KR100896443B1 - 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템에서 송수신 장치 및방법 - Google Patents

다중 사용자 다중 안테나 통신시스템에서 송수신 장치 및방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에 관한 것으로, 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 수신기에 있어서 송신기가 전송한 파일롯 신호를 수신하는 다수의 안테나와 상기 파일롯 신호에 포함된 송신기 필터를 이용하여 수신기 필터를 계산하는 수신기 필터부를 포함하는 것으로 채널 상호 관계를 사용하지 않고 제한된 양자화 피드백을 이용하여 피드백시의 오버헤드(overhead)를 줄이고 송신기 필터의 계산복잡도를 낮출 수 있다. 또한, 상기 채널 상호 관계를 사용하지 않으므로 TDD 및 FDD 시스템 모두에서 사용이 가능하다.
Figure R1020070003750
다중 안테나, 다중 사용자, 공간 다중화, 채널 사운딩, 양자화된 피드백. MIMO(Mutiple Input Multiple Output).

Description

다중 사용자 다중 안테나 통신시스템에서 송수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING IN MULTI-USER MULTI-ANTENNA COMMUNICATION SYSTEMS}
도 1은 본 발명에 따른 2개의 송신안테나를 가지는 기지국과 2개 이상의 안테나를 가지는 다수의 사용자 단말기 사이의 통신을 나타내는 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템을 도시한 도면,
도 2는 본 발명에 따른 2개의 안테나를 가지는 기지국과 사용자 단말기에서의 데이터 전송모델을 도시한 도면,
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 기지국과 사용자 단말기 사이의 통신 과정을 도시한 도면,
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 도시한 도면,
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 노멀라이징을 이용한 기지국의 동작 과정을 도시한 흐름도,
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 노멀랑이징을 이용한 사용자 단말기의 동작 과정을 도시한 흐름도,
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 기지국과 사용자 단말기 사이의 통신 절차를 도시한 흐름도,
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 사용자 수에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프,
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송신 안테나 가진 기지국과 2개의 수신안테나를 가진 8개의 사용자 단말기가 있을 경우 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프,
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송신 안테나 가진 기지국과 2개의 수신안테나를 가진 2개의 사용자 단말기가 있을 경우의 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프, 및,
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송신 안테나 가진 기지국과 4개의 수신 안테나를 가진 8개의 사용자 단말기가 있을 경우의 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프.
본 발명은 다중 사용자 다중 안테나 채널을 이용한 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 TDD(Time Division Duplex) 시스템 뿐만이 아니라 FDD(Frequency Divison Duplex) 시스템에서도 사용 가능하고, 송신기 필터계산의 복잡도를 낮춘 송수신 장 치 및 방법에 관한 것이다.
다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템은 송신기가 다중 안테나를 사용할 경우에 주파수 효율(spectral efficiency)이 증가하고, 더불어 수신기도 다중 안테나를 사용할 경우에는 주파수 효율이 더욱 증가하는 특징이 있다. 왜나하면, 상기 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템은 송신기와 단일 사용자 사이에 다수의 링크(link)가 형성되기 때문이다.
그리고, 상기 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템은 여러 사용자들이 동시에 같은 자원(same resource)에 접근하는 것이 가능하며, 일정 시점에서 독립적인 데이터 흐름이 송신기와 다수의 수신기 사이에서 이루어진다. 여기서 사용하는 다중처리 방식을 다중 사용자 공간 다중부호화(multiuser spatial multiplexing)라고 한다.
상기 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 더 높은 주파수 효율성을 획득하기 위해서는 통신 상대방의 완전한 채널 정보(Complete Channel State Information)가 필요하고, 데이터 전송 시 비선형 처리 과정이 요구된다.
예를 들어, 하향 링크(Downlink)에서 기지국이 이를 위해 모든 단말기의 채널 정보를 기 확보해야 한다. 하지만, 상기 기지국이 상기 모든 단말기에 대한 채널 정보를 기 확보하는 것은 일반적으로 곤란하다.
만약, 상기 기지국은 TDD 시스템에서 채널의 변화가 심하지 않은 경우에는 채널 상호 관계(channel reciprocity)를 이용하여 상기 단말의 채널 정보를 알 수 있다.
상기 채널 상호 관계는 동일한 주파수 대역을 사용하는 TDD 시스템에서 상향 링크의 채널 특성과 연이은 하향 링크의 채널 특성이 동일하다는 가정 하에서 상향 링크의 채널 정보를 이용해 하향 링크의 채널 정보를 유추할 수 있다는 것을 나타낸다.
그러나, 상기 가정이 만족되지 못하는 경우, 폐루프(closed-loop) 다중 사용자 다중 안테나 시스템은 MIMO 방송채널(broadcast channel)의 용량에 근접하지 못하게 된다.
종래의 기술은 상기 채널 상호 관계를 이용하여 단말의 하향 링크 채널 정보를 유추하고, 동일 시간-주파수 자원에 다중 사용자를 공간 다중화(spatial multiplexing)하기 위한 송신기 필터를 하향 링크 사운딩(DownLink Sounding)을 이용해 사용자 단말기에 전송하는 방법을 통하여 상기 다중 사용자 다중 안테나 시스템을 구현하였다.
그러나, 상기 종래의 다중 사용자 다수 안테나 통신 시스템은 TDD 기반의 시스템에만 적용이 가능하고 FDD 시스템과 같이 채널 상호 관계를 이용하지 못하는 경우에는 적용이 불가능하다. 또한, 반복연산 알고리즘을 통하여 송신 필터를 계산하므로 송신기 필터 계산시 상기 반복연산에 의한 복잡도가 증가하게 된다. 만약 복잡도를 감소하기 위하여 반복연산 횟수를 낮춘 경우에는 송신기 필터의 정확성이 떨어져서 성능 감소가 발생하는 문제점이 있다.
따라서, TDD 시스템 뿐만이 아니라 FDD 시스템에도 사용 가능하고, 필터 계산 과정에서 발생하는 복잡도 문제를 해결할 수 있는 장치 및 방법이 필요하다.
따라서, 본 발명의 목적은 TDD 및 FDD 통신시스템에도 사용 가능한 다중 사용자 다중 안테나 시스템의 송수신 장치 및 방법을 제공하고자 한다.
본 발명의 다른 목적은 사용자 단말의 채널 정보를 기지국으로 효율적으로 제공하기 위한 장치 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 기지국에서 송신 필터를 계산시의 계산 복잡도를 낮춘 장치 및 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 견지에 따르면, 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 송신기에 있어서, 수신기로부터 양자화된 채널 상태 정보와 채널 품질 정보를 수신하여송신기 필터를 계산하고, 상기 수신기에 적합한 AMC 레벨을 결정하여 상기 결정 내용 및 상기 송신기 필터를 포함하는 파일롯 신호를 프리앰블 전송 시 또는 데이터 심볼 전송 시에 부 반송파에 포함시켜 전송하는 필터부와,상기 필터부의 출력데이터 전송 및 상기 수신기로부터 데이터를 수신하는 안테나를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부된 도면의 참조와 함께 상세히 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단된 경우 그 상세한 설명은 생략한다.
이하, 본 발명은 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템에서 송수신 장치 및 방법에 대해 설명할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 2개의 송신안테나를 가지는 기지국과 2개 이상의 안테나를 가지는 다수의 사용자 단말기 사이의 통신을 나타내는 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템을 도시한 것이다.
상기 도 1을 참조하면, 기지국(110)의 안테나의 수가 2개이고, 2개 이상의 안테나를 가지는 2개의 사용자 단말기들(120, 125)로 구성된 통신 시스템을 나타낸다. 상기 기지국(110)은 공간 다중화를 통하여 상기 2 개의 사용자 단말기(120, 125)로 동시에 독립적인 데이터 스트림(data stream)을 각각 전송한다 .
도 2는 본 발명에 따른 2개의 안테나를 가지는 기지국과 사용자 단말기에서의 데이터 전송모델을 도시한 것이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 기지국은 2개의 안테나를 가진 2개의 사용자 단말기로 각각 데이터를 전송하기 위한 송신기필터(210, 220)를 가진다. 또한, 상기 각각의 사용자 단말기는 상기 기지국이 각각 전송한 데이터를 수신하기 위한 각각의 수신기필터(245, 255)를 가진다.
상기와 같은 모델에서 사용자 단말기는 단말기마다 다른 환경에 처할 수 있고 다른 사용자 단말기와의 코릴레이션(Correlation)으로 인한 영향에 대해 로버스트 하지 않을 수 있다.
따라서, 기지국 측면에서 사용자 단말기마다 적합한 송신기 필터가 필요하고, 사용자 단말기는 이에 따른 적합한 수신기 필터가 필요하다. 사용자 단말기마다 적합한 송신기 필터는 기지국에서 계산되고, 이후, 각각의 사용자 단말기에 전 달되고 각각의 사용자 단말기는 이를 바탕으로 자신에게 적합한 수신기 필터를 계산하여 구할 수 있다.
상기 기지국이 상기 각각의 사용자 단말기가 사용할 수신기 필터에 관련한 제어정보를 전송하는 것을 일방 채널 사운딩(One-Way Channel Sounding)이라고 하며, 본 발명에서는 하향링크 사운딩(DownLink Sounding)이라 칭한다. 본 발명은 안테나 수가 2개 이상일 경우도 적용가능하다.
먼저, 상기 기지국의 송신기 필터를 구하는 방법은 여러 가지가 존재할 수 있으나 본 발명의 1 번째 방법에 대해 설명하면 하기와 같다.
상기 1 번째 방법은 각각의 사용자 단말기에 대해 통계적인 채널 행렬을 추정함으로서 시작된다. 이 방법은 통계적인 채널 행렬 이용하기 때문에, 빠르게 변하는 다양한 형태의 스몰 스케일 페이딩 환경에서 로버스트한 이점이 있다.
상기 도 2를 다시 참조하며 설명하면, 기지국에서의 안테나 수를 N 이라고 하고, 각각의 사용자 단말기에서 안테나 수를 Nk라고 한다. 그러면, 이후, N=2 이고 Nk>=2. 이다. K는 기지국의 커버리지 이내에 있는 사용자 단말기의 숫이다. K=N 이라고 가정한다. 만약, K>N 일 경우, 전체 K 사용자 중에서, 첫 번째 선태된 N 사용자에 대해 스케줄링 알고리즘을 사용하는 것이 바로 가능함을 알 수 있다. 기지국과 k번째 사용자 단말기 사이의 채널은 부가백색 가우시안 잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)을 포함하는 NkxN 복소 엔트리를 가진 행렬 Hk 로 표현된다.
이 방법은 기지국이 송신기 필터에 대해 초기화를 수행하는 것으로부터 시작한다. 상기 초기화는 각각의 사용자 단말기에 대한 송신기 필터를 마지막으로 사용한 송신기 필터로 설정을 하는 것을 나타낸다. 또는 임의의 랜덤한 것으로 설정할 수도 있다.
삭제
그리고, 기지국은 각각의 사용자 단말기에 대한 채널 환경을 모니터링하여 각각의 사용자 단말기에 대해 통계적 추정을 수행하여 채널 행렬, 또는 채널 코베리언스 행렬을 구한다. 이하 이러한 행렬들을 "
Figure 112007003277785-pat00001
"라고 표시한다.
상기의 과정은 평균 채널 행렬의 경우에는 기대값(E[Hk])을 구함으로써 수행 되고, 코베리언스 행렬의 경우에는 채널 코베리언스 행렬(E[Hk * Hk])에 대한 기대값을 구함으로써 수행될 수 있다.
이후, 상기 통계적 추정을 수행한 채널 또는 채널 코베리언스행렬 과 상기 초기화한 송신기 필터에 대해 하기 <수학식 1>과 같은 반복 과정을 수행한다.
Figure 112007003277785-pat00002
여기서
Figure 112007032173423-pat00132
는 행렬 M의 k번째 열이다. 그리고, 윗첨자 * 는 복소전치 행렬(벡터)을 나타낸다.
이후, 하기 <수학식 2>와 같이 노멀라이징 과정을 각각의 송신기 필터에 대해 수행한다.
Figure 112007003277785-pat00003
상기와 같이 각각의 송신기 필터에 대해 노멀라이징 과정을 전송 전력 제한 기준을 맞추기 위해 수행한다. 상기 1 번째 방법에 대한 기지국 및 사용자 단말기에 대한 동작은 도 6 및 도 7에서 설명될 것이다.
송신기 필터를 구하는 2 번째 방법에 대해 설명하면 하기와 같다. 상기 2번째 방법은 송신기 필터를 구하고 전송과정을 포함한 이후의 과정까지 설명할 것이다.
기지국은 부분적인 채널 상태 정보(CSI:Channel State Information, 이하 CSI라 칭한다) 및 채널 품질 정보(CQI:Channel Quality Information, 이하 CQI라 칭한다)를 얻기 위해서 제한된 양자화 피드백(finite-rate quantized feedback)를 이용하고, 폐루프를 통해 송신 및 수신 필터를 계산한다.
기지국에서의 CQI는 상기 CSI 와 같이 사용자 단말기 각각에 대해 ESNR 또는 SNR을 얻기 위해 사용되고 이 값들은 전송율을 채녈 용량에 근접시키기 위해 사용된다.
상기 사용자 단말기는 상기 기지국으로 상기 부분적인 CSI 및 CQI를 전송할 때 오버헤드가 작은 효율적인 피드백전송을 수행한다.
삭제
본 발명의 다중 사용자 다중 안테나 시스템에서 채널의 시간에 따른 일부분의 변화는 전체 하양링크 및 상향링크의 변화에 비해서는 느리다고 가정한다. 따라서, 채널 특성이 여러 연속적인 프레임 동안에는 어느정도 불변(constant)하다라고 가정할 수 있다.
상기 k 번째 사용자 단말기는 상기 기지국으로부터 파일롯 신호를 수신한 후, 하향 링크의 채널 H k 를 추정한다. 일반적인 통신 시스템의 송신기 및 수신기는 채널 추정기를 가지고 있으며(본 발명에서 채널추정에 관한 상세한 설명은 생략하도록 한다.) 상기 k 번째 사용자 단말기는 채널정보를 기지국으로 피드백한다.
모든 사용자 단말기가 각각의 채널 정보를 상기 기지국으로 피드백하면, 상기 기지국은 상기 사용자 단말기 각각의 채널 정보를 이용하여, 송신기 필터(M k ) 와 수신기 필터(W k )를 계산한다. 여기서, 상기 M k 와 W k 는 k번째 단말기에 대한 기기지국의 송신기 필터와 상기 k번째 단말기의 수신기 필터를 나타낸다.
첫 번째 과정으로 각각의 사용자 단말기는 하향링크에서 프레임 내에 있는 프리앰블(preamble) 또는 데이터의 파일럿(pilot)을 이용하여 채널추정을 한다.
k 번째 사용자 단말기가 추정한 채널은 H k 로 나타내며, 2x2 행렬로 구성된다. 상기 H k 를 이용하여 하기 <수학식 3>과 같이 새로운 채널을 유도한다.
Figure 112007003277785-pat00004
여기서
Figure 112007003277785-pat00005
와
Figure 112007003277785-pat00006
는 양의 실수 값이며,
Figure 112007003277785-pat00007
의 성질을 갖는다.
Figure 112007003277785-pat00008
의 식은 복소수에 대한 식이고,
Figure 112007003277785-pat00009
와
Figure 112007003277785-pat00010
는 각각 의 절대값이 1보다 작은 실수의 값을 갖는다. 또한
Figure 112007003277785-pat00011
한 성질이 있다. 상기의 관계들을 이용하면
Figure 112007003277785-pat00012
,
Figure 112007003277785-pat00013
와
Figure 112007003277785-pat00014
는
Figure 112007003277785-pat00015
Figure 112007003277785-pat00016
,
Figure 112007003277785-pat00017
, 로 양자화되어 소정 크기의 비트 수를 가지고 표현될 수 있다. 상기 각각의 사용자 단말기는 상기 양자화한 정보를 상기 기지국으로 피드백한다.
Figure 112007003277785-pat00018
는 2x2 복소수 행렬(
Figure 112007003277785-pat00019
)의 제곱된 프로베니우스 놈(Frobenius norm)이다.
상기와 같은 정보들은 하기 <수학식 4>에서 보다 효과적으로 표현되었다.
Figure 112007003277785-pat00020
상기와 같은 경우, 상기 각각의 사용자 단말기는 세 가지 각도에 대해 양자화를 수행한다. 따라서 상기 각각의 사용자 단말기는 상기 세 가지 각도를 나타내는 코드북(codebook)을 생성하고, 상기 세 가지 각도를 상기 코드북에 따라서 양자화하여 이에 해당하는 인덱스(index)를 전송한다.
예를 들어,
Figure 112007032173423-pat00021
와
Figure 112007032173423-pat00022
는 "B" 비트로 표현하고,
Figure 112007032173423-pat00023
는 "B'" 비트로 표현할 수 있다. 피드백이 양자화된 채널상태정보이다.
삭제
하나는 다른 하나와 비교하여 조금 이동(shift)된 두 개의 다른 코드 북이 두 사용자를 나타내기 위해서 그리고 특별한 경우를 제거함으로써 수학적 불안정성을 피하기 위해 기지국에서 사용될 수 있다.
모든 사용자 단말기는 같은 코드북을 사용하고, 이는 모든 사용자 단말기 및 기지국에 알려져 있다. 상기의 이동(shift)동작은 기지국에 적용될 수 있다. 하지만 이를 상기 사용자 단말기가 알고 있을 필요는 없다. 여기서, 삳기 이동 값은 코드북의 최소 해상도(resolution)보다 작다.
각각의 사용자 단말기는 CQI (
Figure 112007032173423-pat00024
)또한 계산한다. 여기서,
Figure 112007032173423-pat00133
는 k 번째 사용자 단말기의 수신기에서의 부가백색 가우시안 잡음의 분산이다.
이러한 CQI는 마찬가지로 양자화되고 피드백된다. 상기 CQI는 다른 형태로 표현되어 피드백될 수 있다.
상기 CQI만을 가지고 상기 사용자 단말기 하향링크의 SNR을 예측하는 것을 허용되지 않는다. 상기 사용자 단말기 하향링크의 SNR을 예측하기 위해서는 상기의 CSI와 CQI 가 모두 필요하다.
이하의 첫 번째 과정은 상기 기지국이 상기 CSI와 상기 CQI를 이용하여 각각의 사용자 단말기에 대한 SNR를 예측하는 과정을 나타낼 것이다.
데이터를 전송과정 중에서, 사용자 단말기는 하기 <수학식 5>과 같은 신호를 수신한다.
Figure 112007003277785-pat00025
여기서 Mk 는 사용자 k의 데이터 bk에 대한 빔포밍 벡터이다. 그리고, Wk는 수신기에서의 AWGN이다.
사용자 단말기는 수신된 시그널을 ZF 필터 또는 MMSE 필터를 이용하여 추정한다. 이하에서는 이상적인 ZF 필터를 사용하는 것을 가정한다. 사용자 단말기 1로 전송된 심볼은 하기 <수학식 6>와 같이 추정된다.
Figure 112007003277785-pat00026
이상적으로는
Figure 112007003277785-pat00027
이다. 사용자 단말기 1로 전송된 데이터를 추정하면 하기 <수학식 7>와 같다.
Figure 112007003277785-pat00028
사용자 단말기 1에 대한 SNR은 하기 <수학식 8>과 같다.
Figure 112007003277785-pat00029
여기서,
Figure 112007003277785-pat00030
는 상기 사용자 단말기 1에 할당된 전력을 나타낸다.
그러므로, 기지국은 상기 사용자 단말기 1에 대한 SNR을 추정하기 위해 이미 알고 있는 양자화된 CSI 그리고, 계산된 필터 외에
Figure 112007003277785-pat00031
및
Figure 112007003277785-pat00032
또는 상기 값들의 비율을 필요로만 한다.
두 번째 과정으로, 상기 채널정보를 수신한 상기 기지국이 송신기 필터를 계산하는 과정으로 기존의 송신기 필터를 계산하는 과정에서 발생하는 복잡도 문제를 해결한 방식에 대해 설명한다.
상기 기지국은 상기 각각의 사용자 단말기로부터 수신한 양자화된 피드백을 이용하여 채널의 정보를 복원한다.
즉.
Figure 112007003277785-pat00033
,
Figure 112007003277785-pat00034
,
Figure 112007003277785-pat00035
와
Figure 112007003277785-pat00036
를 계산한다. 여기서 k 는 사용자 단말기의 수를 나타내며 k=1, 2이다. 상기 기지국는 상기 피드백을 통해서 또는 양자화된 각도를 이용하여 채널정보의 복원할 수 있다.
상기 기지국이 송신기 필터를 계산하는 과정은 하기 <수학식 9>과 같다.
Figure 112007003277785-pat00037
Figure 112007003277785-pat00038
여기서 M 1 과 M 2 는 상기 사용자 단말기 1과 사용자 단말기 2 각각의 송신기 필터를 나타낸다. 상기 송신기 필터를 계산하는 과정은 반복연산 알고리즘을 사용하지 않기 때문에 낮은 복잡도를 가진다.
만약, 피드백된 양자화가 완벽하여 오류가 없다고 가정하면 상기 송신기 필터는 하기 <수학식 10>와 같은 성질을 가진다.
Figure 112007003277785-pat00039
상기 기지국은 상기 각각의 사용자 단말기에 대해 최적화한 송신기 필터를 계산하여 가지고 있지만, 상기 각각의 사용자 단말기는 상기 송신기 필터에 대해 알지 못한다.
또한, 상기 각각의 사용자 단말기는 자신의 채널정보만 가지고 있기 때문에, 독립적으로 송신기 필터를 계산할 수 없다.
따라서, 상기 기지국은 상기 하향링크 사운딩을 이용해 상기 송신기 필터를 데이터 심볼 전송시에 같이 또는 상기 데이터 심볼 전송 전의 프리앰블 전송시에 같이 파일롯 신호에 포함하여 상기 각각의 사용자 단말기로 제공한다.
세 번째 과정으로, 상기 하향링크 사운딩을 통해 상기 송신기 필터를 수신한 상기 각각의 사용자 단말기는 수신기 필터를 계산한다. 최적 ZF(Zero Forcing) 수신기 필터는 하기 <수학식 11>을 이용하여 나타낼 수 잇다.
Figure 112007003277785-pat00040
여기서, 상기 α k 는 정규화 파라미터(normalization parameter)이다.
사용자 단말기 k에 대한 파일롯 신호는 부반송파 k에 실려 전송된다고 가정한다. 또한 채널행렬은 몇개의 부반송파에 대해서는 일정하다고 가정한다.
이는 상기 부반송파에 의해 전달된 주파수 대역폭이 채널의 코히런드 대역폭(coherence bandwidth)보다 더 작은 경우이다.
상기 기지국에 의해 전송된 파일롯 신호는 서로 알고 있는 신호에 대해 빔포밍(beamforming)함으로써 상기 사용자 단말기 k에 보여질 수 있다. 상기 서로 알고 있는 신호를 P t 의 전력으로 전송된 "1" 이라고 가정한다. 또는 상기 서로 알고 있는 신호는 다른 신호도 가능하다. 송신기 빔포밍 벡터는 상기 사용자 단말기 k에 대한 송신기 필터인 M k 이다.
k번째 부반송파에 실려 상기 사용자 단말기 k로 전송된 파일롯 신호는 하기 <수학식 12>과 같다.
Figure 112007003277785-pat00041
파일롯 부반송파 j에 실려 상기 사용자 단말기 k에 의해 수신된 신호는 하기 <수학식 13>과 같다.
Figure 112007032173423-pat00134
여기서 j는 다른 사용자(예를 들어 k+1)에 대한 인덱스를 나타내고, 상기 w k,j 는 크기가 Nk x 1 인 부가백색잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)벡터이다.
전송필터 J로부터의 부반송파 I에 대한 기지국과 k번째 사용자 단말기 사이의 효과적인 채널 벡터는
Figure 112007032173423-pat00135
과 같이 정의된다. 그리고 이것은 파일롯 부반송파 상에서 추정될 수 있다 그리고 데이터 검출 전에 데이터 부반송파 상에서 보간된다.
이하, 본 발명은 다수 개의 사용자 단말기 중 하나의 사용자 단말기에서의 동작을 설명한다. 다른 사용자 단말기에서의 동작은 서로 동일하다.
일단의 파일롯 부반송파와 타임슬롯 상에서 모든 사용자 단말기로 전송된 모든 파일롯을 사용한다.
사용자 단말기 1은 각각의 파일롯 부반송파 상에서 효과적인 채널 벡터인 을 추정하고, 이후, 보간기술(Interpolation Technique)을 사용하여 모든 부반송파 상에서의 각각의 효과적인 채널 벡터인
Figure 112007032173423-pat00136
의 추정치를 획득한다.
다른 집합의 파일롯 부반송파와 타임슬롯 상에서 사용자 단말기 2로 전송된 모든 파일롯을 이용하여 상기 사용자 단말기 2은 각각의 파일롯 부반송파 상에서 효과적인 채널 벡터인
Figure 112007032173423-pat00137
을 추정하고, 이후, 보간기술(Interpolation Technique)을 사용하여 모든 부반송파 상에서의 각각의 효과적인 채널 벡터인
Figure 112007032173423-pat00138
의 추정치를 획득한다.
삭제
삭제
만약,
Figure 112007032173423-pat00139
과
Figure 112007032173423-pat00140
이 상기 사용자 단말기 1에 대해 I 번째 부반송파 상에서 정의된다면, 결과적으로, 상기 사용자 단말기 1은
Figure 112007032173423-pat00141
x1 벡터인
Figure 112007032173423-pat00142
과
Figure 112007032173423-pat00143
를 결정한다. 이후, 상기 사용자 단말기 1은 데이터 검출을 위해 각각의 부반송파 상에서 실제 사용될 MMSE 수신기 필터를 계산한다. 상기 부반송파 i에 대해 상기 사용자 단말기 1은 하기 <수학식 14>와 같이 계산한다.
Figure 112007032173423-pat00044
여기서,
Figure 112007003277785-pat00045
은 상기 사용자 단말기 1에 대한 SNR이고,
Figure 112007003277785-pat00046
는 2x2 단위행렬이다. 상기 <수학식 8>을 통해
Figure 112007003277785-pat00047
는 정규화된다.
이제, 상기 기지국과 상기 각각의 사용자 단말기는 송신기 필터와 수신기 필터를 알고 있으므로, 데이터 전송을 수행할 경우, 상기 기지국은 변조된 심볼 s의 벡터를 전송한다(여기서 s k 는 사용자 단말기 k로 전송되는 심볼이다).
상기 벡터는 총 송신 전력 P0 하에서 송신기 필터와 곱셈과정을 거쳐 채널을 통해 전송된다. 상기 송신전력은 상기 각각의 사용자 단말기에게 균일하다고 가정한다. 그리고 심볼(
Figure 112007032173423-pat00144
)의 평균 에너지는 1과 동일하다고 가정한다, 편의상 부반송파 인덱스는 하기 <수학식 15>에서는 생략될 것이다. 전송된 벡터는 하기 <수학식 15>와 같다.
Figure 112007003277785-pat00048
상기 사용자 단말기 k가 수신한 신호는 하기 <수학식 16>과 같다.
Figure 112007003277785-pat00049
상기 사용자 단말기 k는 하기 <수학식 17>과 같이
Figure 112007003277785-pat00050
를 구하기 위해 수신기 필터를 적용한다.
Figure 112007003277785-pat00051
바이어스 되지 않은(unbiased) s k 의 추정값을 얻기 위해서는 몇 단계의 정규화 과정이 필요하다.
상기 2 번째 방법에 대한 기지국 및 사용자 단말기에 대한 동작은 도 3 및 도 8에서 설명될 것이다.
상기 2 번째 방법에 대한 기지국 및 사용자 단말기에 대한 동작은 도 3 및 도 8에서 설명될 것이다.
도 3는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 기지국과 사용자 단말기 사이의 통신 과정을 도시한 것이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 사용자 단말기(310)는 a)단계에서 상기 기지국(300)이 전송한 하향 링크 프레임에서 프리엠블 또는 파일롯 부 반송파를 이용하여 채널 추정을 수행한다.
이후, 상기 사용자 단말기(310)는 b)단계에서 추정한 채널 정보를 이용하여 CQI(channel quality information) 및 양자화된 CSI(channel state information)(
Figure 112007003277785-pat00052
,
Figure 112007003277785-pat00053
,
Figure 112007003277785-pat00054
)를 계산하고 c)단계에서 상기 기지국(300)으로 전송한다.
이후, 상기 기지국(300)은 d) 단계에서 상기 수신한 정보를 이용하여 송신기 필터를 계산하고 e)단계에서 최적화된 송신기 필터를 하향링크 사운딩을 이용하여 상기 사용자 단말기(310)로 전송한다.
이후, 상기 사용자 단말기(310)는 f)단계에서 하향 링크 사운딩 파일럿을 이용하여 채널을 추정하고, 이 값을 이용하여 수신기 필터를 계산한다.
다음 데이터의 전송 시에 상기에서 언급한 과정을 반복 수행한다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 4를 참조하면, 각각의 사용자(사용자 단말기로 칭한다.)로 향하는 데이터 패킷은 각각 채널 인코더(410, 415)에서 인코딩 과정을 거치고, 각각 변조기(420, 425)에서 변조된 후, 각각에 맞는 필터((430, 440) 또는 (435, 445)가 곱해지고 모두 가산기(450, 455)에서 더해진 후 변조기(460, 465)에서 모든 부 반송파에 대해 변조과정 후 전송된다. 이 과정은 각각의 부 반송파에 대해 수행된다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 구조를 도시한 도면이다.
상기 도 5를 참조하면, 다수 개의 안테나로 수신한 신호를 복조기(510, 512, 514)에서 복조하고 각각의 사용자 단말기에 해당하는 필터계수(520, 522, 524)를 곱하고, 가산기(526)에서 더한 후, 복조기(530)에서 정해진 디지털 복조방식에 따라 복조하고 채널 디코더(540)에서 디코딩 과정을 수행한다.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 노멀라이징을 이용한 기지국의 동작 과정을 도시한 흐름도이다. 사용자는 사용자 단말기를 나타낸다.
상기 도 6을 참조하면, 기지국은 상향 링크 제어를 수행하고, 사용자 단말기로 부터 트래픽 시그널을 수신한다(a) b) 단계).
상기 기지국은 모든 사용자에 대해 하향링크 채널 코베리언스 행렬(또는 채널 행렬)을 추정한다(620 단계) 이후, 사용자를 그룹화하고(630 단계), 각각의 사용자에 대해 스케줄링을 수행한다(640 단계).
이후, 각각의 사용자에 대한 송신 필터를 초기화하고(650 단계) 스케줄링된 특정 사용자에 대해 사용자로부터의 전송신호에 따라 채널 코베리언스 행렬(또는 채널 행렬)을 갱신한다(670 단계).
이후, 송신 필터를 계산한다(680 단계). 상기 계산과정은 모든 사용자에 대해 반복과정을 수행하는 것을 나타낸다.
이후, 사용자로 공간 다중화 자원할당 메시지를 전송하고(690 단계), 트래픽 부채널을 통해 하향링크 사운딩 및 데이터 심볼을 전송한다(692 단계).
이후, 상기 특정 사용자에 대해 처리가 완료되지 않은 경우(696 단계) 이를 반복하고, 이 과정을 사용자마다 반복하고 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 노멀라이징을 이용한 사용자 단말기의 동작 과정을 도시한 흐름도이다.
상기 도 7을 참조하면, 상기 사용자 단말기는 기지국으로부터 트래픽 시그널을 수신하고(710 단계), 공간 다중화 자원 할당 메시지를 수신한다(720 단계), 상기 공간 다중화 자원 할당메시지에는 자신에대한 상기 기지국의 송신기 필터가 포함될 수 있다.
이후, 상기 공간 다중화 자원 할당 메시지를 통해 하량링크 파일롯을 통해 이펙티브 채널 벡터를 추정하고(730 단계), ZF 또는 MMSE 필터를 이용한 빔포밍 벡터를 계산하고(740 단계) 하향링크 데이터를 디코딩한 후(750 단계) 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 기지국과 사용자 단말기 사이의 통신 절차를 도시한 흐름도이다.
상기 도 8를 참조하면, 사용자 단말기 1, 2는 810단계에서 기지국이 전송한 하향 링크 프레임에서 프리엠블의 파일럿을 이용하여 채널 및 CQI 추정을 수행한다.
이후, 상기 사용자 단말기1, 2 각각은 820단계에서 1개의 CQI 값과 양자화된 3개의 CSI(
Figure 112007003277785-pat00055
,
Figure 112007003277785-pat00056
,
Figure 112007003277785-pat00057
) 값을 계산하여, 상기 기지국으로 전송한다.
이후, 상기 기지국은 상기 사용자 단말기 1, 2에 대한 송신기 필터를 계산하고 840단계에서 상기 각 사용자 단말기에 대한 SNR을 계산한 후 적절한 AMC(Adaptive Coding and Modulation) 레벨을 결정한다.
이후, 상기 기지국은 850단계에서 하향 링크 프레임의 프리엠블을 통하여 MAP 정보를 전송한다. 기지국은 860단계에서 하향 링크를 통해서 데이터 및 사운딩 파일럿을 상기 사용자 단말기 모두(1,2)에게 전송한다..
이후, 상기 사용자 단말기 1,2는 870단계에서 수신기 필터를 계산하고 수신 데이터를 디코딩하고 본 발명에 따른 알고리즘을 종료한다.
도 9는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 사용자 수에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프이다. 사용자 단말기당 송신 안테나와 수신안테나의 수는 2개이다.
상기 도 9를 참조하면, 상기 사용자 단말기의 수가 증가할수록 또는 상기 사용자 단말기의 피드백 양이 증가할수록 주파수 효율이 증가함을 알 수 있다.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송수신안테나를 가진 8개의 사용자 단말기가 있을 경우 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프이다.
상기 도 11을 참조하면, 상기 8개의 사용자 단말기 중에서 2개를 선택하여 공간 다중화를 할 경우 채널의 변화와 피드백 지연 및 에러는 없다고 가정한다. 피드백 비율이 B=4, B'=4 인 경우보다 B=6, B'=6 인 경우의 주파수 효율이 크며, 이론적인 합용량(sum-capacity)에 근접함을 알 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송수신안테나를 가진 2개의 사용자 단말기가 있을 경우의 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프이다.
상기 도 11을 참조하면, 상기 도 6과 같이 피드백 비율이 B=4, B'=4 인 경우보다 B=6, B'=6 인 경우의 주파수 효율이 큰 것을 알 수 있다.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 사용자 다중 안테나 통신 시스템에서 2개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 가진 8개의 사용자 단말기가 있을 경우의 SNR에 따른 주파수 효율을 도시한 그래프이다.
상기 도 12를 참조하면, 상기 도 6 및 도 7과 같이 피드백 비율이 B=4, B'=4 인 경우보다 B=6, B'=6 인 경우의 주파수 효율이 큰 것을 알 수 있다. 또한 피드백의 양은 수신안테나의 갯수에는 독립적이라는 것을 알 수 있다.
본 발명은 다중 사용자 다중 안테나 시스템에서 채널 상호 관계를 사용하지 않고 제한된 양자화 피드백을 이용하여 피드백시의 오버헤드(overhead)를 줄이고 송신기 필터의 계산 복잡도를 낮출 수 있다. 또한, 상기 채널 상호 관계를 사용하지 않으므로 TDD 및 FDD 시스템 모두에서 사용이 가능하다.

Claims (47)

  1. 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 송신기에 있어서,
    수신기로부터 양자화된 채널 상태 정보(CSI:Channel State Information)와 채널 품질 정보(CQI:Channel Quality Information)를 수신하여 하기 <수학식 18>과 같은 송신기 필터계수를 계산하고, 상기 수신기에 적합한 AMC 레벨을 결정하여 상기 결정 내용 및 상기 송신기 필터계수를 포함하는 파일롯 신호를 프리앰블 전송 시 또는 데이터 심볼 전송 시에 부 반송파에 포함시켜 전송하는 필터부와,
    상기 필터부의 출력데이터 전송 및 상기 수신기로부터 데이터를 송신하는 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 송신기.
    Figure 112008090229532-pat00201
    Figure 112008090229532-pat00202
    여기서 M1 과 M2 는 수신기 1과 수신기 2 각각의 송신기 필터계수를 나타낸다. A1, A2 는 상기 수신기가 전송한 채널정보이다.
  2. 삭제
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 필터부는 데이터 전송시 변조된 심볼의 벡터에 상기 송신기 필터 계수 를 곱하여 출력하고, 상기 수신기에 적합한 AMC 레벨을 결정시 하기 <수학식 19>와 같은 SNR을 측정하여 결정하는 것을 특징으로 하는 송신기..
    여기서,
    Figure 112008090229532-pat00146
    는 상기 사용자 단말기 1에 할당된 전력을 나타낸다.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 송신기 필터계수를 포함하는 파일롯 신호는 하기 <수학식 20>을 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 송신기.
    Figure 112007032173423-pat00149
    여기서, k는 수신기 및 부반송파를 구분하기 위해 사용한다. xk 는 파일롯 신호, Mk 는 송신기 필터계수, "1" 은 상기 송신기 및 수신기가 서로 알고 있는 심볼, Pt 는 상기 심볼 "1" 을 전송하는 전력을 나타낸다.
  7. 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 수신기에 있어서,
    송신기가 전송한 하향링크 프래임을 수신하는 다수의 안테나와,
    상기 하향링크 프래임 내에 포함된 파일롯 신호에 대해 채널 추정하고 상기 추정한 채널의 채널 행렬을 코드북(CodeBook)에 따라 양자화한 후 인덱스를 전송하고, 상기 파일롯 신호에 포함된 송신기 필터 계수를 이용하여 하기 <수학식 21>과 같이 수신기 필터계수를 계산하고, 상기 송신기가 전송한 데이터를 수신한 후 상기 수신기 필터계수를 이용하여 수신한 심볼의 추정치를 구하는 필터부를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112008090229532-pat00151
    여기서,
    Figure 112008090229532-pat00152
    은 수신기 1에 대한 SNR이고,
    Figure 112008090229532-pat00153
    는 2x2 단위행렬이다. i 는 특정 부반송파를,
    Figure 112008090229532-pat00154
    는 추정한 수신기필터계수를 나타내고,
    Figure 112008090229532-pat00155
    는 각각의 수신기 1, 2에 대한 특정 부반송파 i에 대한 수신기필터계수의 추정를 나타낸다.
    Figure 112008090229532-pat00156
    는 수신기 1에서 i번째 부반송파에 대한 정규화된 수신기필터를 나타낸다.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 채널 행렬은 하기 <수학식 22>와 같은 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112008090229532-pat00157
    여기서
    Figure 112008090229532-pat00158
    와
    Figure 112008090229532-pat00159
    는 양의 실수 값이며,
    Figure 112008090229532-pat00160
    의 관계를 갖는다. 그리고
    Figure 112008090229532-pat00161
    에서
    Figure 112008090229532-pat00162
    와
    Figure 112008090229532-pat00163
    는 각각의 절대값이 1보다 작은 실수의 값을 갖는다. 또한
    Figure 112008090229532-pat00164
    의 관계가 있다. k는 상기 수신기 번호를 나타낸다.
  11. 제 7항에 있어서,
    상기 채널 행렬의 각 요소는 하기 <수학식 23>와 같은 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112008090229532-pat00165
  12. 제 7항에 있어서,
    상기 데이터는 하기 <수학식 24>를 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112008090229532-pat00166
    여기서, yk 는 수신한 데이터를, Po 는 전력을, Hk 는 수신기 k에 대한 채널행렬을, Mn 은 수신기 n 에서의 송신기필터계수를, sn 은 수신기 n에서의 변조된 전송심볼을, w k 는 수신기 k에 대한 부가백색잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)벡터를 나타낸다.
  13. 제 7항에 있어서,
    상기 필터부는 하기 <수학식 25>를 사용하여 수신 심볼의 추정치를 구하는 것을 특징으로 하는 수신기.
    Figure 112008090229532-pat00167
    여기서, yk 는 수신한 데이터를, Po 는 전력을, Hk 는 수신기 k에 대한 채널행렬을, Mn 은 수신기 n 에서의 송신기필터를, sn 은 수신기 n에서의 변조된 전송심볼을, w k 는 수신기 k에 대한 부가백색잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)벡터를,
    Figure 112008090229532-pat00168
    는 심볼추정치를,
    Figure 112008090229532-pat00169
    는 수신기 k에 대한 정규화한 수신기필터를 나타낸다.
  14. 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 수신기의 수신방법에 있어서,
    수신한 파일롯 신호에 포함된 송신기 필터계수를 획득하는 과정과,
    상기 송신기 필터계수를 이용하여 하기 <수학식 26>과 같이 수신기 필터계수를 계산하는 과정과,
    상기 수신기 필터계수 계산 후, 데이터를 수신하는 경우 상기 수신기필터계수를 이용하여 수신한 데이터 심볼의 추정치를 구하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00171
    여기서,
    Figure 112008090229532-pat00172
    은 수신기 1에 대한 SNR이고,
    Figure 112008090229532-pat00173
    는 2x2 단위행렬이다. i 는 특정 부반송파를,
    Figure 112008090229532-pat00174
    는 추정한 수신기필터를 나타내고,
    Figure 112008090229532-pat00175
    는 각각의 수신기 1, 2에 대한 특정 부반송파 i에 대한 수신기필터 계수의 추정을 나타낸다.
    Figure 112008090229532-pat00176
    는 수신기 1에서 i번째 부반송파에 대한 정규화된 수신기필터계수를 나타낸다.
  15. 삭제
  16. 삭제
  17. 제 14항에 있어서,
    상기 수신한 데이터는 하기 <수학식 27>를 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00177
    여기서, yk 는 수신한 데이터를, Po 는 전력을, Hk 는 수신기 k에 대한 채널행렬을, Mn 은 수신기 n 에서의 송신기필터계수를, sn 은 수신기 n에서의 변조된 전송심볼을, w k 는 수신기 k에 대한 부가백색잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)벡터를 나타낸다.
  18. 제 14항에 있어서,
    상기 데이터 심볼의 추정치는 하기 <수학식 28>을 이용하여 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00178
    여기서, yk 는 수신한 데이터를, Po 는 전력을, Hk 는 수신기 k에 대한 채널행렬을, Mn 은 수신기 n 에서의 송신기필터를, sn 은 수신기 n에서의 변조된 전송심볼을, w k 는 수신기 k에 대한 부가백색잡음(AWGN:Additive White Gaussian Noise)벡터를,
    Figure 112008090229532-pat00179
    는 심볼추정치를,
    Figure 112008090229532-pat00180
    는 수신기 k에 대한 정규화한 수신기필터를 나타낸다.
  19. 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 수신기의 채널정보 전송방법에 있어서,
    수신한 하향링크 프래임내의 프리앰블의 파일롯 신호를 채널 추정하는 과정과,
    하기 <수학식 29>을 이용하여 추정한 채널의 채널 행렬을 수신기 마다 동일한 또는 수신기 마다 다른 코드 북에 따라 양자화하는 과정과,
    상기 코드 북의 인덱스를 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00181
    여기서
    Figure 112008090229532-pat00182
    와
    Figure 112008090229532-pat00183
    는 양의 실수 값이며,
    Figure 112008090229532-pat00184
    의 관계를 갖는다. 그리고
    Figure 112008090229532-pat00185
    에서
    Figure 112008090229532-pat00186
    와
    Figure 112008090229532-pat00187
    는 각각의 절대값이 1보다 작은 실수의 값을 갖는다. 또한
    Figure 112008090229532-pat00188
    의 관계가 있다. k는 상기 수신기 번호를 나타낸다.
  20. 삭제
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 채널 행렬의 요소는 하기 <수학식 30>와 같은 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00189
  22. 다중 사용자 다중 안테나 통신시스템의 송신기의 송신방법에 있어서,
    수신기로부터 양자화된 채널 상태 정보와 채널 품질 정보를 수신하여 하기 <수학식 31>을 이용하여 송신기 필터 계수를 계산하는 과정과,
    상기 송신기 필터 계수 계산 후, 상기 수신기에 적합한 AMC 레벨을 결정하는 과정과,
    상기 결정 내용 및 상기 송신기 필터계수를 포함하는 파일롯 신호를 프리앰블 전송시 또는 데이터 심볼 전송시에 부 반송파에 포함시켜 전송하는 과정과,
    상기 전송 과정 후, 데이터를 전송할 경우 변조된 데이터 심볼의 벡터에 상기 송신기 필터계수를 곱하여 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00190
    Figure 112008090229532-pat00191
    여기서 M1 과 M2 는 수신기 1과 수신기 2 각각의 송신기 필터계수를 나타낸다.
  23. 삭제
  24. 제 22항에 있어서,
    상기 파일롯 신호는 하기 <수학식 32>룰 사용하여 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00192
    여기서, k는 수신기 및 부반송파를 구분하기 위해 사용한다. xk 는 파일롯 신호, Mk 는 송신기 필터계수, "1" 은 상기 송신기 및 수신기가 서로 알고 있는 심볼, Pt 는 상기 심볼 "1" 을 전송하는 전력을 나타낸다.
  25. 제 22항에 있어서,
    상기 수신기에 적합한 AMC 레벨을 결정하는 과정은, 하기 <수학식 33>과 같은 SNR을 측정하여 결정하는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00193
    여기서,
    Figure 112008090229532-pat00194
    는 상기 사용자 단말기 1에 할당된 전력을 나타낸다.
  26. 삭제
  27. 삭제
  28. 삭제
  29. 삭제
  30. 삭제
  31. 삭제
  32. 삭제
  33. 삭제
  34. 삭제
  35. 삭제
  36. 삭제
  37. 삭제
  38. 제 1항에 있어서,
    상기 필터부는 수신기의 채널 환경을 모니터링하고 통계적 추정을 위한 제 1 채널 행렬을 구하고, 상기 제 1 채널 행렬을 이용하여 상기 송신기 산하의 각각의 수신기의 채널 환경을 포함하는 제 2 채널 행렬을 구하고, 상기 제 2 채널 행렬을 이용하여 각각의 송신기 필터계수에 대해 노멀라이징을 수행하여 최종 송신기 필터 계수를 구하는 것을 특징으로 하는 송신기
  39. 제 38항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 평균 채널 행렬일 경우, 상기 평균 채널 행렬에 대한 기대값(E[Hk])을 구하고, 상기 평균 채널 행렬에 대한
    Figure 112008090229532-pat00195
    을 구하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  40. 제 38항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 채널 코베리언스 채널 행렬일 경우, 채널 코베리언스 채널 행렬에 대한 기대값(E[Hk * Hk])을 구하는 것을 특징으로 하는 송신기.
  41. 제 38항에 있어서,
    상기 2 행렬은 하기 <수학식 34>을 이용해 구하는 것을 특징으로 하는 송신기.
    Figure 112008090229532-pat00196
  42. 제 38항에 있어서,
    상기 제 2 채널 행렬을 이용하여 각각의 송신기 필터에 대해 노멀라이징은 하기 <수학식 35>를 이용하는 것을 특징으로 하는 송신기.
    Figure 112008090229532-pat00197
    여기서, Mk는 행렬 M의 k번째 열을 나타낸다.
  43. 제 22항에 있어서,
    수신기로부터 양자회된 채널상태정보와 채널품질정보를 수신하여 송신기 필터계수 노멀라이징을 통해 송신기 필터계수를 계산하는 과정을 더 포함하되,
    상기 송신기 필터계수 노멀라이징은,
    수신기의 채널 환경을 모니터링하고 통계적 추정을 위한 제 1 채널 행렬을 구하는 과정과,
    상기 제 1 채널 행렬을 이용하여 상기 송신기 산하의 각각의 수신기의 채널 환경을 포함하는 제 2 채널 행렬을 구하는 과정과,
    상기 제 2 채널 행렬을 이용하여 각각의 송신기 필터계수에 대해 노멀라이징하고 전송하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  44. 제 43항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 평균 채널 행렬일 경우, 상기 평균 채널 행렬에 대한 기대값(E[Hk])을 구하고, 상기 평균 채널 행렬에 대한
    Figure 112008090229532-pat00198
    을 구함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  45. 제 43항에 있어서,
    상기 제 1 행렬은 채널 코베리언스 채널 행렬일 경우, 채널 코베리언스 채널 행렬에 대한 기대값(E[Hk * Hk])을 구하는 것을 특징으로 하는 방법.
  46. 제 43항에 있어서,
    상기 제 2 행렬은 하기 <수학식 36>을 이용해 구해지는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00199
  47. 제 43항에 있어서,
    상기 제 2 채널 행렬을 이용하여 각각의 송신기 필터계수에 대해 노멀라이징 하는 과정은 하기 <수학식 37>를 이용해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
    Figure 112008090229532-pat00200
    여기서, Mk는 행렬 M의 k번째 열을 나타낸다.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8055192B2 (en) 2007-06-25 2011-11-08 Samsung Electronics Co., Ltd. Method of feeding back channel information and receiver for feeding back channel information
US8331481B2 (en) 2008-01-22 2012-12-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Method for channel state feedback by quantization of time-domain coefficients
KR101024105B1 (ko) * 2008-01-22 2011-03-22 한국전자통신연구원 시간영역 채널 값의 양자화를 이용한 채널 상태 전달 방법
KR101048596B1 (ko) * 2009-01-07 2011-07-12 포항공과대학교 산학협력단 채널 용량 개선 방법
CN111937320B (zh) * 2018-02-15 2023-11-17 瑞典爱立信有限公司 无线通信装置、用于该装置的方法和布置、以及可读介质
KR102195570B1 (ko) * 2019-04-18 2020-12-29 연세대학교 산학협력단 무선 통신 시스템에서 피드백 정보에 기반하여 빔 스케줄링을 수행하기 위한 장치 및 방법

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050019265A (ko) * 2003-08-18 2005-03-03 삼성전자주식회사 시분할다중접속/직교주파수분할다중화 시스템의 송신방법및 그 장치와, 수신방법 및 그 장치
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Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20050058269A (ko) * 2001-12-03 2005-06-16 퀄컴 인코포레이티드 Ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ 시스템에 대한 반복적인 검출 및 디코딩
KR20050019265A (ko) * 2003-08-18 2005-03-03 삼성전자주식회사 시분할다중접속/직교주파수분할다중화 시스템의 송신방법및 그 장치와, 수신방법 및 그 장치

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