KR100799856B1 - 고효율 하프-브리지 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법 - Google Patents

고효율 하프-브리지 ｄｃ／ｄｃ 컨버터 및 그 제어방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 부하변동이 매우 큰 PDP용 SMPS 등과 같이 전원부에 적용되는 경우, 최소 부하에서 최대 부하까지 전 영역에 걸쳐 고효율을 확보할 수 있는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터 및 그 제어방법에 관한 것으로,
본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터는, 전원에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치를 포함하고, 상기 제1, 제2 스위치 각각은 제1,제2 스위칭 신호에 따라 각각 스위칭 동작하고, 상기 제1,제2 스위칭 신호 각각은 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고, 상기 제1,제2 스위칭 신호는 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않는 스위칭부; 상기 스위칭부의 스위칭 동작에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터 및 커패시터에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부; 상기 트랜스부로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류 다이오드를 포함하는 정류부; 상기 정류부를 통해 출력되는 출력전압을 검출하는 피드백 회로부; 및 상기 피드백 회로부에 의해 검출된 전압에 따라 PWM 방식으로 고정 주파수를 갖는 상기 제1,제2 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하여 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 제어부를 포함한다.
또한, 이러한 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어방법을 제안한다.
SMPS, 전원장치, 직류/직류 컨버터, LLC공진, 고정 주파수, 비대칭 PWM 펄스폭

Description

고효율 하프-브리지 ＤＣ／ＤＣ 컨버터 및 그 제어방법{HIGH EFFICIENCY HALF-BRIDGE DC/DC CONVERTOR}
도 1은 종래 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 구성도.
도 2는 도 1의 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 다이오드 전류 및 전압 파형도.
도 3은 종래 공진형 DC/DC 컨버터의 구성도.
도 4는 본 발명에 따른 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 구성도.
도 5는 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 고정주파수 동작시 주요 신호 파형도.
도 6은 도 4 및 도 5의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 다이오드 전류 파형도.
도 7의 (a) 및 (b)는 도 3의 종래 공진형 DC/DC 컨버터 및 본 발명의 컨버터의 최소 부하상태에서의 주요 신호 파형도.
도 8의 (a) 내지 (d)는 도 4의 스위칭에 따른 동작별 회로도.
도 9의 (a) 및 (b)는 도 3의 종래 공진형 DC/DC 컨버터 및 본 발명의 DC/DC 컨버터의 효율 특성 그래프.
도 10은 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어방법을 보이는 플로우챠트.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *
100 : 제어부 200 : 스위칭부
300 : 트랜스부 400 : 정류부
500 : 피드백 회로부 Vin : 전원
Q1,Q2 : 제1,제2 스위치 SSW1,SSW2 : 제1 및 제2 스위칭 신호
OM1~OM4 : 제1,제2,제3 및 제4 동작모드
본 발명은 PDP 또는 LCD 등의 디스플레이의 전원부에 적용되는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 고정 스위칭 주파수를 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 방식으로 제어하고, 전류공진 방식을 채택함으로써, 부하변동이 매우 큰 PDP용 SMPS 등과 같이 전원부에 적용되는 경우, 최소 부하에서 최대 부하까지 전 영역에 걸쳐 고효율을 확보할 수 있고, 정류 다이오드의 스위칭 스트레스를 낮출 수 있는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, 스위칭 모드 파워 서플라이(Switching Mode Power Supply : 이하, SMPS라 함)는 전력용 MOSFET등 반도체 소자를 스위치로 사용하여 직류 전압을 일단 구형파 형태의 전압으로 변환한 후, 필터에 의해 변환되는 직류 출력 전압을 공급하는 전원장치이다.
이러한 SMPS는, 반도체 소자의 스위칭 프로세서를 이용하여 전력의 흐름을 제어함으로 종래의 리니어 방식의 전원 공급장치에 비해 효율이 높고 내구성이 강하며, 소형, 경량화에 유리한 안정화 전원 장치이다.
종래 전원장치에 포함되는 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터를 도 1을 참조하여 설명한다.
도 1은 종래 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 구성도이다.
도 1에 도시된 종래 비대칭 하프-브리지(Asymmetrical Half-Bridge:AHB) DC/DC 컨버터는, 비대칭 고정주파수 펄스폭 변조 컨버터로서, 위상의 동일 레벨이 서로 중첩되지 않고 대칭인 2개의 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)를 제공하는 스위칭 제어부(21)와 전원(Vin)에서 접지로 연결된 2개의 제1,제2 스위치(Q1,Q2)를 포함하고, 상기 제1 스위치(Q1)는 상기 제1 스위칭신호(SSW1)에 따라 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위치(Q2)는 상기 제2 스위칭신호(SSW2)에 따라 스위칭 동작하는 스위칭부(22)와, 상기 스위칭부(22)의 스위칭에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하는 트랜스부(23)와, 상기 트랜스부(23)로부터의 전압을 정류하고 평활하는 정류부(24)와, 상기 정류부(24)를 통해 출력되는 전압을 검출하여 상기 스위칭 제어부(21)로 공급하여 상기 출력전압을 일정하게 유지시키는 피드백 회 로부(25)를 포함한다.
이와 같은 종래 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터에서는, 정류부의 다이오드에 스트레스가 발생되는 문제점이 있고, 이에 대해 도 2를 참조하여 설명한다.
도 2는 도 1의 비대칭 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 다이오드 전류 및 전압 파형도로서, 도 2에 도시된 바와 같이, 상기 정류부의 제1 다이오드(D1)에 흐르는 전류(ID1)는 영전류가 아닌 상태에서 턴온되고, 또한 상기 정류부의 제2 다이오드(D2)도 영전류가 아닌 상태에서 턴오프되며, 이때 상기 제1 다이오드(D1)의 전압(VD1)이 하이레벨이므로, 상기 정류부의 제1 및 제2 다이오드(D1,D2)에 스트레스가 발생되어, 이에 따라 효율이 떨어지는 문제점이 있다.
도 3은 종래 공진형 DC/DC 컨버터의 구성도이다.
도 3에 도시된 종래의 공진형 DC/DC 컨버터는, 대칭 고정 듀티비 주파수 변조 컨버터로서, 위상의 동일 레벨이 서로 중첩되지 않고 대칭인 2개의 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)를 제공하는 스위칭 제어부(31)와 전원(Vin)에서 접지로 연결된 2개의 제1,제2 스위치(Q1,Q2)를 포함하고, 상기 제1 스위치(Q1)는 상기 제1 스위칭신호(SSW1)에 따라 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위치(Q2)는 상기 제2 스위칭신호(SSW2)에 따라 스위칭 동작하는 스위칭부(32)와, 상기 스위칭부(32)의 스위칭에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕턴스(Lr,Lm)의 인덕턴스 및 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부(33)와, 상기 트랜스부(33)로부터의 전압을 정류하고 평활하는 정류부(34) 와, 상기 정류부(34)를 통해 출력되는 전압을 검출하여 상기 제어부(31)로 공급하여 상기 출력전압을 일정하게 유지시키는 피드백 회로부(35)를 포함한다.
이와 같은 컨버터에서, 상기 트랜스부(33)에 포함되는 1차 권선의 인덕터(Lr,Lm)의 인덕턴스 및 커패시터(Cr)의 커패시턴스가 공진을 일으켜서 제2 스위치(Q2)에 전압이 뜨면 상기 제2 스위치(Q2)가 오프되고, 이때, 상기 제2 스위치(Q2)가 온될 때 까지 전류는 제1 스위치(Q1)를 통해 트랜스부로 흐르게 된다.
그러나, 종래의 가변주파수 대칭 공진형 컨버터는, 부하변동이 매우 큰 PDP용 SMPS 등과 같이 전원부에 적용되는 경우, 최소 부하에서는 주파수가 증가하여 스위칭온 시간이 너무 짧아지므로, 공진탱크의 순환전류가 여자시킬 만큼 충분한 전류가 형성되기 이전에 스위칭 오프된다. 이에 따라, 트랜스의 1차측에서의 에너지가 2차측으로 거의 전달되지 못하게 되어, 결국 효율을 떨어뜨리는 문제점이 있다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로, 그 목적은, 고정 스위칭 주파수를 이용하여 PWM 방식으로 제어하고, 전류공진 방식을 채택함으로써, 부하변동이 매우 큰 PDP용 SMPS 등과 같이 전원부에 적용되는 경우, 최소 부하에서 최대 부하까지 전 영역에 걸쳐 고효율을 확보할 수 있고, 정류 다이오드의 스위칭 스트레스를 낮출 수 있는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터를 제공하는데 있다.
상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터는, 전원에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치를 포함하고, 상기 제1, 제2 스위치 각각은 제1,제2 스위칭 신호에 따라 각각 스위칭 동작하고, 상기 제1,제2 스위칭 신호 각각은 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고, 상기 제1,제2 스위칭 신호는 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않는 스위칭부; 상기 스위칭부의 스위칭 동작에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터 및 커패시터에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부; 상기 트랜스부로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류 다이오드를 포함하는 정류부; 상기 정류부를 통해 출력되는 출력전압을 검출하는 피드백 회로부; 및 상기 피드백 회로부에 의해 검출된 전압에 따라 PWM 방식으로 고정 주파수를 갖는 상기 제1,제2 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하여 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 제어부는, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 온 상태와, 상기 제2 스위치의 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터에 충전을 개시하는 제1 동작모드와, 상기 제1 스위치를 스위칭 오프시키고, 상기 제2 스위치를 스위칭 온시켜, 상기 제2 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하면서 점차 감소하고, 상기 커패시터에 충전완료하는 제2 동작모드와, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 오프 상태와, 상기 제2 스위치의 온 상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터를 방전개시하여, 상기 제2 스위치에 정방향 전류가 흐르기 시작하는 제3 동작모드와, 상기 제1 스위치를 스위칭 온시키고, 상기 제2 스위치를 스위칭 오프시켜, 상기 커패시터의 방전을 완료하는 제4 동작모드로 순차적으로 제어하는 것을 특징으로 한다.
상기 제1 스위치는, 오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭되는 영전압 스위칭을 수행하는 것을 특징으로 한다.
상기 제2 스위치는, 오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭되는 영전압 스위칭을 수행하는 것을 특징으로 한다.
상기 정류부는, 정류다이오드에 흐르는 전류를 상기 트랜스부의 공진에 동기시켜, 상기 정류부의 정류다이오드에서 영전류 스위칭(Zero-Current Switching :ZCS)을 수행하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어방법은, 전원에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치를 포함하는 스위칭부와, 상기 스위칭부의 스위칭 동작에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터 및 커패시터에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부와, 상기 트랜스부로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류 다이오드를 포함하는 정류부와, 고정 주파수를 갖는 상기 제1,제2 스위칭 신호의 PWM 펄스폭을 조절하여 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 제어부를 포함하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터에서의 제어 방법에 있어서, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 스위칭 온상태와 상기 제2 스위치의 스위칭 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터에 충전을 개시하는 제1 동작모드를 수행하는 단계; 상기 제2 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 오프시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 온시켜 상기 제2 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제2 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 충전을 완료하는 제2 동작모드를 수행하는 단계; 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 스위칭 오프상태와 상기 제2 스위치의 스위칭 온 상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터를 방전개시하여, 상기 제2 스위치에 정방향 전류가 흐르기 시작하는 제3 동작모드를 수행하는 단계; 및 상기 제1 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 온시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 오프시켜 상기 제1 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제1 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 방전을 완료하는 제4 동작모드를 수행하는 단계를 포함하고, 상기 제1,제2,제3 및 제4 동작모드를 순차적인 순환 실행하는 것을 특징으로 한다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.
도 4는 본 발명에 따른 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 구성도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명에 따른 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터는, 제어부(100), 스위칭부(200), 트랜스부(300), 정류부(400) 및 피드백 회로부(500)를 포 함한다.
상기 제어부(100)는, 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않고 가변되는 펄스폭을 갖는 2개의 비대칭 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)를 제공하고, 출력전압의 크기에 따라 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)의 펄스폭을 PWM방식으로 가변한다.
상기 스위칭부(200)는, 전원(Vin)에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치(Q1,Q2)를 포함하고, 상기 제1 스위치(Q1)는 상기 제1 스위칭신호(SSW1)에 따라 스위칭 동작하고, 상기 제2 스위치(Q2)는 상기 제2 스위칭신호(SSW2)에 따라 스위칭 동작한다.
상기 트랜스부(300)는, 상기 스위칭부(200)의 스위칭에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터(Lr,Lm)의 인덕턴스 및 커패시터(Cr)의 커패시턴스에 의해 전류 공진이 이루어진다.
상기 정류부(400)는, 상기 트랜스부(300)로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환한다.
상기 피드백 회로부(500)는, 상기 출력전압을 일정하게 유지하기 위해, 상기 정류부(400)를 통해 출력되는 전압을 검출하여 상기 제어부(100)로 공급한다.
또한, 상기 제어부(200)는, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)의 레벨 상태에 따라 제1,제2,제3 및 제4 동작모드(OM1~OM4)를 순차적으로 반복 수행하며, 상기 제1 동작모드(OM1)에서는, 상기 제1,제2 스위치(Q1,Q2)를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치(Q1)의 스위칭 온상태와 상기 제2 스위치(Q2)의 스위칭 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치(Q1)에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터(Cr)에 충전을 개시한다. 상기 제2 동작모드(OM2)에서는, 상기 제1 스위치(Q1)를 스위칭 오프시키고, 상기 제2 스위치(Q2)를 스위칭 온시켜, 상기 제2 스위치(Q2)에 역방향 전류(IQ2)가 흐르기 시작하고, 상기 커패시터(Cr)에 충전완료한다. 상기 제3 동작모드(OM3)에서는, 상기 제1,제2 스위치(Q1,Q2)를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치(Q1)의 스위칭 오프상태와 상기 제2 스위치(Q2)의 스위칭 온 상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터(Cr)를 방전개시하여, 상기 제2 스위치(Q2)에 정방향 전류가 흐르기 시작한다. 그리고, 상기 제4 동작모드(OM4)에서는, 상기 제1 스위치(Q1)를 스위칭 온시키고, 상기 제2 스위치(Q2)를 스위칭 오프시켜, 상기 커패시터(Cr)의 방전을 완료한다.
상기 제1 스위치(Q1)는, 오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭된다. 상기 제2 스위치(Q2)는, 오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭된다. 이와 같이, 상기 제1 및 제2 스위치(Q1,Q2)는 영전압 스위칭(Zero-Voltage Switching :ZVS)을 수행한다.
또한, 상기 정류부(400)는, 정류다이오드에 흐르는 전류를 상기 트랜스부의 공진에 동기시켜, 상기 정류부의 정류다이오드에서 영전류 스위칭(Zero-Current Switching :ZCS)을 수행하고, 이러한 영전류스위칭은 상기 정류부(400)의 다이오드 스위칭 스트레스를 줄일 수 있다.
도 5는 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 고정주파수 동작시 주 요 신호 파형도로서, 도 5는 고정주파수 동작시 최대 부하(Max load)일때의 주요 신호 파형도이다.
도 5에서, P1은 상기 제1 및 제2 스위치(Q1,Q2)가 스위칭 상태가 변화되는 구간이다.
도 6은 도 4 및 도 5의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 다이오드 전류 파형도로서, 도 6에서, VD1은 상기 정류부의 제1 다이오드(D1)에 걸리는 전압이고, ID1은 상기 정류부의 제1 다이오드(D1)에 흐르는 전류이고, ID2는 상기 정류부의 제2 다이오드(D2)에 흐르는 전류이다.
도 7의 (a) 및 (b)는 도 3의 종래 공진형 DC/DC 컨버터 및 본 발명의 컨버터의 최소 부하상태에서의 주요 신호 파형도로서, 도 7의 (a)는 종래의 컨버터에 의한 가변주파수 동작시 최소 부하(Min load)일때의 주요 신호 파형도이고, 도 7의 (b)는 본 발명의 컨버터에 의한 고정주파수 동작시 최소 부하(Min load)일때의 주요 신호 파형도이다.
도 7의 (a)에서, P2,P3은 본 발명의 컨버터에서 최소부하시 2차로 전달되는 1차와 동일한 에너지를 보이고 있으며, PO1,PO2는 종래의 컨버터에서 최소부하시 2차로 전달되는 에너지가 1차 에너지 대비 거의 없음을 보이고 있다.
도 5 및 도 7의 (b)에서, 상기 제1 스위칭 신호(SSW1)와 제2 스위칭 신호(SSW2)는, 각각 고정 주파수를 가지고, 서로 다른 펄스폭을 갖는 역 위상 관계를 가지면서, 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않는 스위칭 신호이다. VDS1은 상기 제1 스위칭 신호(SSW1)의 상태에 따라 온/오프 스위칭되는 제1 스위치(Q1)의 소오스 및 드레인 단간 전압이다. 상기 VDS2는 상기 제2 스위칭 신호(SSW2)의 상태에 따라 온/오프 스위칭되는 제2 스위치(Q2)의 소오스 및 드레인 단간 전압이다. IQ1은 상기 제1 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류이고, IQ2는 상기 제2 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류이다. 또한, ID1 내지 ID4는 상기 정류부(400)의 브리지 다이오드(D1~D4) 각각을 통해 흐르는 전류이다.
도 8의 (a) 내지 (d)는 도 4의 스위칭에 따른 동작별 회로도이다.
도 8의 (a)는 본 발명의 컨버터가 제1 동작모드일 때의 전류흐름이고, 도 8의 (b)는 본 발명의 컨버터가 제2 동작모드일 때의 전류흐름이고, 도 8의 (c)는 본 발명의 컨버터가 제3 동작모드일 때의 전류흐름이다. 그리고, 도 8의 (d)는 본 발명의 컨버터가 제4 동작모드일 때의 전류흐름이다.
도 9의 (a) 및 (b)는 도 3의 종래 공진형 DC/DC 컨버터 및 본 발명의 DC/DC 컨버터의 효율 특성 그래프이다.
도 9의 (a)는 종래 컨버터의 효율 특성 그래프이고, 도 9의 (b)는 본 발명에 따른 컨버터의 효율 특성 그래프이다.
도 10은 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어방법을 보이는 플로우챠트이다.
도 10에서, S910은 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 스위칭 온상태와 상기 제2 스위치의 스위칭 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터에 충전을 개시하는 제1 동작모드를 제어하는 단계이다.
S920은 상기 제2 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 오프시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 온시켜 상기 제2 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제2 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 충전을 완료하는 제2 동작모드를 수행하는 단계이다.
S930은, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 스위칭 오프상태와 상기 제2 스위치의 스위칭 온 상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터를 방전개시하여, 상기 제2 스위치에 정방향 전류가 흐르기 시작하는 제3 동작모드를 수행하는 단계이다.
S940은, 상기 제1 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 온시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 오프시켜 상기 제1 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제1 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 방전을 완료하는 제4 동작모드를 수행하는 단계이다.
이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.
도 4 내지 도 10을 참조하여 본 발명을 설명한다.
도 4에서, 본 발명의 제어부(100)는, 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않고, PWM 방식에 의해 제어되는 펄스폭을 갖는 2개의 비대칭 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)를 제공하고, 또한, 출력전압의 크기에 따라 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)의 펄스폭을 PWM 방식으로 가변한다. 상기 스위칭부(200)의 제1 스위치(Q1)는 상기 제1 스위칭신호(SSW1)에 따라 스위칭 동작하고, 상기 스위칭부(200)의 제2 스위치(Q2)는 상기 제2 스위칭신호(SSW2)에 따라 스위칭 동작한다.
이후, 상기 트랜스부(300)는, 상기 스위칭부(200)의 스위칭동작에 따라 상기 스위칭 동작과 동기되어 공진을 수행하고, 상기 스위칭부(200)로부터 1차 권선에 인가되는 전압을 권선비율에 따라 2차 권선으로 변환한다. 본 발명의 정류부(400)는, 상기 트랜스부(300)로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환한다. 그리고, 본 발명의 피드백 회로부(500)는 상기 정류부(400)를 통해 출력되는 전압을 검출하여 상기 제어부(100)로 공급하여 상기 출력전압을 일정하게 유지시킨다.
이때, 상기 제어부(100)는, 상기 피드백 회로부(500)에 의해 검출된 전압에 기초해서 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)의 펄스폭을 PWM 방식으로 가변하여 상기 정류부(400)를 통해 출력되는 출력전압이 일정한 전압으로 되도록 제어한다.
이와 같은 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터에서, 스위칭 제어부(100)는, 전술한 바와 같이 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고 하이레벨과 로우레벨중 동일 레벨이 서로 중첩되지 않는 2개의 제1,제2 스위칭 신호(SW1,SW2)를 스위칭부(200)로 제공하고, 또한 전원(Vin)을 상기 스위칭부(200)로 제공한다. 또한, 상기 제어부(100)는, 상기 제1,제2 스위칭 신호(SW1,SW2)의 레벨 상태에 따라 상기 스위칭부(200)를 서로 다른 4개의 제1 동작모드 내지 제4 동작모드(OM1~OM4)를 수행한다. 상기 제1 내지 제4 동작 모드 각각에 대해서 도 4 및 도 9를 참조하여 설명한다.
도 4 및 도 8을 참조하면, 먼저, 상기 제1 동작모드(OM1)에서는, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 하이레벨 및 로우레벨로 유지 되어서, 상기 제1 스위치(Q1)가 스위칭 온 상태와 상기 제2 스위치(Q2)가 스위칭 오프 상태가 유지된다.
즉, 도 4 및 도 5에 보인 바와 같이, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 하이레벨 및 로우레벨로 유지되면, 상기 제1 스위치(Q1)는 온상태로 유지되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 오프상태로 유지되므로, 상기 스위치(Q1)를 통해 순방향 전류가 흐르기 시작하여, 상기 커패시터(Cr)의 충전이 개시되며, 상기 제2 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류(IQ2)는 없다.
이에 따라, 상기 제1 스위치(Q1)의 드레인-소오스간 전압(VDS1)은 로우레벨이고, 상기 제2 스위치(Q2)의 드레인-소오스간 전압(VDS2)은 하이레벨이다.
도 4 및 도 8의 (a)를 참고하여 상기 제1 동작모드에서의 상기 트랜스의 1차 전류 루프에 대해서 설명한다.
도 4를 참조하면, 상기 제1 스위치(Q1)는 온상태로 유지되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 오프상태로 유지되면, 상기 트랜스부(300)의 1차측에서의 전류는, 도 8의 (a)에 도시한 바와 같이, 상기 제1 스위치(Q1), 커패시터(Cr), 코일(Lr,Lm)을 통해 흐르게 된다.
이에 따라, 상기 트랜스부(300)의 2차측에서의 전류는, 상기 정류부(400)의 제1 및 제4 다이오드(D1,D4)를 통해 흐른다(도 10의 S910).
다음, 상기 제2 동작모드(OM2)에서는, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 천이되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 오프되고 상기 제2 스위치(Q2)는 온된다.
즉, 도 4 및 도 5에 보인 바와 같이, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 천이되면, 상기 제2 스위치(Q2)의 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르기 시작하면서 영전압상태인 제2 스위치(Q2)가 턴온되어 영전압스위칭(ZVS)이 이루어지고, 상기 커패시터(Cr)의 충전이 완료된다. 그리고, 상기 제1 스위치(Q1)는 오프상태로 된다.
이에 따라, 상기 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류(IQ1)는 없고, 상기 제2 스위치(Q2)의 바디 다이오드를 통해 흐르는 전류(IQ2)는 점차 감소한다. 그리고, 상기 제1 스위치(Q1)의 드레인-소오스간 전압(VDS1)은 하이레벨이고, 상기 제2 스위치(Q2)의 드레인-소오스간 전압(VDS2)은 로우레벨이다.
도 4 및 도 8의 (b)를 참고하여 상기 제2 동작모드에서의 상기 트랜스의 1차 전류 루프에 대해서 설명한다.
도 4를 참조하면, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 천이되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 오프되고 상기 제2 스위치(Q2)는 온된다. 이에 따라, 기존 전류 루프가 없어지고, 상기 제2 스위치(Q2)의 턴온에 따라, 상기 제2 스위치(Q2)를 통해 흐르던 전류는, 도 8의 (b)에 도시한 바와 같이, 상기 제2 스위치(Q2), 트랜스(300)의 1차측 코일(Lr,Lm) 및 커패시터(Cr)를 통해 흐르게 된다.
이에 따라, 상기 트랜스부(300)의 1차측에서의 전류는, 상기 정류부(400)의 제1 및 제4 다이오드(D1,D4)를 통해 흐른다(도 10의 S920).
한편, 상기 제1 스위치(Q1)는 오프상태로 되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 온상태로 유지되면, 상기 제2 동작모드(OM2)에서 하기 제3 동작모드로 진행되면서 상기 트랜스의 전류 공진에 의해 상기 정류부의 정류 다이오드(D1~D4)에서 제로 전류 스위칭(ZCS)이 이루어진다.
그 다음, 상기 제3 동작모드(OM3)는, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 유지되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 오프 상태로 유지되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 온 상태로 유지된다.
즉, 도 4 및 도 5에 보인 바와 같이, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 유지되면, 상기 제1 스위치(Q1)는 오프상태로 유지되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 온상태로 유지되므로, 상기 커패시터(Cr)의 방전이 개시되고, 상기 스위치(Q1)를 통해 흐르는 전류(IQ1)는 없고, 상기 제2 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류(IQ2)는 증가하다가 감소한다.
이에 따라, 상기 제1 스위치(Q1)의 드레인-소오스간 전압(VDS1)은 하이레벨이고, 상기 제2 스위치(Q2)의 드레인-소오스간 전압(VDS2)은 로우레벨이다.
도 4 및 도 8의 (c)를 참고하여 상기 제3 동작모드에서의 상기 트랜스의 1차 전류 루프에 대해서 설명한다.
도 4를 참조하면, 전술한 바와 같이 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 로우레벨 및 하이레벨로 유지되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 오프 상태로 유지되고 상기 제2 스위치(Q2)는 온 상태로 유지된다. 이때, 상기 트랜스부(300)의 1차측에서의 전류는, 도 8의 (c)에 도시한 바와 같이, 상기 제2 스위치(Q2), 트랜스(300)의 1차측 코일(L1), 코일(Lr,Lm)을 통해 흐르게 되고, 상기 트랜스부(300)의 1차측에서의 전류는, 상기 정류부(400)의 제2,제3 다이오드(D2,D3)를 통해 흐른다(도 10의 S930).
전술한 제3 동작모드에서는, 도 6에 도시한 바와 같이, 영전류상태에서, 상기 정류부(400)의 제1,제4 다이오드(D1,D2)는 오프되고, 상기 정류부(400)의 제2,제3 다이오드(D2,D3)가 온되어, 영전류스위칭(ZCS)이 이루어진다. 이러한 영전류스위칭은 상기 정류부(400)의 다이오드의 스위칭 스트레스를 줄일 수 있다.
그리고, 상기 제4 동작모드(OM4)에서는, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 하이레벨 및 로우레벨로 천이되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 온 상태로 되고 상기 제2 스위치(Q2)는 오프 상태로 된다.
즉, 도 4 및 도 5에 보인 바와 같이, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 하이레벨 및 로우레벨로 천이되면, 상기 제1 스위치(Q1)의 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르기 시작하면서 영전압상태인 제1 스위치(Q1)가 턴온되어 영전압스위칭(ZVS)이 이루어지고, 상기 커패시터(Cr)의 방전이 완료된다. 그리고, 상기 제2 스위치(Q2)는 오프상태로 된다.
이에 따라, 상기 제1 스위치(Q1)의 바디 다이오드를 통해 흐르는 전류(IQ1)는 점차 감소하고, 상기 제2 스위치(Q2)를 통해 흐르는 전류(IQ2)는 없다. 또한, 상기 제1 스위치(Q1)의 드레인-소오스간 전압(VDS1)은 로우레벨이고, 상기 제2 스위치(Q2)의 드레인-소오스간 전압(VDS2)은 하이레벨이다.
도 4 및 도 8의 (d)를 참고하면, 상기 제4 동작모드에서의 상기 트랜스의 1차 전류 루프에 대해서 설명한다.
도 4를 참조하면, 상기 제1 및 제2 스위칭 신호(SSW1,SSW2)가 각각 하이레벨 및 로우레벨로 천이되면서 상기 제1 스위치(Q1)는 온 상태로 되고, 상기 제2 스위치(Q2)는 오프 상태로 되면서 수행된다. 이에 따라 기존 전류 루프가 없어지고, 상기 제1 스위치(Q1)가 턴온되면서 상기 제1 스위치(Q1)를 통해 흐르던 전류는, 도 8의 (d)에 도시한 바와 같이, 상기 제1 스위치(Q1), 커패시터(Cr), 코일(Lr,Lm)을 통해 흐르게 된다.
이에 따라 상기 트랜스부(300)의 1차측에서의 전류는, 상기 정류부(400)의 제2 및 제3 다이오드(D2,D3)를 통해 흐른다(도 10의 S940).
다른 한편, 상기 제2 스위치(Q2)의 오프상태와, 상기 제1 스위치(Q1)의 온상태가 유지되면, 상기 제4 동작모드(OM4)에서 다시 상기 제1 동작모드로 진행되면서 상기 정류부의 정류 다이오드에서 상기 트랜스의 전류 공진에 의해 제로 전류 스위칭(ZCS)이 이루어진다.
전술한 바와 같이, 도 7a 및 도 7b를 대비하여 비교하면, 본 발명의 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터는 종래의 컨버터에 비해 높은 효율을 갖는데, 이에 대해서 정리하면 하기 표1과 같다.
종래(가변주파수 공진) 본 발명(고정주파수 공진)
효율 낮음(최소부하 상태에서(도 7a)) 높음(최소부하상태에서(도 7b))
특징 낮은 부하영역에서는 효율 낮음 전부하 영역에 걸쳐 고효율 동작
적용 부하변동폭이 큰 용도에 부적합 부하변동이 큰 PDP SMPS에 적합
도 7의 (a)에 도시된 PO1,PO2를 참조하면, 종래의 가변주파수 타입 컨버터에서는, 최소부하시 스위칭 주파수가 높아져서 스위칭 시간이 너무 짧아지므로 이에 따라 상기 가변주파수 타입의 트랜스의 1차 순환 전류가, 2차로 충분히 전달되지 않기 때문에 무효전력이 높아지고, 결국 종래의 가변주파수 타입의 컨버터는, 최소부하에서 효율이 도 7의 (b)와 비교하면 본 발명의 컨버터에 비해 상대적으로 낮다.
이에 반해, 도 7의 (b)의 P2,P3을 참조하면, 본 발명의 고정 주파수 타입의 컨버터에서는, 부하상태에 관계없이 스위칭시간이 일정하므로, 최소부하시에도 충분한 스위칭 시간이 확보되고, 이에 따라 상기 트랜스의 1차 순환 전류가 2차측으로 충분히 전달되어 유효 전력이 상승하고, 이러한 동작에 따르면, 본 발명의 컨버터는 최소부하에서 효율이 높다.
상기한 바와 같이 동작하는 본 발명의 컨버터는 높은 효율로 동작하며, 특히 최소 부하조건에서도, 종래 공진형 컨버터보다 높은 효율을 나타낸다. 이에 대해서 도 9를 참조하여 설명한다.
도 9의 (a)를 참조하면, 종래 방식의 경우, 부하 80W이하에서는 효율이 90%가 되지 않으며, 380W~500W 영역에서만 96% 이상 효율로 동작한다. 이에 반해, 도 9의 (b)를 참조하면, 본 발명의 컨버터에서는, 50W~500W 이상의 영역에서 96% 이상 높은 효율로 동작함을 알 수 있다. 이에 따르면, 부하변동이 큰 PDP용 서스테인 전압부에 적합한 방식임을 알 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고 특허청구범위에 의해 한정되며, 본 발명의 장치는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백하다.
상술한 바와 같은 본 발명에 따르면, PDP 또는 LCD 등의 디스플레이의 전원부(SMPS)에 적용되는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터에서, 고정 스위칭 주파수를 이용하여 PWM 방식으로 제어하고, 전류공진 방식을 채택함으로써, 부하변동이 매우 큰 PDP용 SMPS 등과 같이 전원부에 적용되는 경우, 최소 부하에서 최대 부하까지 전 영역에 걸쳐 고효율을 확보할 수 있고, 정류 다이오드의 스위칭 스트레스를 낮출수 있다.

Claims (6)

  1. 전원에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치를 포함하고, 상기 제1, 제2 스위치 각각은 제1,제2 스위칭 신호에 따라 각각 스위칭 동작하고, 상기 제1,제2 스위칭 신호 각각은 하이레벨과 로우레벨로 이루어지고, 상기 제1,제2 스위칭 신호는 하이레벨과 로우레벨중 서로 동일 레벨로 중첩되지 않는 스위칭부;
    상기 스위칭부의 스위칭 동작에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터 및 커패시터에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부;
    상기 트랜스부로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류 다이오드를 포함하는 정류부;
    상기 정류부를 통해 출력되는 출력전압을 검출하는 피드백 회로부; 및
    상기 피드백 회로부에 의해 검출된 전압에 따라 PWM 방식으로 고정 주파수를 갖는 상기 제1,제2 스위칭 신호의 펄스폭을 조절하여 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 제어부를 포함하며,
    상기 제어부는, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 온상태와, 상기 제2 스위치의 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터에 충전을 개시하는 제1 동작모드와, 상기 제1 스위치를 스위칭 오프시키고, 상기 제2 스위치를 스위칭 온시켜 상기 제2 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하면서 점차 감소하고, 상기 커패시터에 충전완료하는 제2 동작모드와, 상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 오프 상태와, 상기 제2 스위치의 온 상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터를 방전개시하여, 상기 제2 스위치에 정방향 전류가 흐르기 시작하는 제3 동작모드와, 상기 제1 스위치를 스위칭 온시키고, 상기 제2 스위치를 스위칭 오프시켜상기 커패시터의 방전을 완료하는 제4 동작모드로 순차적으로 제어하는 것
    을 특징으로 하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서, 상기 제1 스위치는,
    오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭되는 영전압 스위칭을 수행하는 것을 특징으로 하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터.
  4. 제1항에 있어서, 상기 제2 스위치는,
    오프상태에서 바디 다이오드를 통해 역방향 전류가 흐르는 동안에는 영전압 상태이고, 상기 영전압 상태에서 온상태로 스위칭되는 영전압 스위칭을 수행하는 것을 특징으로 하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터.
  5. 제1항에 있어서, 상기 정류부는,
    정류다이오드에 흐르는 전류를 상기 트랜스부의 공진에 동기시켜, 상기 정류부의 정류다이오드에서 영전류 스위칭(Zero-Current Switching :ZCS)을 수행하는 것을 특징으로 하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터.
  6. 전원에서 접지로 직렬로 연결된 2개의 제1,제2 스위치를 포함하는 스위칭부와, 상기 스위칭부의 스위칭 동작에 따라 1차 권선에 인가되는 전압을 2차 권선으로 변환하고, 1차 권선의 인덕터 및 커패시터에 의해 공진이 이루어지는 트랜스부와, 상기 트랜스부로부터의 전압을 정류하여 직류전압으로 변환하는 정류 다이오드를 포함하는 정류부와, 고정 주파수를 갖는 상기 제1,제2 스위칭 신호의 PWM 펄스폭을 조절하여 상기 제1 및 제2 스위치를 제어하는 제어부를 포함하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어 방법에 있어서,
    상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 온상태와, 상기 제2 스위치의 오프 상태를 유지시키고, 상기 제1 스위치에 순방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 커패시터에 충전을 개시하는 제1 동작모드를 수행하는 단계;
    상기 제2 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 오프시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 온시켜 상기 제2 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제2 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 충전을 완료하는 제2 동작모드를 수행하는 단계;
    상기 제1,제2 스위치를 통한 전류 레벨의 안정화를 위해, 상기 제1 스위치의 오프상태와, 상기 제2 스위치의 온상태를 유지시키고, 충전완료된 상기 커패시터를 방전개시하여, 상기 제2 스위치에 정방향 전류가 흐르기 시작하는 제3 동작모드를 수행하는 단계; 및
    상기 제1 스위치에 역방향 전류가 흐르기 시작하여 상기 제1 스위치를 스위칭 온시키고 상기 제2 스위치를 스위칭 오프시켜 상기 제1 스위치의 영전압스위칭을 수행하고, 상기 제1 스위치의 역방향 전류가 점차 감소하고, 상기 커패시터의 방전을 완료하는 제4 동작모드를 수행하는 단계를 포함하고,
    상기 제1,제2,제3 및 제4 동작모드를 순차적인 순환 실행하는 것을 특징으로 하는 고효율 하프-브리지 DC/DC 컨버터의 제어방법.
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