KR100827547B1 - 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치 - Google Patents

직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치 Download PDF

Info

Publication number
KR100827547B1
KR100827547B1 KR1020070022345A KR20070022345A KR100827547B1 KR 100827547 B1 KR100827547 B1 KR 100827547B1 KR 1020070022345 A KR1020070022345 A KR 1020070022345A KR 20070022345 A KR20070022345 A KR 20070022345A KR 100827547 B1 KR100827547 B1 KR 100827547B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
noise ratio
symbol
partial correlation
snr
Prior art date
Application number
KR1020070022345A
Other languages
English (en)
Inventor
박동조
조용호
최승원
Original Assignee
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국과학기술원 filed Critical 한국과학기술원
Priority to KR1020070022345A priority Critical patent/KR100827547B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100827547B1 publication Critical patent/KR100827547B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/0079—Receiver details
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 OFDM 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 OFDM 수신기에서 정수배 주파수를 동기화하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법은, 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 단계, 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 단계, 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관구간의 길이(LSNR)를 결정하고, 각 부분상관구간에서 시프트된 심볼 Xk +d와 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 단계, 및 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00001
)로서 구하는 단계를 포함한다.
OFDM, 신호대잡음비, 정수배 주파수, 동기화

Description

직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법 및 장치{COARSE FREQUENCY SYNCHRONIZATION METHOD AND APPARATUS IN OFDM RECEIVER}
도 1은 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM) 수신기의 동기화 과정을 개략적으로 나타낸 순서도이다.
도 2는 OFDM 시스템에서 송수신되는 신호의 일예를 시간 영역에서 나타낸 도면이다.
도 3는 가산성 백색 가우시안 잡음(additive white Guassian noise; AWGN) 채널 환경에서 신호대잡음비(signal to noise ratio; SNR)가 변화할 때, 프레임 동기화 과정에서 발생하는 시간 오차 발생 확률의 누적분포함수(cumulative distribution function; CDF)이다.
도 4는 이동 채널 환경에서 SNR이 변화할 때, 프레임 동기화 과정에서 시간 오차 발생 확률의 누적분포함수이다.
도 5는 본 발명에 따른 정수배 주파수 동기화 방법의 개략적인 흐름도이다.
도 6은 본 발명 따른 정수배 주파수 동기화 장치의 개략적인 블록도이다.
본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing; OFDM) 기술에 관한 것으로, 보다 상세하게는 직교 주파수 분할 다중화 수신기에서 정수배 주파수를 동기화하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
한국에서 채택된 디지털 멀티미디어 방송(digital multimedia broadcasting; DMB)은 유럽의 지상파 라디오 표준으로 채택된 유레카-147(Eureka-147) 디지털 라디오 방송(digital audio boradcasting; DAB) 기술에 그 기반을 두고 있다. DMB 방송의 송신단에서, 오디오, 비디오 및 데이터 서비스 등의 서비스 신호는 오류 방지를 위하여 각각 개별적으로 부호화된 후 시간 영역(time domain)에서 인터리빙(interleaving)되고, 시간 영역에서 인터리빙된 각각의 서비스 신호들은 다중화되어 데이터 채널인 주 서비스 채널(main service channel; MSC)로 합쳐진다. 그 후, 다중화된 신호는 제어 채널인 고속정보채널(fast information channel; FIC)로 전송되는 다중화 배열 정보(multiplexing configuration information; MCI)와 서비스 정보(service informaton; SI)와 함께 주파수 영역에서 인터리빙된다. 이때, FIC로 전송되는 정보는 시간 지연을 허용하지 않기 때문에 시간 영역 인터리빙은 수행되지 않는다. 주파수 인터리빙된 비트열은 차동 4상 위상변조키잉(differential quadrature phase shift keying; DQPSK) 심볼로 매핑된 후 역고속 푸리에변환(inverse fast Fourier transform; IFFT)을 통해 OFDM 심볼이 생성된다. 그 후, OFDM 심볼은 무선 주파수(radio frequency; RF) 신호로 변조되어 전송된다.
전송된 신호를 수신하여 정보 신호를 복구하기 위해서는, 수신단에서 송신단과의 동기화가 요구된다. 도 1은 OFDM 수신기의 동기화 과정을 개략적으로 나타낸 순서도이다. OFDM 수신기에서 동기화 과정은 크게 프레임 동기화(frame synchronization), 정수배 주파수 동기화(coarse frequency synchronization), 심볼 동기화(symbol synchronization) 및 소수배 주파수 동기화(fine frequency synchronization) 과정으로 이루어진다.
우선, 도 2를 참조하여 프레임 동기화에 관하여 설명한다. 도 2는 OFDM 시스템에서 송수신되는 신호의 일예를 시간 영역에서 나타낸 도면이다. 프레임 동기화는 수신기에서 신호를 수신하여 정보 신호의 시작 시점을 찾는 과정을 의미한다. OFDM 시스템에서 송수신되는 신호는 널 심볼(null symbol) 구간, 위상 기준 심볼(phase reference symbol; PRS) 구간 및 정보 구간을 포함하며, 위상 기준 심볼 구간이 시작되는 시점(mideal)을 찾는 과정을 프레임 동기화라고 한다. 이때, 위상 기준 심볼 구간의 실제 시작점인 mideal과 프레임 동기화 과정에서 추정되는 시작점인 mstart 사이에는 τ만큼의 시간 오차가 발생한다. 프레임 동기화가 종료되면 프레임 동기화 과정으로부터 얻은 mstart를 이용하여 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform; FFT) 윈도우(window)를 결정하고 이를 이용하여 수신된 위상 기준 심볼을 복조한다. 그 후, 복조된 위상 기준 심볼을 이용하여 주파수 동기화를 수행한다. 주파수 동기화는 OFDM 시스템의 송신단에서의 각 부반송파의 주파수와 수신단에서 수신된 신호의 각 부반송파 주파수 사이의 오차를 찾아 그 오차를 제거하는 과정을 의미한다. 송수신단 사이의 부반송파의 주파수 오차는 부반송파간의 주파수 간격의 배수로 나타내며, 정수와 소수의 합으로 나타낼 수 있다. 우선, 정수 오차 를 정정하는 정수배 주파수 동기화를 수행하며, 그 후, 심볼 동기화를 수행하고 난 후 소수배 주파수 동기화를 수행한다. 정수배 주파수 오차에 관해서는 이후에 보다 상세히 설명하도록 한다.
정수배 주파수 오차를 추정하는 종래의 방법에서는, 프레임 동기화 과정의 시간 오차 τ가 임계값 이상으로 큰 경우에는, 수신 신호로부터 정보를 복구하는 것이 불가능하며, τ가 큰 경우에도 정보를 유효하게 복구하기 위해서는 정수배 주파수 오차를 계산하는 과정의 계산량이 너무 많은 문제점이 있다.
따라서, 본 발명은 정수배 주파수 동기화 과정에서 신호대잡음비에 따라 상관길이를 적응적으로 변화시키면서 임의의 수신환경에서도 적절한 계산량을 유지할 수 있는 정수배 주파수 동기화 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법은, 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 단계, 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 단계, 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관구간의 길이(LSNR)를 결정하고, 각 부분상관구간에서 시프트된 심볼 Xk +d와 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 단계, 및 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트 량(d)을 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00002
)로서 구하는 단계를 포함한다.
여기서, 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00003
)는,
Figure 112007018667694-pat00004
에 의해 계산하며, N은 부반송파의 개수이다.
여기서, 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼 구간을 포함하며, 신호대잡음비 추정 단계는, 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지(E1)를 계산하는 단계, 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지(E2)를 계산하는 단계, 및 제1 에너지(E1)와 제2 에너지(E2)의 비를 이용하여 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하는 단계를 포함한다. 즉, 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)는
Figure 112007018667694-pat00005
에 의해 계산한다.
본 발명의 다른 일 실시예에 따른 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 장치는, 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 신호대잡음비 추정부, 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 시프트부, 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk이 저장된 위상 기준 심볼 저장부, 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관 구간의 길이(LSNR)를 결정하는 부분상관 구간 결정부, 각 부분상관 구간에서 시프트된 심볼 Xk +d와 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 상관값 계산부, 및 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00006
)로서 구하는 정수배 주파수 오차 계산부를 포함한다.
여기서, 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00007
)는,
Figure 112007018667694-pat00008
에 의해 계산하며, N은 부반송파의 개수이다.
여기서, 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼 구간을 포함하며, 신호대잡음비 추정부는,
Figure 112007018667694-pat00009
에 의해 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하며, 여기서, E1은 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지이고, E2는 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지이다.
본 발명의 또 다른 일 실시예에 따른 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 프로그램이 탑재된 기록매체는, 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 명령, 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 명령, 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관구간의 길이(LSNR)를 결정하고, 각 부분상관구간에서 시프트된 심볼 Xk +d와 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 명령, 및 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00010
)로서 구하는 명령을 포함한다.
여기서, 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00011
)는,
Figure 112007018667694-pat00012
에 의해 계산하며, N은 부반송파의 개수이다.
여기서, 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼 구간을 포함하며, 신호대잡음비를 추정하는 명령은, 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지(E1)를 계산하는 명령, 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지(E2)를 계산하는 명령, 및 제1 에너지(E1)와 제2 에너지(E2)의 비를 이용하여 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하는 명령을 포함한다. 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)는
Figure 112007018667694-pat00013
에 의해 계산한다.
이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다.
전술한 바와 같이, OFDM을 기반으로 하는 유럽형 DAB 시스템은 DQPSK 방식을 이용한다. 송신기에서 복소 DQPSK 심볼은 N-포인트 역고속푸리에변환을 거쳐 변조된 후 송신된다. 역고속푸리에변환을 거쳐 변조된 n번째 OFDM 심볼은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00014
여기서, Xn ,k는 n번째 OFDM 심볼에서 k번째 부반송파에의 복소 DQPSK 신호이고, Ts는 OFDM 심볼의 시간 길이이다.
다중경로 페이딩 채널(multipath fading channel)을 통해 수신단에서 수신된 n번째 OFDM 심볼
Figure 112007018667694-pat00015
은 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00016
여기서 L은 다중경로의 개수, w(m)은 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN),
Figure 112007018667694-pat00017
,
Figure 112007018667694-pat00018
,
Figure 112007018667694-pat00019
는 각각 i번째 다중경로에서의 진폭 감쇄, 위상 천이 및 시간 지연이며,
Figure 112007018667694-pat00020
은 송수신단 사이에서의 주파수 오차를 의미한다. 수학식 2에서 주파수 오차
Figure 112007018667694-pat00021
는 부반송파간의 주파수 간격으로 정규화된 정수배 주파수 오차
Figure 112007018667694-pat00022
와 소수배 주파수 오차
Figure 112007018667694-pat00023
에 관한 항으로 나누어, 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00024
순환적 전치부호(cyclic prefix; CP)가 제거된
Figure 112007018667694-pat00025
은 N-포인트 고속푸리에변환(FFT)을 통해 복조된다. 설명을 단순화하기 위해, 심볼간 간섭(inter-symbol interference: ISI) 및 가산성 백색 가우시안 잡음을 무시하면, 복조된 n번째 OFDM 심볼에서 k번째 부반송파의 신호 Zn ,k는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00026
여기서, Hn ,k는 n번째 OFDM 심볼에서 k번째 부반송파에 대한 채널 응답이다. 수학식 4에서 소수배 주파수 오차에 관한 항인
Figure 112007018667694-pat00027
는 모든 부반송파 신호의 위상과 크기를 같은 값으로 변화시키는 것을 알 수 있다. 반면, 정수배 주파수 오차는 Xn ,k를
Figure 112007018667694-pat00028
만큼, 순환적 시프트(cyclic shift)시키는 것을 알 수 있다. 프레임 동기화 과정의 시간 오차 τ의 영향은 부반송파의 인덱스에 비례하는 위상변화를 초래하므로, 정수배 주파수 동기화 성능에 크게 영향을 미친다.
기존의 정수배 주파수 동기화 방법 중 하나는 노가미(Nogami) 방식으로서, 수신된 신호에 포함된 PRS와 수신단에서 미리 알고있는 PRS 사이의 전체 상관(full correlation)을 이용하여 정수배 주파수 오차를 추정하는 방식이다. 이 방법에 의 하면, 정수배 주파수 오차는 다음 식에 의해 구한다.
Figure 112007018667694-pat00029
위 식에서 Xk는 PRS의 k번째 부반송파 신호이다. τ는 부반송파의 인덱스에 비례하는 위상 변화를 일으키므로 부반송파 신호들에 대해 상관 구간의 길이가 길어질수록 시간 오차의 영향은 커지게 된다. 수학식 5에서 나타낸 바와 같이, 전체 상관을 이용한 방법은 시간 오차 τ의 영향으로 Z와 X 사이의 상관 정도가 작아지게 된다. 따라서, 전체 상관을 이용한 방법은 프레임 동기화 과정의 시간 오차에 민감하게 되고 시간 오차가 커질수록 매우 큰 성능 열화가 발생한다.
프레임 동기화 과정에서의 시간 오차의 영향에 의한 정수배 주파수 동기화 과정의 성능 열화를 방지하기 위해, 수신된 PRS와 미리 알고 있는 PRS를 구간을 나누어 상관값을 구하는 방법을 이용할 수 있다.
본 발명은 이러한 구간의 개수를 수신되는 신호의 SNR에 따라 적응적으로 조절하여 어떠한 수신 상황에서도 최적의 계산량으로 정보를 복원할 수 있는 방법을 제공한다.
본 발명에 의한 정수배 주파수 동기화 방법은, 우선 수신되는 신호의 SNR을 추정하는 단계를 포함한다. 우선, 도 2를 참조하여, 프레임 동기화 과정에서 수신 신호의 SNR을 추정하는 방법을 설명한다. 전술한 바와 같이, 수신된 OFDM 신호는 널 심볼 구간 및 위상 기준 심볼 구간을 포함한다. 우선, 수신된 신호의 프레임 동기화를 위해 위상 기준 심볼이 시작되는 시점을 추정한다. 수신된 신호에 대해 길이가 각각 L1, L2인 연속적인 에너지 윈도우를 슬라이딩하면서, 각 에너지 윈도우의 구간에 포함된 신호의 에너지(E1, E2)의 비가 최대가 되는 시점이 PRS 심볼 시작 시점으로 추정한다. 즉, PRS 심볼 시작 시점(
Figure 112007018667694-pat00030
)은 다음 식에 의해 계산한다.
Figure 112007018667694-pat00031
여기서,
Figure 112007018667694-pat00032
이다. 본 발명에서, L1은 미리 알고 있는 널 심볼 구간의 길이이고, L2는 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 구간의 길이이다.
프레임 동기화가 수행되어
Figure 112007018667694-pat00033
를 계산하고 난 후, m=
Figure 112007018667694-pat00034
인 경우에 대해, E1 및 E2는 각각 다음과 같이 나타낼 수 있다
Figure 112007018667694-pat00035
여기서,
Figure 112007018667694-pat00036
와
Figure 112007018667694-pat00037
는 각각 시간 영역에서 수신 신호 한 샘플의 지속기간 동안의 수신신호의 에너지 및 노이즈의 에너지이다.
수학식 7을 이용하여, E1과 E2의 비는 다음 식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00038
따라서, 수신된 신호의 신호대잡음비는 다음 식과 같이 E1과 E2의 비를 이용하여 추정할 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00039
다음으로, 프레임 동기화 과정에서 추정한 신호대잡음비를 이용하여 정수배 주파수를 동기화하는 방법을 설명한다.
본 발명에 따라, 정수배 주파수 오차는 다음 식에 의해 추정할 수 있다.
Figure 112007018667694-pat00040
여기서,
Figure 112007018667694-pat00041
는 위상 기준 심볼 중 (k·LSNR)+i 번째 심볼을 의미하고,
Figure 112007018667694-pat00042
는 수신 심볼 중 (k·LSNR)+i+d 번째 심볼의 공액복소수를 의미하며, N은 부반송파의 개수를 나타낸다. 본 발명에서, k, i LSNR 및 d는 모두 정수이다. LSNR 은 제안된 프레임 동기에서 추정된 신호대잡음비에 따라 변하는 부분상관구간의 길이이다. 부분 상관 구간의 길이 LSNR은 신호를 수신하는 동안 신호대잡음비가 소정의 변화량 이상으로 변화한 경우마다 재설정되거나, 일정 시간이 경과할 때마다 재설정될 수도 있다.
본 발명에 따른 정수배 주파수 오차를 추정하는 방법은 전체 상관을 이용하는 방법에 비해 시간 오차로 인한 부반송파 인덱스에 비례하는 위상 변화에 인한 영향을 감소시킬 수 있다. 프레임 동기화 과정에서의 시간 오차(τ)가 커질수록 부반송파 인덱스에 비례하는 위상 변화의 폭이 커지므로, 특정 신호대잡음비에서의 수신환경에서 발생할 수 있는 프레임 동기화 과정의 최대 시간 오차가 커질수록 부 분 상관 구간의 길이는 줄어들어야 한다. 즉, 프레임 동기화 과정에서 발생할 수 있는 최대 시간 오차와 부분 상관구간의 길이는 반비례해야 한다. 이를 식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112007018667694-pat00043
여기서, τL은 특정 신호대잡음비의 수신 환경에서 발생할 수 있는 프레임 동기화 과정에서의 최대 시간 오차이고, N은 OFDM 송수신 시스템에서 이용하는 부반송파의 개수이다.
본 발명에서는, 프레임 동기화 과정에서 추정한 신호대잡음비에 따라 부분 상관 구간의 길이를 변화시킴으로써, 신호대잡음비가 낮은 경우에도 안정적인 수신 성능을 달성할 수 있으며, 신호대잡음비가 충분히 높은 경우에는 불필요한 계산량을 감소시킬 수 있다. 또한 신호대잡음비가 큰 경우에는, 발생하는 시간 오차가 작아지면 추가적인 연산량 감소효과도 얻을 수 있게 된다.
이하, 본 발명의 일 실시예에 따라, 특정 신호대잡음비에 따른 부분 상관 구간의 길이를 결정하는 과정을 설명한다. 특정 채널 환경에서 송수신 시스템을 시뮬레이션하여 프레임 동기화 과정에서 발생할 수 있는 최대 시간 오차(τmax)를 결정하고, 최대 시간 오차에 따른 부분상관구간의 길이를 수학식 11을 이용하여 결정하였다. 시뮬레이션은 AGWN 채널 및 이동(mobile) 채널에서 각각 수행되었다. 이동 채널은 지수 분포를 따르는 전력 지연 프로파일(power delay profile; PDP)을 바탕으로 향상된 제이크(Jakes) 모델을 이용하여 형성하였다. RA 채널은 다중 경로가 적어 부가백색가우시안잡음 채널과 비슷한 특성을 갖기 때문에 모의 실험에서는 TU 채널만 고려하였으며, 유레카-147 DAB 시스템의 전송모드 I에서 쓰는 파라미터를 사용하였다. FFT-포인트 개수는 2048개이고 순환적 전치부호(CP)의 길이는 504 샘플이며, 널 심볼의 길이는 2656 샘플이다.
도 3는 AWGN 채널 환경에서 신호대잡음비가 변화할 때, 프레임 동기화 과정에서 발생하는 시간 오차 발생 확률의 누적분포함수(cumulative distribution function; CDF)이다. 도 4는 이동 채널 환경에서 신호대잡음비가 변화할 때, 프레임 동기화 과정에서 시간 오차 발생 확률의 누적분포함수이다. 신호대잡음비 변화에 따른 확률분포의 차이를 비교하기 위해 시뮬레이션 결과를 확률밀도함수(probability density function; PDF)가 아닌 누적분포함수 형태로 나타내었다.
도 3 및 도 4를 살펴보면, 신호대잡음비를 0㏈에서 10㏈사이에서 2㏈씩 변화시키면서, 프레임 동기화 과정에서 발생할 수 있는 시간 오차 발생 확률 분포를 누적분포함수 형태로 나타내었다. 신호대잡음비가 10㏈인 경우에는 프레임 동기화 과정에서 발생할 수 있는 시간 오차가 대부분 10 이하인 것을 알 수 있다. 또한, 신호대잡음비가 0㏈인 경우에는 프레임 동기화 과정에서 발생할 수 있는 시간 오차가 대부분 100 이내임을 알 수 있다. 즉, 신호대잡음비가 높을수록 발생할 수 있는 시간 오차의 값이 낮은 것을 알 수 있다.
이러한 시뮬레이션 결과를 이용하여 신호대잡음비에 따른 발생가능한 최대 시간 오차를 판정하고, 그에 따라 부분 상관 구간의 길이를 결정하였다. 각 신호대잡음비에서 발생 확률이 0.001 이상인 시간 오차 중에서 가장 큰 오차를 최대 시간 오차(τmax)로 정하였다.
이러한 시뮬레이션을 통해 얻어진 신호대잡음비에 따른 최대 시간 오차(τmax) 및 그에 따른 부분 상관 구간의 길이는 다음 표와 같다.
Figure 112007018667694-pat00044
즉, 신호대잡음비(SNR)가 0으로 상대적으로 낮은 경우에, 최대 타이밍 오차는 AWGN 채널에서는 130, 이동 채널에서는 140으로 상대적으로 높으므로, 부분 상관 구간의 길이를 줄여 수신 신호에서 정보를 유효하게 복구할 수 있다. 또한, 신호대잡음비가 20으로 상대적으로 높은 경우에는 최대 타이밍 오차가 AWGN 채널에서는 5, 이동 채널에서는 10으로 상대적으로 작으므로, 부분 상관구간의 길이를 64로 상대적으로 크게 함으로써 부분 상관 구간의 개수를 작게 함으로써 계산량을 감소시킬 수 있다. 신호대잡음비에 대응하는 부분 상관 구간의 길이는 본 발명을 설명하기 위한 예로서 설명하는 것으로서, 신호대잡음비에 따라 부분 상관 구간의 길이가 달라지기만 하면 되는 것이지, 반드시 표 1에 주어진 값으로 부분 상관 구간의 길이를 결정해야만 하는 것은 아니다.
도 5는 본 발명에 따른 정수배 주파수 동기화 방법의 개략적인 흐름도이다. 도 5를 참조하면,
Figure 112007018667694-pat00045
신호를 수신하여 프레임 동기화를 수행하고, 프레임 동기화 과정에서 프레임 시작점을 추정하여 순환적 전치부호를 제거하고, 수신된 심볼들을 직렬에서 병렬 신호로 변환하여 FFT를 수행한 후 주파수 영역에서 정수배 주파수 동기화를 수행한다. 정수배 주파수 동기화를 수행하는 과정에서, 프레임 동기화 과정에서 추정한 SNR을 이용하여, 그 SNR에 따른 적절한 부분 상관 구간의 길이를 적용함으로써 계산량을 최적화시킬 수 있다. SNR에 상응하는 부분 상관 구간의 길이는 수신기에 포함된 저장 장치에 룩업테이블의 형태로 미리 저장될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 정수배 주파수 동기화 장치의 개략적인 블록도이다. 도 6을 참조하여 본 발명에 따른 정수배 주파수 동기화 장치를 설명한다. 심볼 Xk를 포함하는 신호가 신호대잡음비 추정부(602) 및 시프트부(604)에 입력된다. 신호대 잡음비 추정부(602)는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정한다. 추정된 신호대잡음비는 부분상관 구간 결정부(608)에 입력된다. 부분상관 구간 결정부(608)는, 신호대잡음비에 대응하는 부분상관 구간의 길이를 결정하여 부분 상관 계산부(610)에 제공한다. 시프트부(604)는 정수배주파수 오차 계산부(612)로부터 제공받은 정수배 주파수 오차에 따라 입력된 심볼 Xk의 인덱스를 시프트시켜 부분 상관 계산부(610)에 제공한다. 또한, 위상 기준 심볼 저장부(606)는 미리 저장된 위상 기준 심볼 Zk를 부분 상관 계산부(610)에 제공한다. 부분 상관 계산부(610)는 정해진 각 부분상관 구간에서 시프트된 심볼 Xk +d와 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하고, 그 결과를 정수배 주파수 오차 계산부(612)로 제공한다. 정수배 주파수 오차 계산부(612)는 부분상관 구간 전체에 대한 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00046
)로서 계산한다. 여기서, 정수배 주파수 오차 계산부(612)에서, 다음 식에 의해 정수배 주파수 오차(
Figure 112007018667694-pat00047
)를 계산한다.
Figure 112007018667694-pat00048
여기서,
Figure 112007018667694-pat00049
는 위상 기준 심볼 중 (k·LSNR)+i 번째 심볼을 의미하고,
Figure 112007018667694-pat00050
는 수신 심볼 중 (k·LSNR)+i+d 번째 심볼의 공액복소수를 의미하며, N은 부반송파의 개수를 나타낸다.
이상의 설명에서, 다양한 구체적인 세부사항들은 본 발명의 철저한 이해를 제공하기 위해 설명한 것이다. 당업자는 이러한 구체적인 세부사항의 일부 또는 전부를 생략하고도 본 발명을 실시할 수 있음을 이해할 것이다. 또한, 본 발명을 불필요하게 불명료하게 하지 않도록 널리 공지된 구성 및 단계는 구체적으로 설명하지 않았다.
또한, 본 발명이 몇몇 바람직한 실시예의 형태로 설명하였지만 당업자는 본 발명의 상세한 설명에 의해 본 발명의 다양한 수정, 추가, 변형 및 등가 발명을 실현할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명은 발명의 사상 및 범위 내에 속하는 그러한 수정, 추가, 변형, 및 등가 발명을 포함하는 것으로 의도된다.
본 발명에 따른 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법 및 장치에 의해, 정수배 주파수 동기화 과정에서 신호대잡음비에 따라 상관길이를 적응적으로 변화시키면서 임의의 수신환경에서도 적절한 계산량을 유지할 수 있다.

Claims (11)

  1. 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 단계;
    상기 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 단계;
    상기 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관구간의 길이(LSNR)를 결정하고, 상기 각 부분상관구간에서 상기 시프트된 심볼 Xk +d와 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 단계; 및
    상기 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00051
    )로서 구하는 단계를 포함하는, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00052
    )는,
    Figure 112007018667694-pat00053
    에 의해 계산하며,
    여기서, N은 부반송파의 개수인, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼(PRS; phase reference symbol) 구간을 포함하며,
    상기 신호대잡음비 추정 단계는,
    상기 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지(E1)를 계산하는 단계;
    상기 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지(E2)를 계산하는 단계; 및
    상기 제1 에너지(E1)와 제2 에너지(E2)의 비를 이용하여 상기 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하는 단계를 포함하는, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)는
    Figure 112007018667694-pat00054
    에 의해 계산하는, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 방법.
  5. 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 신호대잡음비 추 정부;
    상기 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 시프트부;
    미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk이 저장된 위상 기준 심볼 저장부;
    상기 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관 구간의 길이(LSNR)를 결정하는 부분상관 구간 결정부;
    상기 각 부분상관 구간에서 상기 시프트된 심볼 Xk +d와 상기 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 상관값 계산부; 및
    상기 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00055
    )로서 구하는 정수배 주파수 오차 계산부를 포함하는, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00056
    )는,
    Figure 112007018667694-pat00057
    에 의해 계산하며,
    여기서, N은 부반송파의 개수인, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼 구간을 포함하며,
    상기 신호대잡음비 추정부는,
    Figure 112007018667694-pat00058
    에 의해 상기 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하며,
    상기 수학식에서, E1은 상기 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지이고, E2는 상기 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지인, 직교주파수분할다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화 장치.
  8. 심볼 Xk를 포함하는 수신 신호의 신호대잡음비를 추정하는 명령;
    상기 심볼 Xk를 소정의 시프트량(d)만큼 순환적으로 시프트시키는 명령;
    상기 추정된 신호대잡음비에 상응하는 부분상관구간의 길이(LSNR)를 결정하고, 상기 각 부분상관구간에서 상기 시프트된 심볼 Xk +d와 미리 알고 있는 위상 기준 심볼 Zk의 부분상관값을 계산하여 합산하는 명령; 및
    상기 부분상관값의 합이 최대가 되는 시프트량(d)을 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00059
    )로서 구하는 명령을 포함하는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 정수배 주파수 오차(
    Figure 112007018667694-pat00060
    )는,
    Figure 112007018667694-pat00061
    에 의해 계산하며,
    여기서, N은 부반송파의 개수인, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 수신 신호는 널 심볼 구간 및 수신 위상 기준 심볼 구간을 포함하며,
    상기 신호대잡음비를 추정하는 명령은,
    상기 널 심볼 구간에 포함된 제1 에너지(E1)를 계산하는 명령;
    상기 수신 위상 기준 심볼 구간에 포함된 제2 에너지(E2)를 계산하는 명령; 및
    상기 제1 에너지(E1)와 제2 에너지(E2)의 비를 이용하여 상기 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)를 계산하는 명령을 포함하는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 수신 신호의 신호대잡음비(SNR)는
    Figure 112007018667694-pat00062
    에 의해 계산하는, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
KR1020070022345A 2007-03-07 2007-03-07 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치 KR100827547B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070022345A KR100827547B1 (ko) 2007-03-07 2007-03-07 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020070022345A KR100827547B1 (ko) 2007-03-07 2007-03-07 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR100827547B1 true KR100827547B1 (ko) 2008-05-07

Family

ID=39649719

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020070022345A KR100827547B1 (ko) 2007-03-07 2007-03-07 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100827547B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102336119B1 (ko) * 2020-08-10 2021-12-06 현대오토에버 주식회사 직교주파수 분할 다중화(ofdm) 시스템의 주파수 동기화 방법

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08331007A (ja) * 1995-05-31 1996-12-13 Oki Electric Ind Co Ltd 同期追従回路
JP2003018122A (ja) 2001-07-03 2003-01-17 Toyo Commun Equip Co Ltd Ｏｆｄｍ装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08331007A (ja) * 1995-05-31 1996-12-13 Oki Electric Ind Co Ltd 同期追従回路
JP2003018122A (ja) 2001-07-03 2003-01-17 Toyo Commun Equip Co Ltd Ｏｆｄｍ装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102336119B1 (ko) * 2020-08-10 2021-12-06 현대오토에버 주식회사 직교주파수 분할 다중화(ofdm) 시스템의 주파수 동기화 방법

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7706428B2 (en) Low complexity inter-carrier interference cancellation
KR100865938B1 (ko) 무선 통신 시스템의 수신기에서 캐리어 주파수 옵셋 추정및 보상을 위한 장치 및 데이터 수신 방법
KR100601939B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서의 초기 주파수 동기 방법 및 장치
CN101981879B (zh) 使用降阶的fft和硬件内插器的宽带导频信道估计
CN101557378B (zh) Ofdm***中导频发送、信道估计和噪声功率估计方法
EP2141875B1 (en) Receiver and method for frequency offset estimation based on correlation techniques
KR20070068821A (ko) 직교주파수 분할 다중화 수신기에서 초기 반송파 주파수오프셋의 추정 장치 및 방법
US7778336B1 (en) Timing and frequency synchronization of OFDM signals for changing channel conditions
EP1757052A1 (en) A method for signal processing and a signal processor in an ofdm system
KR100896654B1 (ko) Ｏｆｄｍ 시스템의 다중경로 페이딩 채널의 지연 확산 추정장치 및 방법
JP2004519899A (ja) 複雑さが低減したチャンネル応答推定を有するマルチキャリヤ伝送システム
US9674024B2 (en) Method for transmitting a signal with a preamble and corresponding devices, signal with corresponding preamble for synchronization of a receiver
US7907674B2 (en) Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal receiver having reduced power consumption
KR101635072B1 (ko) Ｏｆｄｍ 송신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 장치
CN1984109A (zh) 通信***中的信道估计器及其信道估计方法
KR100827547B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중화 수신기의 정수배 주파수 동기화방법 및 장치
KR20100054987A (ko) Ｏｆｄｍ 시스템에서의 주파수 추정을 위한 장치 및 방법
KR100867999B1 (ko) Ｏｆｄｍ 기반의 디지털 신호 수신 장치 및 방법
CN102801683B (zh) 一种ofdm***帧同步与频率同步联合方法
KR20070076372A (ko) 셀룰러 시스템의 하향 링크 신호 생성 장치와 데이터 복원방법 및 장치
EP3425834B1 (en) Method for suppressing inter-subcarrier interference and noise signal, and orthogonal frequency division multiplexing receiver for performing same
KR20110068790A (ko) 주파수 영역의 채널 추정 장치 및 방법
KR100948511B1 (ko) 디맵퍼의 하드 디시젼을 이용한 채널 추정장치 및 채널 추정방법과 그 추정장치를 포함한 ｏｆｄｍ 수신장치
KR101219287B1 (ko) 차등변조 방식의 ｏｆｄｍ 시스템을 위한 채널 등화기 장치 및 채널 등화 방법
Williams et al. Robust OFDM timing synchronisation in multipath channels

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20120404

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee