009013677816-pat00116
의 분포로써 준정적 플랫 페이딩을 가지며, 심벌 전송에 있어 채널 특성이 일정하다고 가정한다. 즉, 무선 채널 모델에서의 페이딩 현상은 각 심벌마다 독립적으로 발생한다. 또한 잡음은
Figure 112009013677816-pat00117
의 분포를 가지는 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)이며, 이 때
Figure 112009013677816-pat00118
은 복소 정규 분포를 의미한다.
채널 추정(estimation) 및 동기화(synchronization) 그리고 안테나 사이의 상관관계(correlations)는 모두 이상적이라고 가정한다.
도 5는 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 6은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 5, 도 6을 참조하면, 이상적인 동 이득 전송 기법과 기존의 인덱스 탐색 기법과 비교하여 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하였을 때의 송신 다이버시티 이득은 모두 동일함을 알 수 있다.
도 7은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 8은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 7, 도 8을 참조하면, 이상적인 동 이득 전송 기법과 기존의 인덱스 탐색 기법과 비교하여 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하였을 때의 송신 다이버시티 이득은 거의 동일함을 알 수 있다.
도 5 내지 도 8에 나타낸 성능은 사용자의 이동속도가 무한대라는 가정에서 얻은 결과이다. 하지만 실제 코드 북을 이용하는 폐 루프 방식의 이동 통신 시스템은 고속이 아닌 1~60 km/h 의 저속으로 사용자가 이동할 때 사용이 되므로, 이 때의 성능을 알아보고자 사용자가 3 km/h 또는 60 km/h 의 속도로 이동할 경우 송신 안테나 수가 2 또는 3, 수신 안테나 수가 1 인 동 이득 전송 MISO 채널 시스템에서 얼마만큼의 다이버시티 이득을 얻을 수 있는지 확인하였다.
도 9는 이동 속도를 고려한 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2, 수신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 10은 이동 속도를 고려한 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 3, 수신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있다.
도 9, 도 10을 참조하면, 사용자의 이동 속도에 따라 송신 안테나 수가 2인 경우에는 기존의 인덱스 탐색 기법과 비교하여 동일한 다이버시티 이득을 얻고, 송신 안테나 수가 3인 경우에는 기존의 인덱스 기법보다 성능이 약 0.1 ~ 0.7 dB 저하됨을 알 수 있다.
도 11은 여러 가지 QEGT 코드 북에 대해 기존의 인덱스 벡터 탐색기법과 본 발명에서 제안한 빠른 인덱스 탐색기법의 동작 시간을 비교한 것으로 코드 북 크기가 증가할수록 즉, 코드 북 인덱스 비트의 수인
Figure 112009013677816-pat00119
이 증가할수록 QEGT 코드 북의 탐색 시간이 기존의 인덱스 탐색 시간에 비해 현저히 감소함을 알 수 있다.
하기 <표 2>는 본 발명에서 제안하는 빠른 인덱스 탐색 기법을 이용하여 수신 안테나가 1인 동 이득 전송 MISO 채널에서 QEGT 코드 북을 사용할 경우 각각의 코드 북에 대한 평균 후보 인덱스 수 NCI를 나타낸 것으로, 기존 인덱스 탐색 기법에서의 인덱스 수 N보다 NCI가 적음을 나타낸다.
Figure 112009013677816-pat00120
상기 <표 2>를 참조하면, 탐색 시간 감소율인 SRI(searching time reduction indicator)을 통해 빠른 인덱스 탐색 기법을 사용할 경우 전체 인덱스 탐색 시간이 매우 감소함을 알 수 있다. 또한, 사전에 시스템 성능과 탐색 복잡도 간의 유연한 관계에 의해 결정된 최적화 위상 경계 각도
Figure 112009013677816-pat00121
에 대해 송신 안테나가 3 이상인 경우, 그 값이 커지면 NCI는 증가하는 대신 SRI는 감소하고, 그 값이 작아지면 NCI는 감소하는 대신 SRI가 증가함을 보인다.
상기 <표 2>는
Figure 112009013677816-pat00122
값을 1 또는 1.5로 설정한 경우의 후보 인덱스 수와 탐색 시간 감소율을 보인다. 만약 시스템 설계자가 최적화 위상 경계 각도를 적절히 선택한다면 보다 유연한 성능을 얻을 수 있다.
한편 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변형 실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형 실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어 져서는 안 될 것이다.
도 1은 보 발명의 실시 예에 따른 빠른 인덱스 탐색을 수행하는 폐 루프 방식의 이동 통신 시스템의 구성을 보이고 있는 도면;
도 2는 QEGT 코드 북
Figure 112009013677816-pat00187
과
Figure 112009013677816-pat00188
을 복소평면 상에 보이고 있는 도면;
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 빠른 인덱스 탐색을 위한 제어 흐름을 보이고 있는 도면;
도 4는 QEGT 코드 북에서 고속 탐색에 의해 선택된 임의의 후보 인덱스들을 복소평면 상에 보이고 있는 도면;
도 5는 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 6은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 7은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 8은 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 9는 이동 속도를 고려한 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 2, 수신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(2,3)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 10은 이동 속도를 고려한 동 이득 전송 시스템에서 송신 안테나 수가 3, 수신 안테나 수가 1인 경우 빠른 인덱스 탐색 기법을 적용하여 코드 북 C(3,6)에 대한 성능을 보이고 있는 도면;
도 11은 여러 가지 QEGT 코드 북에 대해 기존의 인덱스 벡터 탐색기법과 본 논문에서 제안한 빠른 인덱스 탐색기법의 동작 시간을 비교하여 보이고 있는 도면.

Claims (18)

  1. 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 가지는 송신장치와 복수의 수신 안테나를 가지는 수신장치가 소정의 코드 북을 기반으로 통신하는 다중 안테나 시스템에서 상기 수신장치에 의한 코드 북 인덱스 탐색방법에 있어서,
    상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들 중 코드 북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하는 과정과,
    상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드 북 인덱스 탐색을 수행하는 과정을 포함하되,
    상기 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하는 과정은, 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 채널 특성 행렬에서 첫 번째 송신 안테나에 대응한 첫 번째 열을 제외한 나머지 열에 대한 위상 각도를 보상하여 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의하는 과정과,
    상기 코드 북의 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들에 해당하는 인덱스의 벡터 값들에 대한 위상 각도를 보상하여 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수를 계산하는 과정과,
    상기 새롭게 정의된 채널 특성 행렬의 함수와 상기 계산된 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수 간 차이의 절대 값에 의해 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스 중 상기 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나 각각에 대응한 인덱스의 근접도들을 계산하는 과정과,
    상기 계산된 근접도들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 후보 인덱스에 의해 후보 인덱스 그룹을 생성하는 과정을 포함하며, 여기서 상기 후보 인덱스는 상기 전체 인덱스들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 근접도가 측정된 인덱스에 해당함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하는 과정은,
    하기 수학식 1에 의해 새로운 행렬의 함수를 생성하고, 상기 생성된 새로운 행렬의 함수를 하기 수학식 2에 적용하여 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들로부터 선별된 후보 인덱스에 의해 후보 인덱스 벡터 그룹 (
    Figure 112009013677816-pat00123
    )을 생성함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
    [수학식 1]
    Figure 112009013677816-pat00124
    [수학식 2]
    Figure 112009013677816-pat00125
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00126
    는 새로운 행렬의 함수이고,
    Figure 112009013677816-pat00127
    은 미리 정의된 임의의 근접 기준 값이고,
    Figure 112009013677816-pat00128
    은 새로운 채널 행렬이며,
    Figure 112009013677816-pat00129
    (
    Figure 112009013677816-pat00130
    )은 송신 안테나의 인덱스이고,
    Figure 112009013677816-pat00131
    (
    Figure 112009013677816-pat00132
    )은 수신 안테나의 인덱스이며,
    Figure 112009013677816-pat00133
    은
    Figure 112009013677816-pat00134
    의 위상 각도를 의미함.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의하는 과정은,
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 채널 특성 행렬에서 상기 첫 번째 송신 안테나에 대응한 복소수로 이루어진 벡터 값을 위상 각도가 0인 실수로 변환하기 위해 필요한 위상 오차 각도를 획득하는 과정과,
    상기 획득한 위상 오차 각도에 의해 상기 추정된 채널 특성 행렬 중 상기 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나에 대응한 벡터 값 각각의 위상 각도를 보상한 새로운 채널 특성 행렬에 의해 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의하는 과정을 포함함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 새로운 채널 특성 행렬의 함수
    Figure 112010086296882-pat00135
    은
    Figure 112010086296882-pat00136
    로 정의되며, 여기서 상기
    Figure 112010086296882-pat00137
    은
    Figure 112010086296882-pat00138
    이고,
    Figure 112010086296882-pat00139
    은 송/수신단 페이딩 채널 요소들의 위상 각도이며,
    Figure 112010086296882-pat00140
    은 위상 각도를 보상한 새로운 채널 특성 행렬임을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  6. 제1항 또는 제5항에 있어서,
    상기 코드 북의 인덱스 벡터 행렬
    Figure 112010086296882-pat00141
    은
    Figure 112010086296882-pat00142
    에 의해 계산되며, 여기서 상기
    Figure 112010086296882-pat00143
    은
    Figure 112010086296882-pat00144
    이고,
    Figure 112010086296882-pat00145
    은 상기 코드 북에서 인덱스 각각의 위상 각도임을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 후보 인덱스 그룹은
    Figure 112009013677816-pat00146
    에 의해 생성되며,
    여기서, PRX는 상기 계산된 근접도이고,
    Figure 112009013677816-pat00147
    은 미리 정의된 임의의 근접 기준 값이며,
    Figure 112009013677816-pat00148
    는 송신 안테나의 전체 개수임을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  8. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의한 코드 북 인덱스 탐색은
    Figure 112009013677816-pat00149
    에 의해 이루어지며,
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00150
    는 코드 북의 인덱스이고, NCI는 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹 내의 후보 인덱스의 총 수이며,
    Figure 112009013677816-pat00151
    은 1-놈(norm)을 의미함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의한 코드 북 인덱스 탐색은
    Figure 112009013677816-pat00152
    에 의해 이루어지며,
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00153
    는 코드 북의 인덱스이고, NCI는 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹 내의 후보 인덱스의 총 수이며,
    Figure 112009013677816-pat00154
    은 1-놈(norm)을 의미함을 특징으로 하는 코드 북 인덱스 탐색방법.
  10. 폐 루프 방식을 지원하며, 복수의 송신 안테나를 가지는 송신장치와 복수의 수신 안테나를 가지는 수신장치가 소정의 코드 북을 기반으로 통신하는 다중 안테나 시스템에서 코드 북 인덱스를 탐색하는 상기 수신장치에 있어서,
    상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들 중 코드 북 인덱스 탐색을 위한 후보 인덱스를 선별하여 후보 인덱스 벡터 그룹을 생성하고, 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의해 코드 북 인덱스 탐색을 수행하는 피드백 정보 생성부를 포함하되,
    상기 피드백 정보 생성부는, 상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 채널 특성 행렬에서 첫 번째 송신 안테나에 대응한 첫 번째 열을 제외한 나머지 열에 대한 위상 각도를 보상하여 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의하고,
    상기 코드 북의 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나들에 해당하는 인덱스의 벡터 값들에 대한 위상 각도를 보상하여 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수를 계산하고,
    상기 새롭게 정의된 채널 특성 행렬의 함수와 상기 계산된 코드 북의 인덱스 벡터 행렬의 함수 간 차이의 절대 값에 의해 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스 중 상기 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나 각각에 대응한 인덱스의 근접도들을 계산하며,
    상기 계산된 근접도들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 후보 인덱스에 의해 후보 인덱스 그룹을 생성하고, 여기서 상기 피드백 정보 생성부는 상기 전체 인덱스들 중 미리 정의된 임의의 근접 기준 값을 만족하는 근접도가 측정된 인덱스를 후보 인덱스로 선별함을 특징으로 하는 수신장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    하기 수학식 3에 의해 새로운 행렬의 함수를 생성하고, 상기 생성된 새로운 행렬의 함수를 하기 수학식 4에 적용하여 상기 코드 북이 가지는 전체 인덱스들로부터 선별된 후보 인덱스에 의해 후보 인덱스 벡터 그룹 (
    Figure 112009013677816-pat00155
    )을 생성함을 특징으로 하는 수신장치.
    [수학식 3]
    Figure 112009013677816-pat00156
    [수학식 4]
    Figure 112009013677816-pat00157
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00158
    는 새로운 행렬의 함수이고,
    Figure 112009013677816-pat00159
    은 미리 정의된 임의의 근접 기준 값이고,
    Figure 112009013677816-pat00160
    은 새로운 채널 행렬이며,
    Figure 112009013677816-pat00161
    (
    Figure 112009013677816-pat00162
    )은 송신 안테나의 인덱스이고,
    Figure 112009013677816-pat00163
    (
    Figure 112009013677816-pat00164
    )은 수신 안테나의 인덱스이며,
    Figure 112009013677816-pat00165
    은
    Figure 112009013677816-pat00166
    의 위상 각도를 의미함.
  12. 삭제
  13. 제10항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    상기 복수의 수신 안테나를 통해 수신된 신호로부터 추정된 채널 특성 행렬에서 상기 첫 번째 송신 안테나에 대응한 복소수로 이루어진 벡터 값을 위상 각도가 0인 실수로 변환하기 위해 필요한 위상 오차 각도를 획득하고,
    상기 획득한 위상 오차 각도에 의해 상기 추정된 채널 특성 행렬 중 상기 첫 번째 송신 안테나를 제외한 나머지 송신 안테나에 대응한 벡터 값 각각의 위상 각도를 보상한 새로운 채널 특성 행렬에 의해 새로운 채널 특성 행렬의 함수를 정의함을 특징으로 하는 수신장치.
  14. 제10항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    Figure 112010086296882-pat00167
    에 의해 상기 새로운 채널 특성 행렬의 함수
    Figure 112010086296882-pat00168
    을 정의하며,
    여기서 상기
    Figure 112010086296882-pat00169
    은
    Figure 112010086296882-pat00170
    이고,
    Figure 112010086296882-pat00171
    은 송/수신단 페이딩 채널 요소들의 위상 각도이며,
    Figure 112010086296882-pat00172
    은 위상 각도를 보상한 새로운 채널 특성 행렬임을 특징으로 하는 수신장치.
  15. 제10항 또는 제14항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    Figure 112010086296882-pat00173
    에 의해 상기 코드 북의 인덱스 벡터 행렬
    Figure 112010086296882-pat00174
    을 계산하며,
    여기서 상기
    Figure 112010086296882-pat00175
    은
    Figure 112010086296882-pat00176
    이고,
    Figure 112010086296882-pat00177
    은 상기 코드 북에서 인덱스 각각의 위상 각도임을 특징으로 하는 수신장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    Figure 112009013677816-pat00178
    에 의해 상기 후보 인덱스 그룹은 생성하며,
    여기서, PRX는 상기 계산된 근접도이고,
    Figure 112009013677816-pat00179
    은 미리 정의된 임의의 근접 기준 값이며,
    Figure 112009013677816-pat00180
    는 송신 안테나의 전체 개수임을 특징으로 하는 수신장치.
  17. 제10항 또는 제11항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    Figure 112009013677816-pat00181
    에 의해 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹 에 의한 코드 북 인덱스 탐색을 수행하며,
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00182
    는 코드 북의 인덱스이고, NCI는 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹 내의 후보 인덱스의 총 수이며,
    Figure 112009013677816-pat00183
    은 1-놈(norm)을 의미함을 특징으로 하는 수신장치.
  18. 제16항에 있어서, 상기 피드백 정보 생성부는,
    Figure 112009013677816-pat00184
    에 의해 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹에 의한 코드 북 인덱스 탐색을 수행하며,
    여기서
    Figure 112009013677816-pat00185
    는 코드 북의 인덱스이고, NCI는 상기 생성된 후보 인덱스 벡터 그룹 내의 후보 인덱스의 총 수이며,
    Figure 112009013677816-pat00186
    은 1-놈(norm)을 의미함을 특징으로 하는 수신장치.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20060130806A (ko) * 2005-06-08 2006-12-20 삼성전자주식회사 코드북 기반 폐루프 방식의 다중 송수신 안테나 시스템에서송수신 장치 및 방법
KR20080114471A (ko) * 2007-06-25 2008-12-31 삼성전자주식회사 채널 정보를 피드백하는 수신 장치 및 채널 정보 피드백방법

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KR20060130806A (ko) * 2005-06-08 2006-12-20 삼성전자주식회사 코드북 기반 폐루프 방식의 다중 송수신 안테나 시스템에서송수신 장치 및 방법
KR20080114471A (ko) * 2007-06-25 2008-12-31 삼성전자주식회사 채널 정보를 피드백하는 수신 장치 및 채널 정보 피드백방법

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