KR100781240B1 - Data Rate Matching Method in 3GPP2 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 차세대 이동통신에 관한 것으로, 특히 임의의 데이터 레이트를 갖는 정보 비트열에 대하여 가변 또는 다변 데이터 레이트 모드에 있어서 보다 높은 코딩 이득을 지원할수 있도록 전송 체인을 형성할 경우에, 이 전송 체인이 정규 데이터 레이트의 펑처링 패턴과 호환될 수 있도록 하는 차세대 이동통신 시스템에서의 데이터 레이트 매칭 방법에 관한 것이다. 이와 같은 차세대 이동통신 시스템에서의 데이터 레이트 매칭 방법은 소정의 데이터 레이트를 갖는 정보 비트열이 물리 계층에 매핑되도록 인터리빙하는 과정에서, 상기 정보 비트열의 길이와 상기 인터리빙 사이즈의 관계에 따라 서로 다른 코드 레이트로 채널 부호화하는 단계와, 상기 채널 부호화된 비트열을 코드 심볼 단위로 생성하여, 이 코드 심볼 단위들 중 연속하여 출력하는 임의 개수의 코드 심볼 단위들에서 균일 펑처링을 수행거나, 상기 채널 부호화된 비트열을 심볼 반복하여 상기 채널 부호화된 비트열의 길이를 상기 인터리빙 사이즈에 정합시키는 단계를 포함하여 이루어진다. 따라서, 본 발명은 심볼 반복에 의한 시간 다이버시티 이득 이외에도 실제적인 코드율의 감소로 인한 코딩 이득을 얻을 수 있으며, 이로 인하여 요구되는 전송 전력을 낮출 수 있다. The present invention relates to the next generation of mobile communications, particularly when the transmission chain is formed to support higher coding gains in variable or variable data rate modes for information bit streams having arbitrary data rates. The present invention relates to a data rate matching method in a next generation mobile communication system that can be compatible with a puncturing pattern of data rates. The data rate matching method of the next generation mobile communication system has different code rates according to the relationship between the length of the information bit stream and the interleaving size in the process of interleaving the information bit stream having a predetermined data rate to be mapped to the physical layer. Channel coding, generating the channel coded bit stream in code symbol units, and performing uniform puncturing in any number of code symbol units continuously output among the code symbol units, or performing channel coding Symbolly repeating the bit stream to match the length of the channel coded bit stream to the interleaving size. Therefore, in addition to the time diversity gain due to symbol repetition, the present invention can obtain the coding gain due to the actual reduction of the code rate, thereby lowering the required transmit power.
가변 데이터 레이트, 다변 데이터 레이트, 단위 심볼 그룹, 복합 심볼 그룹Variable data rate, multivariate data rate, unit symbol group, complex symbol group
Description
도 1은 종래 기술에 따른 가변 데이터 레이트와 다변 데이터 레이트를 지원하기 위한 순방향 링크에서의 무선 구조(RC)를 나타낸 도면1 illustrates a radio architecture (RC) in a forward link to support variable data rates and multivariate data rates according to the prior art;
도 2는 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인을 나타낸 도면2 illustrates a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention.
도 3은 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인에 따른 펑처링 과정의 일 예를 나타낸 도면3 is a view illustrating an example of a puncturing process according to a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention.
도 4는 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인에 따른 펑처링 과정의 다른 예를 나타낸 도면4 is a view showing another example of a puncturing process according to a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention;
본 발명은 차세대 이동통신에 관한 것으로, 특히 임의의 데이터 레이트를 갖는 정보 비트열에 대하여 가변 또는 다변 데이터 레이트 모드에 있어서 보다 높은 코딩 이득을 지원할수 있도록 전송 체인을 형성할 경우에, 이 전송 체인이 정규 데이터 레이트의 펑처링 패턴과 호환될 수 있도록 하는 차세대 이동통신 시스템에서 의 데이터 레이트 매칭 방법에 관한 것이다.The present invention relates to the next generation of mobile communications, particularly when the transmission chain is formed to support higher coding gains in variable or variable data rate modes for information bit streams having arbitrary data rates. The present invention relates to a data rate matching method in a next generation mobile communication system that can be compatible with a puncturing pattern of data rates.
일반적으로 차세대 이동통신(The 3th Generation Partnership Part 2;이하 3GPP2라 약칭함)의 데이터 전송 모드에는 정규 데이터 레이트 모드 이외에도 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드라고 하는 두 가지 전송 모드가 존재한다. In general, in addition to the normal data rate mode, there are two transmission modes in the data transmission mode of the next generation mobile communication (hereinafter, referred to as 3GPP2), a variable data rate mode and a multivariate data rate mode.
정규 데이터 레이트 모드는 무선 구조(Radio Configuration;이하 RC라고 약칭함)이라고 불리는 고정된 체인 상에서 동작하는 전송 모드를 의미한다.The normal data rate mode refers to a transmission mode that operates on a fixed chain called a radio configuration (hereinafter referred to as RC).
RC라는 것은 정보 데이터의 길이와, 채널 인터리버의 길이, 그리고 채널 부호의 코드율에 따른 채널 부호기의 출력열의 길이를 맞추어 정형화시켜 놓은 일종의 전송 체인으로 생각할 수 있다. 이때, 채널 인터리버의 길이와 채널 부호기의 코딩율, 그리고 채널의 왈쉬 부호의 길이 사이에는 어떤 정형화된 규칙이 존재한다.RC can be thought of as a type of transmission chain in which the length of the information data, the length of the channel interleaver, and the length of the output string of the channel encoder according to the code rate of the channel code are matched. At this time, there is a formal rule between the length of the channel interleaver, the coding rate of the channel encoder, and the length of the Walsh code of the channel.
즉, 사용하는 칩 레이트가 정해지게 되면, 채널 인터리버의 길이에 따라 하나의 변조 심볼에 들어가게 되는 칩의 개수가 정해지게 되고, 이것을 스프레딩 팩터라고 정의할 수 있는데, 이 스프레딩 팩터에 따라 서로 다른 채널들을 코드 멀티플렉싱시킬 수 있는 왈쉬 부호의 길이가 정해지게 된다. In other words, when the chip rate to be used is determined, the number of chips into one modulation symbol is determined according to the length of the channel interleaver, which can be defined as a spreading factor. The length of the Walsh code that can code multiplex the channels is determined.
이때, 사용 가능한 왈쉬 부호의 개수는 왈쉬 부호의 길이와 비례하는 관계가 된다. 따라서 왈쉬 부호에 따라서 멀티플렉싱 체인에서 수용할 수 있는 채널의 개수가 변하게 된다. At this time, the number of available Walsh codes is in proportion to the length of the Walsh code. Accordingly, the number of channels that can be accommodated in the multiplexing chain varies according to the Walsh code.
만일 같은 길이를 가지는 입력 정보 비트들에 대하여 채널 부호화 과정을 거 친 후의 길이를 생각해 보자. 이때 채널에서 발생할 수 있는 오류를 정정하기 위한 오류정정 코드의 능력은 채널 부호기의 코딩율이 낮을수록 강해지는 특성을 가진다.Consider the length after the channel coding process for the input information bits having the same length. In this case, the ability of an error correction code to correct an error that may occur in a channel is stronger as the coding rate of the channel encoder is lower.
즉, 채널 부호기의 코딩율이 낮을수록 우수한 오류정정 능력이 가능해지며, 이에 따라 보다 낮은 전송전력을 사용할 수 있게 된다. 그러나 낮은 코드율의 채널 부호기를 사용하게 되면, 채널 부호기의 출력열의 길이가 길어지게 되고, 이에 따라 채널 인터리버의 길이가 증가하게 된다.In other words, the lower the coding rate of the channel encoder is, the better the error correction capability is, and thus the lower the transmission power can be used. However, when a channel coder having a low code rate is used, the length of the output string of the channel encoder is increased, thereby increasing the length of the channel interleaver.
그리고 이는 결과적으로 변조 심볼 레이트의 증가를 의미하며, 이에 따라 어느 고정된 칩 레이트에서 하나의 변조 심볼에 들어가게 되는 칩의 개수가 줄어드는 역할을 하게 된다.This results in an increase in the modulation symbol rate, thereby reducing the number of chips entering one modulation symbol at a fixed chip rate.
따라서 유용한 왈쉬 부호의 개수가 줄어드는 결과를 낳게 된다.This results in a reduction in the number of useful Walsh codes.
반대로 동일한 길이를 가지는 채널 부호기의 입력열에 대하여 높은 코딩율의 채널 부호화 기법을 사용하게 되면, 오류정정 능력은 떨어지지만 채널 부호기의 출력열의 길이가 짧아지게 되며, 이에 따라 변조 심볼 레이트가 낮아지고, 작은 길이의 채널 인터리버를 사용할 수 있으며 결과적으로 유용할 수 있는 왈쉬 부호의 개수를 증가시키게 된다. On the contrary, if the channel coding technique of high coding rate is used for the input string of the same length channel encoder, the error correction capability is reduced but the length of the output string of the channel encoder is shortened. Length of channel interleaver may be used, resulting in an increase in the number of Walsh codes that may be useful.
여기서 설명한 바와 같이 채널 부호기의 코딩율과 왈쉬부호 공간 사이에는 어떤 트레이드 오프 관계가 있다는 것을 알 수 있다. RC라는 것은 이러한 트레이드 오프 관계를 고려하여, 왈쉬 부호 공간을 확보하는 것이 좋은 경우에 사용할 수 있는 전송 체인, 또는 보다 낮은 전송 전력이 필요한 경우에 사용할 수 있는 전송 체 인등을 정형화시켜 놓은 것으로 생각할 수 있다. As described herein, it can be seen that there is a trade-off relationship between the coding rate of the channel encoder and the Walsh code space. Considering this trade-off relationship, RC can be thought of as a formalization of a transmission chain that can be used to secure Walsh code space, or a transmission chain that can be used when lower transmission power is required. .
현재 3GPP2에서는 1.2888Mcps의 칩 레이트를 사용하는 1X 시스템에 대한 몇 가지 RC와 3.6864Mcps의 칩 레이트를 사용하는 3X 시스템에 대한 몇 개의 정형화된 RC를 규정하고 있다.Currently, 3GPP2 defines several RCs for 1X systems using a chip rate of 1.2888Mcps and some formal RCs for 3X systems using a chip rate of 3.6864Mcps.
여기서 한 가지 주목할 것은 스프레딩 팩터는 2의 지수승 형태의 값을 가지게 되므로, 각 RC에 규정된 입력 데이터 레이트와 인터리버의 길이 또한 서로 2배씩 증가하는 형태로 구성되어 있다.One thing to note here is that the spreading factor has an exponential value of 2, so that the input data rate and the length of the interleaver defined in each RC are also increased by twice.
단말기와 기지국간에 트래픽 채널이 형성되기 전에 단말기와 기지국은 서로교섭 과정을 통하여 사용할 RC와 각 RC상에서의 스프레딩 팩터 즉, 채널 인터리버의 길이를 정하게 되고, 그 체인에 맞추어서 통신 과정이 진행된다.Before the traffic channel is established between the terminal and the base station, the terminal and the base station determine the RC to be used through the negotiation process and the length of the spreading factor on each RC, that is, the channel interleaver, and the communication process proceeds according to the chain.
이러한 RC상에서 규정된 전송 체인이 아닌 다른 전송 체인을 사용하는 모드가 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드이다.The modes of using a transmission chain other than the transmission chain defined on the RC are the variable data rate mode and the multivariate data rate mode.
가변 데이터 레이트 모드는 각 RC상에서 지원하고 있는 표준 데이터 전송율 이외에도 임의의 데이터 전송율을 지원할 수 있도록 하는 전송 방법이다. 이 가변 데이터 레이트는 3GPP2의 물리 계층상에서 3GPP의 음성 코덱중의 하나인 적응 멀티 레이트(Adaptive Multi-Rate;이하 AMR이라 약칭함) 코덱을 지원하기 위하여 도입되었다. Variable data rate mode is a transmission method that can support any data rate in addition to the standard data rate supported by each RC. This variable data rate was introduced to support Adaptive Multi-Rate (hereinafter abbreviated as AMR) codec, which is one of the 3GPP speech codecs on the physical layer of 3GPP2.
즉, AMR의 경우 20ms 동안의 프레임 구간동안 현재 3GPP2의 각각의 RC에서 지원하고 있는 표준 전송율과 맞지 않는 데이터 비트들이 내려올 수 있게 된다.That is, in the case of AMR, data bits that do not match the standard data rate supported by each RC of 3GPP2 can be dropped during the frame period for 20ms.
다음으로 다변 데이터 레이트 모드라고 하는 것이 존재한다. 이 모드의 목적 은 다음과 같다.Next, there is what is called a multivariate data rate mode. The purpose of this mode is to:
3GPP2 시스템에서 기지국은 순방향 보조 채널로의 전송을 스케줄링하게 된다. 이때 메시지를 통하여 기지국은 단말기에게 일정 시간동안 고정된 데이터 전송율을 할당하게 된다.In the 3GPP2 system, the base station schedules transmission on the forward auxiliary channel. At this time, the base station allocates a fixed data rate to the terminal through a message.
그러나, 그 특정한 시간동안 기지국과 특정 단말기 사이의 채널 상황이 변할 수도 있으며, 또한 기지국의 시스템 로드가 변할 수도 있다.However, the channel situation between the base station and the specific terminal may change during that particular time, and the system load of the base station may also change.
예를 들어, 단말기가 기지국으로부터 멀어지게 됨에 따라 채널의 상황이 변화하게 되고 더욱이 채널 환경이 악화되어 기지국이 특정 단말기에 현재의 데이터 전송율로 전송하기 위한 충분한 전송 전력을 가지지 못하는 경우가 발생할 수 있다. For example, as the terminal moves away from the base station, the situation of the channel may change, and the channel environment may deteriorate, and thus, the base station may not have sufficient transmit power for transmitting at a current data rate to a specific terminal.
이러한 문제점을 해결하기 위해서 기지국은 이 시간동안 보조 채널로의 전송을 중단시킬 수도 있다. 하지만 이러한 해결책은 데이터 전송에 있어서 지연 문제를 유발하며, 또한 유용 가능한 전송 전력과 왈쉬 코드에 대한 불필요한 낭비를 유발할 수 있게 된다. To solve this problem, the base station may stop transmitting to the auxiliary channel during this time. This solution, however, causes delays in data transmission and can also cause unnecessary waste of useful transmission power and Walsh codes.
또 하나의 해결 방안은 기지국이 임의 시간이 지난후에 전송 데이터율을 재스케줄링하는 방법을 생각할 수 있다. 하지만 이 또한 마찬가지로 시간 지연 문제와 왈쉬 코드에 대한 낭비라는 문제를 유발하게 된다.Another solution is to consider how the base station reschedules the transmission data rate after a certain amount of time. However, this also causes problems such as time delay and waste of Walsh code.
이러한 상황은 순방향 링크에서만 발생하는 것이 아니다. 동일하게 역방향 링크에서도 단말기의 움직임에 따라서 단말기와 기지국간의 채널의 상황이 변할 수 있으며, 이에 따라 적정한 품질을 유지하기 위한 전송 전력의 부족이 발생할 수도 있다.This situation is not unique to the forward link. Likewise, in the reverse link, the channel state between the terminal and the base station may change according to the movement of the terminal, and thus, there may be a lack of transmission power to maintain proper quality.
따라서, 이러한 상황을 해결하기 위해서 다변 데이터 레이트라는 모드를 사용하게 되었다. 이 모드에서는 상황에 따라서 전송 속도를 프레임 단위로 변화시키는 것이다. 즉, 채널 환경이 악화된 경우로 판단되면, 기지국은 보조 채널의 전송속도를 낮추게 된다. 그리고 다시 채널 환경이 회복되었다고 판단되면, 다시 이전의 전송 속도로 전송을 하는 모드라고 생각할 수 있다. 이러한 다변 데이터 레이트모드를 사용하게 되면, 기지국은 빈번한 재스케줄링이 없이도 기지국에서 사용 가능한 전력을 사용할 수 있게 된다.Thus, a mode called multivariate data rate has been used to solve this situation. In this mode, the transmission rate is changed in units of frames depending on the situation. That is, when it is determined that the channel environment is deteriorated, the base station lowers the transmission rate of the auxiliary channel. If it is determined that the channel environment is recovered again, it can be considered that the transmission mode is performed again at the previous transmission rate. Using this multivariate data rate mode, the base station can use the power available at the base station without frequent rescheduling.
상기 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드를 지원하기 위하여 현재 3GPP2의 각각의 RC에서는 다음과 같은 방법을 이용하여 전송 체인을 구성한다.In order to support the variable data rate mode and the variable data rate mode, each RC of 3GPP2 currently configures a transmission chain using the following method.
앞에서 설명한 바와 같이 각각의 RC에서 사용하고 있는 채널 인터리버의 길이는 스프레딩 팩터에 따라 정해지게 된다. 이때, 스프레딩 팩터는 2의 지수승의 형태로 증가하는 값을 가지게 되므로, 어떤 스프레딩 팩터에 대하여 정해진 인터리버의 길이와 그 보다 한 단계 낮은 스프레딩 팩터에 대하여 정해진 인터리버의 길이는 정확하게 1:2의 관계를 가지게 된다. As described above, the length of the channel interleaver used in each RC is determined according to the spreading factor. At this time, since the spreading factor has a value increasing in the form of an exponential power of 2, the length of the interleaver determined for a certain spreading factor and the length of the interleaver determined for the spreading factor one step lower than that is exactly 1: 2. Will have a relationship with
이때, 큰 스프레딩 팩터를 A라고 하고, 작은 스프레딩 팩터를 B라고 하자. 그러면, 각각의 RC에서는 스프레딩 팩터와 채널 부호기에 입력되는 정보 비트열 사이에 1:1 매핑 관계가 성립한다. 또한 스프레딩 팩터 A에 대한 채널 부호기에 입력 되는 정보 비트열의 길이가 IA라고 하고, 스프레딩 팩터 B에 대한 채널 부호기에 입력되는 정보 비트열의 길이를 IB라고 하면, IB=2*IA의 관계를 가지게 된다. 또한 각각 사용하게 되는 채널 인터리버의 길이를 NA와 NB라고 하면, NB=2*NA 의 관계를 가지게 될 것이다.In this case, let the large spreading factor A be the small spreading factor B. Then, in each RC, a 1: 1 mapping relationship is established between the spreading factor and the information bit string input to the channel encoder. If the length of the information bit string input to the channel encoder for the spreading factor A is I A , and the length of the information bit string input to the channel encoder for the spreading factor B is I B , then I B = 2 * I A Will have a relationship with Also, if the length of each channel interleaver to be used is N A and N B , there will be a relationship of N B = 2 * N A.
이 때, 이러한 정규화될 데이터의 길이가 아닌 "IA < I < IB"의 관계를 만족하는 I(S10,S11 단계에 의해 채널 비트에 CRC 비트와 테일 비트와 예비 비트가 포함된 정보 비트열의 길이)가 채널 부호기의 입력열의 길이가 되는 가변 데이터 레이트 또는 다변 데이터 레이트 모드를 고려하여 도 1에 도시된 바와 같이 현재의 RC에서 사용하고 있는 채널 부호기(터보 코드 또는 컨벌루션 코드를 이용)의 코딩율이 1/n이라고 가정하면, I의 입력에 대하여 "n*I"의 출력을 내보내게 될 것이다.(S12)At this time, I (i.e., S10 and S11) satisfying the relation of "I A <I <I B ", not the length of the data to be normalized, the information bit string including the CRC bit, tail bit and spare bit in the channel bit. The coding rate of the channel encoder (using the turbo code or the convolutional code) used in the current RC as shown in FIG. 1 in consideration of the variable data rate or the multivariate data rate mode, the length of which is the length of the input string of the channel encoder. Assuming this is 1 / n, the output of "n * I" will be sent for the input of I. (S12)
이때, "NA < n*I < NB"의 관계를 만족하게 된다. 따라서 채널 부호기의 출력열의 길이 "n*I"를 인터리버 길이에 맞추기 위한 어떤 작업이 필요하게 된다. At this time, the relationship of "N A <n * I <N B " is satisfied. Therefore, some work is required to match the length "n * I" of the output string of the channel encoder to the interleaver length.
현재 3GPP2에서 취하고 있는 방법은 채널 부호기의 출력열의 길이 L(=n*I)를 N=NB의 인터리버에 맞추는 것이다. 이에 따라서 "NB-n*I"만큼의 비트 반복이 수행되게 된다.(S13) 이를 수행하는 방법은 다음과 같은 형태의 균일 반복 과정을 수행한다.The current approach taken by 3GPP2 is to match the length L (= n * I) of the output string of the channel encoder to the interleaver of N = N B. Accordingly, bit repetition as much as "N B -n * I" is performed. (S13) A method of performing this performs a uniform repetition process as follows.
즉, 반복 블록의 k번째 출력 심볼은 0부터 N-1까지 증가하는 인덱스 k에 대 해 번째 입력 비트열의 코드 심볼로부터 추정 가능하다.That is, the kth output symbol of the repeating block is for the index k that increases from 0 to N-1. It can be estimated from the code symbols of the first input bit string.
다음으로 다변 데이터 레이트 모드를 지원하기 위한 방법을 기술하면 다음과 같다.Next, a method for supporting the multivariate data rate mode will be described.
다변 데이터 레이트 모드에서는 처음의 교섭 과정에서 지원 가능한 최대 데이터 레이트와 한 단계 낮은 데이터 레이트, 그리고 두 단계 낮은 데이터 레이트가 전송 데이터 레이트 집합으로 정의된다.In multivariate data rate mode, the maximum data rate, one level lower data rate, and two levels lower data rate that can be supported during the initial negotiation process are defined as a set of transmission data rates.
따라서, 현재 보조 채널에 대한 다변 데이터 레이트 모드에서는 지원 가능한 최대 전송율로부터 두 단계 밑까지의 전송율 사이에서 보조 채널의 데이터 전송율을 조정하게 된다. 이때 만일 순방향 채널을 생각하게 된다면, 단말기쪽에서는 레이트의 변동 사항을 블라인드 레이트 검출을 통하여 판정해야 한다. 따라서 데이터 전송율이 가변할 수 있는 범위를 너무 많이 잡게 되면, 단말기의 복잡도를 증가시키는 문제점을 발생시킨다. Therefore, in the multivariate data rate mode for the current auxiliary channel, the data rate of the auxiliary channel is adjusted between the support rate up to two levels below. At this time, if the forward channel is considered, the terminal must determine the rate variation through the blind rate detection. Accordingly, if the data transmission rate is too large, a problem arises that increases the complexity of the terminal.
그리고, 최대 전송율에서 사용하고 있던 채널 인터리버의 길이와 왈쉬 코드의 길이는 변화를 시켜서는 안 된다. 즉, 현재 사용하고 있는 최대의 전송율에 대하여 정해진 인터리버와 왈쉬 코드를 그대로 사용하게 된다.The length of the channel interleaver and the Walsh code used at the maximum data rate should not be changed. In other words, the interleaver and Walsh codes specified for the maximum transmission rate currently used are used as they are.
따라서 데이터의 전송율을 최대 전송율의 1/2로 낮추게 된다면, 채널에서 사용할 인터리버의 길이와 채널 부호기의 출력열의 길이를 맞춰주기 위해서 2배의 심볼 반복을 수행하게 된다. Therefore, if the data rate is lowered to 1/2 of the maximum rate, the symbol repetition is doubled to match the length of the interleaver to be used in the channel and the length of the output string of the channel encoder.
마찬가지로 만일 데이터의 전송율과 최대 전송율의 1/4로 낮추게 되면, 채널 에서 사용할 인터리버의 길이와, 채널 부호기의 출력열의 길이를 맞춰주기 위해서 4배의 심볼 반복을 수행하게 된다.Likewise, if the data rate is lowered to 1/4 of the maximum data rate, a 4 times symbol repetition is performed to match the length of the interleaver to be used in the channel and the length of the output string of the channel encoder.
앞에서 든 예는 순방향 채널의 보조 채널에서 가변 데이터 레이트가 아닌 경우를 예로 든 것이다.The previous example is an example of a variable data rate in the secondary channel of the forward channel.
만일 가변 데이터 레이트에 대한 다변 데이터 레이트 모드가 보조 채널에서 지원이 될 수도 있다.Multivariate data rate modes for variable data rates may be supported in the secondary channel.
그러나 이 경우, 이미 가변 데이터 레이트와 다변 데이터 레이트 모드라는 것의 정의자체가 모호해지게 된다. 즉, 다변 데이터 레이트 모드에서의 최대 데이터 레이트가 현재의 RC상에 정해져 있는 정규 레이트이고, 한 단계 낮은 데이터 레이트도 현재의 RC상에 정해져 있는 데이터 레이트라고 할지라도, 실제적으로는 이미 한 단계 낮은 데이터 레이트도 현재의 RC상에 정해져 있는 체인을 사용하지 않는 가변 데이터 레이트로 볼 수 있다. 왜냐하면, 다변 데이터 레이트 모드에서의 인터리버의 길이, 즉 스프레딩 팩터는 최대 전송 레이트의 그것으로 고정이 되어 있는 상태이기 때문이다.In this case, however, the definitions of the variable data rate and the multivariate data rate mode are blurred. In other words, even if the maximum data rate in the multivariate data rate mode is the normal rate set on the current RC, and the data rate one step lower is the data rate set on the current RC, the data is actually already one step lower. The rate can also be seen as a variable data rate that does not use a chain defined on the current RC. This is because the length of the interleaver, that is, the spreading factor, in the multivariate data rate mode is fixed at that of the maximum transmission rate.
하나의 예로써 현재 순방향 채널의 RC4를 생각해 보자. 이때, 1/2 레이트의 터보 부호나 컨벌루션 부호를 사용하게 된다. 그리고 다변 데이터 레이트 모드에서 사용할 수 있는 최대 전송율이 76.8kbps라고 가정하자. 이때, 순방향 RC4에서 사용하는 인터리버의 길이는 3072로 고정된다. 이 모드에서의 다변 데이터 레이트 방법을 고려해보자. 사용가능한 데이터의 전송율이 {19.2kbps,38.4kbps,76.8kbps}의 집합중에서 적절한 값으로 사용되고 있다고 가정하자. 38.4kbps와 19.2kbps의 데이터 전송율은 분명히 RC4 상에서 정의되어 있는 전송율이지만, 문제는 이 RC상에서 이러한 전송율들과 현재의 인터리버의 길이인 3072를 연결해주는 체인이 존재하지 않는다는 것이다. 따라서, 결과적으로 이러한 전송율도 다변 데이터 레이트로 볼 수 있다.As an example, consider the RC4 of the current forward channel. At this time, a half rate turbo code or a convolution code is used. Assume that the maximum data rate that can be used in the multivariate data rate mode is 76.8 kbps. At this time, the length of the interleaver used in the forward RC4 is fixed to 3072. Consider a multivariate data rate method in this mode. Assume that the available data rate is used at an appropriate value among the set of {19.2 kbps, 38.4 kbps, 76.8 kbps}. The data rates of 38.4 kbps and 19.2 kbps are clearly defined at RC4, but the problem is that there is no chain connecting these rates at 3072, the length of the current interleaver on this RC. As a result, this rate can also be viewed as a variable data rate.
결과적으로 볼 때, 다변 데이터 레이트 모드에서도 인터리버의 길이가 N으로 고정되어 있고, 현재 전송하고 있는 데이터 전송율이 현재의 RC상에서 정의되어 있지 않는 체인이라면, 상기 설명한 균일 반복 알고리즘을 통하여, 채널 부호화기의 출력열의 길이와 정해진 인터리버의 길이를 맞춰줄 수 있게 된다.As a result, if the length of the interleaver is fixed to N even in the multivariate data rate mode, and the data rate being transmitted is not defined on the current RC, the output of the channel encoder through the uniform iteration algorithm described above You can match the length of a row to the length of a given interleaver.
즉, 가변 데이터 레이트와 다변 데이터 레이트는 같은 맥락으로 생각해야 하는 것이며, 현재 각각의 RC 상에서 이를 지원하기 위한 방법은 도 1과 같은 체인을 통하여 설명할 수 있다.That is, the variable data rate and the variable data rate should be considered in the same context, and a method for supporting this on each RC can be described through the chain as shown in FIG. 1.
그러나, 이와 같은 종래의 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드를 지원하기 위한 방법은 기존의 RC의 개념이 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드의 개념이 모호하다는 것이다. 상기한 바와 같이 RC의 개념은 채널 부호화기의 코딩율과 스프레딩 팩터 사이의 관계를 규정하는 일종의 정형화된 규칙으로 생각할 수 있다. 그러나 가변 데이터 레이트 모드나 다변 데이터 레이트 모드에서는 이러한 관계가 그 RC 내에서는 정형화된 규칙으로 성립되지 않는다. 즉, 원하는 스프레딩 팩터가 정해지고, 이에 따라 사용하게 될 채널 인터리버의 길이가 정해진 상황에서, 채널 부호화기로의 입력열의 길이가 정해지면, 현재의 RC 상에서 사용하고 있는 코딩율에 따라 채널 부호화를 수행하게 되고, 또한 정해진 인터리버의 길이와의 정합을 위하여 코드 심볼에 대한 심볼 반복 과정을 수행하게 된다. However, the conventional method for supporting the variable data rate mode and the multivariate data rate mode is that the concept of the RC is ambiguous in the concept of the variable data rate mode and the multivariate data rate mode. As mentioned above, the concept of RC can be thought of as a formal rule that defines the relationship between the coding rate and the spreading factor of a channel encoder. However, in the variable data rate mode or the multivariate data rate mode, this relationship does not hold as a formal rule in the RC. That is, when the desired spreading factor is determined and the length of the channel interleaver to be used is determined, and the length of the input string to the channel encoder is determined, the channel encoding is performed according to the coding rate currently used on the RC. In addition, a symbol repetition process is performed for code symbols to match the length of a predetermined interleaver.
즉, 이러한 가변 데이터 레이트 모드와, 다변 데이터 레이트 모드에서는 채널 부호화기의 코딩율과 스프레딩 팩터 사이에는 더 이상의 RC 상에서의 정형화된 관계가 의미를 잃게 되는 것이다.In other words, in such a variable data rate mode and a multivariate data rate mode, the formal relationship on RC is lost between the coding rate and the spreading factor of the channel encoder.
현재의 방법에서는 상기한 바와 같이 코드 심볼에 대한 반복을 통하여 특정 스프레딩 팩터와의 정합과정이 수행된다. In the current method, a matching process with a specific spreading factor is performed by repeating the code symbol as described above.
여기서 한 가지 주목할 점은 유효 코드 레이트를 인터리버의 길이 N과 채널 부호기에 입력되는 정보 비트열의 길이 I의 비()로 정의하고, 각각의 RC상에서 정의하고 있는 코드 레이트를 1/n이라고 가정하는 경우에 가변 데이터 레이트 모드나 다변 데이터 레이트 모드에 있어 RC상에서 정규화되어 있는 체인을 제외한 다른 모든 임의의 데이터 레이트 상에서는 다음의 관계를 가지게 된다는 것이다.One thing to note here is that the effective code rate is the ratio of the length N of the interleaver to the length I of the information bit string input to the channel encoder. Assuming that the code rate defined on each RC is 1 / n, then on any other data rate except the chain normalized on the RC in either the variable data rate mode or the multivariate data rate mode: Will have a relationship.
바꾸어 말하면, 가변 데이터 레이트 모드나 다변 데이터 레이트 모드에서는 유효 코드 레이트가 낮아졌다는 것을 의미하며, 인터리버와의 정합과정을 위하여 사용하는 것이 반복이라는 것이다. 이는 유효 코드 레이트는 줄어들었으나, 실제 코드 레이트는 여전히 RC상에서 규정된 1/n이라는 것이다.In other words, in the variable data rate mode or the multivariate data rate mode, it means that the effective code rate is lowered, and that it is used repeatedly for the matching process with the interleaver. This means that the effective code rate is reduced, but the actual code rate is still 1 / n specified on RC.
따라서, 코딩율의 감소에 따른 코딩 이득의 증가를 통하여 전송 전력 상에서 얻을 수 있는 이득을 잃어버리게 되는 문제점을 현재의 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드는 모두 문제점을 가지고 있는 것으로 생각할 수 있다.Therefore, it can be considered that both the current variable data rate mode and the multivariate data rate mode have a problem of losing a gain that can be obtained on transmission power through an increase in coding gain due to a decrease in coding rate.
즉, 인터리버의 길이가 어떤 값으로 정해져 있고, 현재 전송하고자 하는 데이터의 전송 레이트가 정해졌다고 하면, 둘 사이의 관계에 따라 최대의 코딩 이득을 낼 수 있는 코딩율을 선택하고, 이후 인터리버의 길이와 채널 인터리버의 길이를 정합시키기 위한 레이트 매칭 펑처링 혹은 데이터 매칭 반복 방식을 수행하는 새로운 전송 체인을 구성할 필요가 있는 것이다.That is, if the length of the interleaver is set to a certain value, and the transmission rate of the data to be transmitted currently is determined, the coding rate for obtaining the maximum coding gain is selected according to the relationship between the two. There is a need to construct a new transmission chain that performs rate matching puncturing or data matching repetition to match the length of the channel interleaver.
따라서, 본 발명의 목적은 이상에서 언급한 종래 기술의 문제점을 감안하여 안출한 것으로서, 정규 데이터 레이트 모드 뿐만 아니라 가변 데이터 레이트 모드와 다변 데이터 레이트 모드에서도 교섭중에 지정된 스프레딩 팩터 혹은 채널 인터리버의 길이가 규정된 채널 환경하에서 유효 코드 레이트를 가능한 낮게 만들 수 있는 차세대 이동통신 시스템에서의 데이터 레이트 매칭 방법을 제공하기 위한 것이다.Accordingly, an object of the present invention has been devised in view of the above-mentioned problems of the prior art, and the length of the spreading factor or channel interleaver specified during negotiation not only in the normal data rate mode but also in the variable data rate mode and the multivariate data rate mode is determined. It is an object of the present invention to provide a data rate matching method in a next generation mobile communication system capable of making the effective code rate as low as possible under a prescribed channel environment.
또한, 본 발명의 다른 목적은 상기 정해진 채널 인터리버의 크기와 채널 부호화기의 출력열의 길이를 정합시키는데 있어서 최대의 성능을 줄 수 있는 차세대 이동통신 시스템에서의 데이터 레이트 매칭 방법을 제공하기 위한 것이다. Another object of the present invention is to provide a data rate matching method in a next generation mobile communication system capable of providing maximum performance in matching the size of the predetermined channel interleaver with the length of the output string of the channel encoder.
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이상과 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 특징에 따르면, 소정의 데이터 레이트를 갖는 정보 비트열이 물리 계층에 매핑되도록 인터리빙하는 과정에서, 상기 정보 비트열의 길이와 상기 인터리빙 사이즈의 관계에 따라 서로 다른 코드 레이트로 채널 부호화하는 단계와, 상기 채널 부호화된 비트열을 코드 심볼 단위로 생성하여, 이 코드 심볼 단위들 중 연속하여 출력하는 임의 개수의 코드 심볼 단위들에서 균일 펑처링을 수행거나, 상기 채널 부호화된 비트열을 심볼 반복하여 상기 채널 부호화된 비트열의 길이를 상기 인터리빙 사이즈에 정합시키는 단계를 포함하여 그 특징이 이루어진다.
본 발명의 일 양상으로서, 본 발명에 따른 데이터 레이트 매칭 방법은, 다변 또는 가변 데이터 레이트 모드(variable or flexible data rate mode)에서의 데이터 레이트 매칭 방법에 있어서, 특정 인터리버 크기(interleaving size, N) 및 채널 부호화를 위해 일정 시간 동안 입력되는 입력 데이터열의 크기(I)의 비(ratio, N/I)에 따라 가변되는 코드 레이트(code rate)로 입력 데이터를 채널 부호화하는 단계; 상기 채널 부호화된 데이터열의 크기가 상기 특정 인터리버 크기보다 큰 경우 상기 채널 부호화된 데이터열에 펑처링(puncturing)을 수행하여 상기 채널 부호화된 데이터열의 크기를 상기 특정 인터리버 크기에 정합(matching)시키는 단계; 및 상기 특정 인터리버 크기에 정합된 데이터에 대해 인터리빙(interleaving)을 수행하는 단계를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 양상으로서, 본 발명에 따른 데이터 처리 장치는, 다변 또는 가변 데이터 레이트 모드에서 특정 채널을 통해 데이터를 전송하기 위하여 입력 데이터를 처리하는 장치에 있어서, 특정 인터리버 크기(N) 및 채널 부호화를 위해 일정 시간 동안 입력되는 입력 데이터열의 크기(I)의 비(N/I)에 따라 가변되는 코드 레이트로 입력 데이터를 채널 부호화하는 채널 부호화기; 상기 채널 부호화된 데이터열의 크기가 상기 특정 인터리버 크기보다 큰 경우에 상기 채널 부호화된 데이터열에 펑처링을 수행하여 상기 채널 부호화된 데이터열의 크기를 상기 특정 인터리버 크기에 정합시키는 레이트 매칭 블록; 및 상기 특정 인터리버 크기에 정합된 데이터에 대해 인터리빙을 수행하는 블록 인터리버를 포함하여 구성됨을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 단위 코드 심볼로 출력되는 단계에서 상기 코드 심볼 단위는 상기 코드 레이트의 역수 비트만큼으로 이루지고, 상기 정합시키는 단계에서 상기 균일 펑처링은 특정 비트열을 제외한 나머지 비트열들에 대해 연속하여 출력되는 임의 개수의 코드 심볼 단위에서 동시 펑처링이 수행되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위들중 각 심볼 단위의 펑처링되는 비트의 위치는 특정 비트를 제외한 나머지 비트에서 균일하게 이루어지는 것을 특징으로 한다.
상기 인터리링 사이즈 N과 상기 정보 비트열의 길이 I에 대하여 상기 N이 2I보다 크고 3I보다 작거나 같은 경우에 상기 코드 레이트의 역수(kn)는 3을, 상기 N이 3I보다 크고 4I보다 작은 경우에 상기 kn은 4를, 상기 N이 4I보다 크거나 같고 5I보다 작은 경우에 상기 kn은 5를 갖는데, 상기 kn이 3 또는 5인 경우에 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위에서 펑처링되는 비트수는 2를, 상기 kn가 4인 경우에는 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위에서 펑처링되는 비트수는 2 또는 3 또는 4중 어느 하나인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 kn이 3 또는 5인 경우에 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위수는 2이고, 상기 kn이 4인 경우에 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위수는 2 또는 3의 어느 하나인 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 상기 인터리빙 사이즈가 상기 정보 비트열의 5배값보다 큰 경우에 상기 채널 부호화된 비트열 중 k번째 심볼을 상기 정보 비트열의 "(k×채널 부호화된 비트열의 길이)를 인터리빙 사이즈로 나눈 값을 넘지 않는 최대 정수"번째 심볼로부터 추정하여 상기 심볼 반복을 수행하는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 정보 비트열중 테일 비트를 포함하는 코드 심볼 단위들에 대하여 나머지 코드 심볼 단위들과 다른 균일 펑처링을 수행하고, 상기 임의 개수의 코드 심볼 단위들에 대한 펑처링 수행 이후 나머지 코드 심볼 단위들에 대하여 상기 다른 균일 펑처링을 수행하거나, 특정 균일 펑처링을 수행하는 것을 특징으로 한다.
각각의 무선 구조내에서 정의되어 있는 채널 부호기에 입력되는 정보 비트열의 길이를 I라고 하고, 이에 대하여 정의되어 있는 채널 인터리버의 사이즈를 N이라고 하면, 정규 데이터 레이트 모드에서는 I와 N 사이에 1:1의 체인이 형성되어 있다. According to an aspect of the present invention for achieving the above object, in the process of interleaving an information bit string having a predetermined data rate to be mapped to a physical layer, each other according to the relationship between the length of the information bit string and the interleaving size Channel coding at a different code rate, generating the channel coded bit stream in code symbol units, and performing uniform puncturing in any number of code symbol units continuously output among the code symbol units, or And symbolly repeating the channel coded bit stream to match the length of the channel coded bit stream to the interleaving size.
In one aspect of the present invention, a data rate matching method according to the present invention includes a specific interleaving size (N) and a data rate matching method in a variable or flexible data rate mode. Channel encoding the input data at a code rate that varies according to a ratio N / I of the size I of the input data string input for a predetermined time for channel encoding; Puncturing the channel-coded data string when the size of the channel-coded data string is larger than the specific interleaver size to match the size of the channel-coded data string to the specific interleaver size; And performing interleaving on the data matched to the specific interleaver size.
In another aspect of the present invention, an apparatus for processing data according to the present invention is a device for processing input data to transmit data through a specific channel in a multivariate or variable data rate mode, the apparatus comprising: a specific interleaver size (N) and channel encoding A channel encoder for channel encoding the input data at a code rate that varies according to a ratio (N / I) of the size I of the input data string input for a predetermined time period for the mobile terminal; A rate matching block for puncturing the channel coded data string when the size of the channel coded data string is larger than the size of the specific interleaver to match the size of the channel coded data string to the specific interleaver size; And a block interleaver for interleaving data matched to the specific interleaver size.
Preferably, in the step of outputting the unit code symbol, the code symbol unit is formed by the inverse bits of the code rate, and in the matching, the uniform puncturing is continuous for the remaining bit strings except for a specific bit string. Simultaneous puncturing is performed in any number of code symbol units output.
In addition, the position of the punctured bits of each symbol unit among the arbitrary number of code symbol units is characterized in that it is made uniformly in the remaining bits except a specific bit.
When the N is greater than 2I and less than or equal to 3I with respect to the interleaving size N and the length I of the information bit string, the inverse k n of the code rate is 3, and the N is greater than 3I and less than 4I. the k n is 4, the N is the in the case greater than or equal to less than 5I than 4I k n is gatneunde to Figure 5, if the k n is 3 or 5 which is punctured at code symbol unit of the random number The number of bits is 2, and when k n is 4, the number of bits punctured in the arbitrary number of code symbol units is either 2, 3, or 4.
In the case where k n is 3 or 5, the arbitrary number of code symbol unit is 2, and when k n is 4, the arbitrary number of code symbol unit is either 2 or 3. It is done.
Preferably, when the interleaving size is larger than five times the information bit string, a value obtained by dividing a k-th symbol of the channel coded bit string by "(length of k × channel coded bit string) of the information bit string by the interleaving size is obtained. The symbol repetition is performed by estimating from the maximum integer " th symbol not exceeding.
In addition, performing uniform puncturing different from the remaining code symbol units on the code symbol units including the tail bits in the information bit string, and performing the puncturing on the arbitrary number of code symbol units, the remaining code symbol units The other uniform puncturing may be performed or specific uniform puncturing may be performed.
If the length of the information bit stream input to the channel encoder defined in each radio structure is I, and the size of the channel interleaver defined is N, the normal data rate mode is 1: 1 between I and N. The chain of is formed.
그러나, 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트 모드에서는 위의 1:1의 체인 조건이 만족되지 않는 것으로 생각할 수 있다. 따라서 현재의 RC내에서의 채널 인터리버의 길이 N과 채널 부호기에 입력되는 정보 비트열의 길이 I와의 사이를 연결해주는 새로운 체인을 만들어주어야 한다. However, it can be considered that the above 1: 1 chain condition is not satisfied in the variable data rate or the multivariate data rate mode. Therefore, a new chain must be made to connect the length N of the channel interleaver in the current RC with the length I of the information bit string input to the channel encoder.
이하 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 구성 및 작용을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.Hereinafter, a configuration and an operation according to an exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
제1 실시예First embodiment
제1 실시예에서는 터보 부호에 대한 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트용 전송 체인의 일 예를 제안한다.The first embodiment proposes an example of a transmission chain for a variable data rate or a variable data rate for a turbo code.
도 2는 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인을 나타낸 도면이다.2 is a diagram illustrating a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention.
도 2를 참고하면, 채널 부호기의 입력 정보 비트열은 다음과 같은 과정에 의해 생성된 비트열을 갖는다. 즉, CRC 비트 블록에서는 에러 검출을 위하여 임의 길이를 가지는 CRC 비트가 채널 비트에 부가된다.(S20) 이때 새로운 RC에서 CRC의 길이를 정하는 방법은 송신단과 수신단 사이의 초기 교섭(negotiation) 단계에서 시그널링될 수 있다.Referring to FIG. 2, the input information bit string of the channel encoder has a bit string generated by the following process. That is, in the CRC bit block, a CRC bit having an arbitrary length is added to the channel bit in order to detect an error (S20). In this case, the method of determining the length of the CRC in the new RC is signaled in the initial negotiation stage between the transmitter and the receiver. Can be.
상기 채널 비트에 CRC 비트가 추가된 후, 이 비트열에는 테일(tail) 비트 또는 여비 비트들(reserved bits)이 추가된다.(S21) 터보 부호의 경우에는 6개의 테일 비트와 2개의 여비(reserved) 비트들이 추가된다.After the CRC bit is added to the channel bit, a tail bit or reserved bits are added to the bit string. (S21) In the case of the turbo code, 6 tail bits and 2 spares are reserved. ) Bits are added.
이후에 상기 터보 부호를 이용하여 무선 구조상에서 정해진 정규 데이터 레이트의 체인이 아닌 다른 체인을 형성해야 하는 경우에는 1/kn 레이트의 터보 부호기를 채널 부호기로 사용하여 채널 코딩을 수행한다.(S22) Subsequently, when a chain other than the normal data rate chain is to be formed in the radio structure using the turbo code, channel coding is performed using a 1 / k n rate turbo coder as a channel coder (S22).
그리고 채널 부호기의 출력 L은 (kn×I)와 채널 인터리버 사이즈 N사이의 정합을 위하여 레이트 매칭 펑처링(5I>N), 혹은 레이트 매칭 반복(5I<N)을 사용한다.(S23) The output L of the channel encoder uses rate matching puncturing (5I> N) or rate matching repetition (5I <N) for matching between (k n × I) and the channel interleaver size N (S23).
이때, 상기 kn은 터보 코드 레이트의 인버스 값으로 {2,3,4,5}중의 하나의 값으로 정해지며, 이 터보 코드 레이트를 결정하기 위한 방법은 채널 부호기의 정보 입력 비트열의 길이 I와 채널 인터리버의 사이즈 N 사이의 비에 따라 정해진다.In this case, k n is an inverse value of the turbo code rate, and is set to one of {2,3,4,5}. The method for determining the turbo code rate includes the length I and the length of the information input bit string of the channel encoder. It depends on the ratio between the size N of the channel interleaver.
상기 터보 코드에 대한 레이트 매칭 반복은 상기 인터리버 사이즈가 5I보다 큰 경우로서, 기본적으로 에너지 분포의 균일성을 만족하도록 하는 알고리즘이 제안되어져야 한다. 따라서, 터보 코드에 대하여 레이트 매칭 반복을 사용하는 경우에는 종래 기술에서 언급하였던 균일 심볼 반복 방법을 사용하는 것이 바람직하다.Rate matching repetition for the turbo code is a case where the interleaver size is larger than 5I, and basically an algorithm for satisfying uniformity of energy distribution should be proposed. Therefore, when using rate matching repetition for a turbo code, it is preferable to use the uniform symbol repetition method mentioned in the prior art.
즉, 레이트 매칭 반복을 수행한 이후의 출력 비트열의 k번째 출력 비트는 0부터 N-1까지 증가하는 인덱스 k에 대해 번째 정보 비트열의 비트로부터 추정 가능하다.That is, the k th output bit of the output bit string after performing the rate matching iteration is for an index k that increases from 0 to N-1. It can be estimated from the bits of the first information bit string.
참고로, 상기 도 2에서 5I와 N의 관계에 따라 레이트 매칭 펑처링이나 레이트 매칭 반복을 결정하는 이유는 N과 I의 비율에 관계없이 사용할 수 있는 터보 코드의 최저 레이트가 1/5로 정해져 있기 때문이다.For reference, the reason for determining rate matching puncturing or rate matching repetition according to the relationship between 5I and N in FIG. 2 is that the minimum rate of turbo codes that can be used regardless of the ratio of N and I is set to 1/5. Because.
그러나, 터보 코드에 대한 레이트 매칭 펑처링의 경우는 다음 몇 가지 기본적인 가정하에 만들어져야 하므로, 상기 5I가 N보다 작다는 전제하에서도 더 나은 코딩 이득을 위하여 N과 I의 비율에 따라 채널 부호기의 코드 레이트를 정하고, 그 에 따른 펑처링 패턴의 적용도 달리한다.However, the rate matching puncturing for the turbo code has to be made under the following basic assumptions, so that the code of the channel encoder according to the ratio of N and I for better coding gain even under the assumption that 5I is less than N. The rate is determined and the application of the puncturing pattern is also different.
기본적인 가정은 다음의 3가지로 요약된다.The basic assumptions are summarized in three ways.
(1) 시스테메틱 비트에 대한 펑처링은 배제한다.(1) Puncture on cystematic bits is excluded.
(2) 두개의 구성 부호기로부터의 패리티 출력열에 대하여 균등한 양의 펑처링을 수행한다. (2) An equal amount of puncturing is performed on the parity output strings from the two constituent encoders.
(3) 각각의 구성 부호기로부터의 패리티 출력열의 펑처링 패턴은 균일한 특성을 가지도록 설계한다.(3) The puncturing pattern of the parity output string from each component encoder is designed to have a uniform characteristic.
추가적으로, 상기 가정하에서 기본적으로 한 가지 더 생각해야 하는 문제점 은 새롭게 제안되는 펑처링 알고리즘에 의한 펑처링 패턴이 기존의 정규 데이터 레이트에서 사용하는 펑처링 패턴과 호환되도록 하는 것이 구현상의 측면에서 바람직하다는 점이다. In addition, one more fundamental problem under the above assumption is that it is desirable in terms of implementation that the puncturing pattern by the newly proposed puncturing algorithm be compatible with the puncturing pattern used at the existing normal data rate. Is the point.
그러므로, 기존의 정규 데이터 레이트에서 정의되어 있는 펑처링 패턴과 호환되면서 위의 3가지의 조건을 만족시킬 수 있는 펑처링이 이하에서 설명되어질 펑처링 패턴에 의해 수행되어지도록 하는 새로운 전송 체인을 제안한다.Therefore, we propose a new transmission chain in which puncturing that is compatible with the puncturing pattern defined at the existing normal data rate and satisfying the above three conditions is performed by the puncturing pattern described below. .
우선 전술한 바와 같이, N과 I의 관계에 따라 터보 부호기의 부호율을 결정해야 한다. 물론 기본적으로 터보코드를 사용하는 경우에는 모든 코드 레이트는 1/5 레이트의 터보 코드로부터 펑처링을 수행하여 만든 부호로 생각할 수 있으므로, 터보 부호기의 부호율을 기본적으로 1/5레이트로 고정한 후, 레이트 매칭 펑처링 단에서 최종적으로 부호율을 조정하는 방법을 사용하는 것도 가능하다. 그러나 기존의 터보 부호기 내에 이미 펑처링 블록이 존재하므로 이를 사용하여 우선적으 로 터보 부호기 내부에서 코드율을 N과 I의 관계에 따라 적절하게 이에 대하여 레이트 매칭 펑처링을 수행할 수도 있다.First, as described above, the code rate of the turbo encoder must be determined according to the relationship between N and I. Of course, in the case of using the turbo code, all code rates can be thought of as codes generated by puncturing from the 1/5 rate turbo code, so after fixing the code rate of the turbo encoder to 1/5 rate basically, It is also possible to use a method of finally adjusting the code rate in the rate matching puncturing stage. However, since a puncturing block already exists in the existing turbo encoder, it may be used to perform rate matching puncturing on the code rate in the turbo encoder according to the relationship between N and I.
본 발명에서는 우선적으로 N과 I의 관계에 따라 우선적으로 터보 부호기 내부의 펑처링 블록을 수행하여, 터보 부호기의 출력 부호율을 결정한 후, 이렇게 결정된 부호율을 가지는 채널 부호기의 출력열의 길이와 인터리버의 길이를 정합시키는 방법에 대하여 제안한다.In the present invention, first, the puncturing block inside the turbo encoder is first determined according to the relationship between N and I to determine the output code rate of the turbo coder, and then the length of the output string of the channel coder having the determined code rate and the interleaver A method of matching length is proposed.
만약, 원하는 인터리버 사이즈가 5I보다 작은 경우 펑처링은 다음 표1과 같은 조건하에서 수행된다.If the desired interleaver size is smaller than 5I, puncturing is performed under the conditions shown in Table 1 below.
상기 표 1에서 채널 비트와, CRC 오류 비트와, 테일 비트로 이루어진 정보 비트열(길이 I를 가짐)이 채널 부호기에 입력되면 각 RC상에서 정해진 정규 데이터 레이트의 체인이 아닌 다른 체인을 형성해야 하는 경우 1/kn 레이트의 터보 부호기를 채널 부호기로 사용한다. 여기서 상기 kn은 터보 부호기의 코드 레이트의 역수이다.When the information bit string (having length I) consisting of channel bits, CRC error bits, and tail bits in Table 1 is input to the channel encoder, a chain other than a chain of normal data rates determined on each RC is required. The / k n rate turbo encoder is used as the channel encoder. Where k n is the inverse of the code rate of the turbo encoder.
그리고 상기 터보 부호기의 정보 비트열의 길이 I와 N과의 관계가 다음 세 가지로 나뉘어지는 경우에 각각의 펑처링 패턴을 달리한다.In addition, when the relationship between the length I and N of the information bit string of the turbo encoder is divided into three types, each puncturing pattern is different.
우선, 상기 인터리버 사이즈 N이 2I보다 크고, 3I보다 작거나 같은 경우에 상기 kn은 3의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고, 4I보다 작은 경우에 상기 kn은 4의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 4I보다 크거나 같고, 5I보다 작은 경우에 상기 kn은 5의 값을 갖는다.First, k n has a value of 3 when the interleaver size N is greater than 2I and less than or equal to 3I. Or k n has a value of 4 when the interleaver size N is larger than 3I and smaller than 4I. Or k n has a value of 5 when the interleaver size N is greater than or equal to 4I and less than 5I.
그러므로, 상기 1/kn 레이트의 터보 부호기에 의해 채널 코딩되어 출력된 출력 비트열에서 출력되는 하나의 정보 비트와 이 정보 비트에 순차적으로 출력되는 (kn-1)개의 패리티 비트들과 함께 하나의 단위 심볼 그룹으로 형성되고, 이 각각의 단위 심볼 그룹들은 전체 I개가 형성된다.Therefore, one information bit outputted from the output bit stream channel-coded and outputted by the 1 / k n rate turbo encoder and one (k n -1) parity bits sequentially outputted to the information bit. The unit symbol groups of are formed, and each unit symbol group of I is formed in total.
예를 들어, 상기 kn이 3의 값을 갖는 경우에 상기 단위 심볼 그룹은 하나의 정보 비트와, 터보 부호기에 구성된 제1 구성 부호기(constituent)와 제2 구성 부호기로부터 부가된 2개의 패리티 비트들로 이루어진 하나의 단위 심볼 그룹을 형성한다. 즉, kn개의 비트들로 이루어진 단위 심볼 그룹으로 형성된다.For example, when k n has a value of 3, the unit symbol group includes one information bit and two parity bits added from a first constituent encoder and a second constituent encoder configured in the turbo encoder. Form a unit symbol group consisting of. That is, it is formed of a unit symbol group consisting of k n bits.
따라서, 상기 단위 심볼 그룹들은 0부터 I-1까지 증가하는 인덱스가 부여되고, 이 인덱스의 짝수 또는 홀수값에 따라 다시 짝수 그룹과 홀수 그룹으로 나뉜다. 이하 상기 짝수 그룹 또는 홀수 그룹은 복합 코드 블록으로 총칭된다.Accordingly, the unit symbol groups are given indices that increase from 0 to I-1, and are divided into even and odd groups according to even or odd values of the indexes. Hereinafter, the even group or odd group is collectively referred to as a composite code block.
상기 복합 코드 블록 각각은 "=J"개의 단위 심볼 그룹을 포함하며, 또한 0부터 J-1까지 증가하는 인덱스 j에 대해 짝수 그룹내에서 2j번째를, 홀수 그룹내에서 2j+1번째의 인덱스를 갖는 단위 코드 심볼들을 포함한다. Each of the composite code blocks is " = J "unit symbol groups, and also contains unit code symbols with the 2j th index in the even group and the 2j + 1 th index in the odd group for the index j increasing from 0 to J-1. .
여기서 상기 채널 부호기의 출력 비트열의 길이 L이 홀수인 경우에 I-1번째 단위 심볼 코드 그룹은 상기 표1과 같이 테일 펑처링 패턴에 의해 그 펑처링이 수행된다.In the case where the length L of the output bit string of the channel encoder is odd, the puncturing is performed on the I-th unit symbol code group by a tail puncturing pattern as shown in Table 1 above.
상기 ""은 I를 2로 나눈 값을 넘지 않는 최대 정수를 나타낸다.remind " Represents the maximum integer not exceeding I divided by two.
상기 1/kn 레이트 터보 부호기의 출력 비트열의 길이 L은 "kn×I"의 값을 가지므로, 상기 짝수 그룹과 홀수 그룹 각각에서 펑처링되어져 할 비트수 K는 ""에 의해서 산출된다.Since the length L of the output bit string L of the 1 / k n rate turbo encoder has a value of "k n xI", the number of bits K to be punctured in each of the even and odd groups is " Is calculated by ".
본 발명에서는 상기 전제한 바와 같이 펑처링이 전체 채널 부호기의 출력 비트열에 대하여 균일하게 이루어지고, 상기 채널 부호기의 입력 정보 비트에 해당하는 각 단위 심볼 그룹내에서의 첫 번째 비트에 대해서는 펑처링이 이루어지지 않도록 하기 위하여 상기 표1에서와 같이 정규 데이터 레이트에서 이용되는 펑처링 패턴을 이용한다. 다만, 상기 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고, 4I보다 작은 경우에는 정규 데이터 레이트의 변형된 펑처링 패턴을 이용하도록 한다.In the present invention, as described above, puncturing is uniformly performed on the output bit strings of all channel encoders, and puncturing is performed on the first bit in each unit symbol group corresponding to the input information bits of the channel encoder. In order to prevent it from being used, the puncturing pattern used at the normal data rate is used as shown in Table 1 above. However, when the interleaver size N is larger than 3I and smaller than 4I, a modified puncturing pattern of a normal data rate is used.
특히, 상기 채널 부호기의 출력 비트열에 대한 균일 펑처링이 이루어지도록 하기 위하여 상기 짝수 그룹과 홀수 그룹 각각에서 펑처링이 활성화되는 단위 심볼 그룹은 이하 수학식 2를 만족하는 인덱스 j를 갖는 단위 심볼 그룹에 펑처링이 이루어지도록 한다.In particular, in order to achieve uniform puncturing of the output bit stream of the channel encoder, a unit symbol group in which puncturing is activated in each of the even and odd groups may be assigned to a unit symbol group having an index
상기 수학식 2는 상기 각각의 복합 코드 블록(제1 실시예의 짝수 그룹과 홀수 그룹)에서 펑처링 되어야 할 비트수 K개가 J개의 단위 코드 심볼 그룹내에서 균일하게 펑처링이 이루어지도록 하는 j를 추정한다. 또한, 상기 수학식 2는 이후 설명될 제2 실시예에서 특정 kn에 대한 u 개의 복합 코드 블록들에 대해서도 같은 원리에 의하여 j를 추정한다.
상기 제1 실시예에 따른 펑처링 과정을 다음 도3과 도4의 예를 들어 자세히 설명하기로 한다.The puncturing process according to the first embodiment will be described in detail with reference to the examples of FIGS. 3 and 4 below.
도 3은 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인에 따른 펑처링 과정의 일 예를 나타낸 도면이다.3 is a diagram illustrating an example of a puncturing process according to a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention.
도 4는 본 발명에 따른 터보 코드에 따른 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트의 전송 체인에 따른 펑처링 과정의 다른 예를 나타낸 도면이다.4 is a diagram illustrating another example of a puncturing process according to a transmission chain of a variable data rate or a variable data rate according to a turbo code according to the present invention.
도 3 내지 도 4를 참고하면, 상기 수학식 2를 만족하는 펑처링 활성화 단위 심볼 그룹은 도 3에 도시된 바와 같이 짝수 그룹과 홀수 그룹 각각에서 2j번째와 2j+1번째의 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹을 페어 관계로 정의할 경우에 이 페어 관계를 갖는 단위 심볼 그룹들에 펑처링이 동시에 이루어지도록 한다. 상기 도 3에서 빗금친 부분은 상기 수학식 2를 만족하는 j에 대해 2j 또는 2j+1의 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹에서 펑처링이 활성화됨을 나타낸다.3 to 4, the puncturing activation unit symbol
단, 상기 페어 관계의 단위 심볼 그룹들은 펑처링되는 비트가 다르게 배치되 므로써 균일한 펑처링이 이루어지도록 한다.However, the unit symbol groups in the pair relationship are uniformly punctured because the punctured bits are arranged differently.
특히, 상기 도4에 도시된 바와 같이 상기 채널 부호기로부터 출력되는 출력 비트열의 길이가 홀수인 경우에는 짝수 그룹이 홀수 그룹보다 하나의 단위 심볼 그룹를 더 포함하고, 이 단위 심볼 그룹에 대해서는 펑처링이 반드시 활성화된다.In particular, when the length of the output bit string output from the channel encoder is odd, as shown in FIG. 4, the even group further includes one unit symbol group rather than the odd group, and puncturing must be performed for the unit symbol group. Is activated.
본 발명의 제1 실시예에서는 인터리버 사이즈 N과 채널 부호기의 정보 비트열의 길이 I의 관계에 따라서 우선적으로 터보 부호기의 레이트의 역수(kn)가 정해진다. In the first embodiment of the present invention, the inverse k n of the rates of the turbo encoder is first determined according to the relationship between the interleaver size N and the length I of the information bit string of the channel encoder.
다음으로 우리가 기본적으로 사용하게 될 펑처링 패턴을 정의한다. 이 펑처링 패턴은 기존의 정규 데이터 레이트에서 사용하는 펑처링 패턴을 기반으로 하여 만들어진 패턴이다. 이 패턴을 기반으로 하여 단위 심볼 그룹 단위로 펑처링을 활성화시키거나 비활성화시킴으로써, 기본적으로 기존의 정규 데이터 레이트의 펑처링 패턴과 호환되어질 수 있다. 이때, 짝수 그룹과 홀수 그룹 각각에서 서로 다른 펑처링 패턴에 의해 펑처링을 수행하는 2j와 2j+1번째 단위 심볼 그룹 페어는 전체 펑처링 패턴을 구성하는 각각의 작은 펑처링 패턴 단위의 의미를 갖는다.Next we define the puncturing pattern that we will use by default. This puncturing pattern is a pattern based on the puncturing pattern used at the existing normal data rate. By enabling or disabling the puncturing on a per unit symbol group basis based on this pattern, it can be basically compatible with the puncturing pattern of the existing normal data rate. In this case, the 2j and 2j + 1th symbol group pairs, which perform puncturing by different puncturing patterns in each of the even and odd groups, have the meaning of each small puncturing pattern unit constituting the entire puncturing pattern. .
또한, 상기 펑처링이 활성화된 단위 심볼 그룹 페어는 채널 부호기를 구성하는 각 구성 부호기의 패리티 비트들에 대한 균등 펑처링 조건을 만족한다.In addition, the puncturing-enabled unit symbol group pair satisfies an equal puncturing condition for parity bits of each component coder constituting the channel coder.
제2 실시예Second embodiment
제2 실시예에서는 터보 부호에 대한 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트용 전송 체인의 다른 예를 제안한다. The second embodiment proposes another example of a transmission chain for a variable data rate or a variable data rate for a turbo code.
상기 표 2에서 채널 비트와, CRC 오류 비트와, 테일 비트로 이루어진 정보 비트열(길이 I를 가짐)이 채널 부호기에 입력되면 각 RC상에서 정해진 정규 데이터 레이트의 체인이 아닌 다른 체인을 형성해야 하는 경우 1/kn 레이트의 터보 부호기를 채널 부호기로 사용한다. 여기서 상기 kn은 터보 부호기의 코드 레이트의 역수이다.When the information bit string (having length I) consisting of channel bits, CRC error bits, and tail bits in Table 2 is input to the channel encoder, a chain other than the chain of the normal data rate determined on each RC is required. The / k n rate turbo encoder is used as the channel encoder. Where k n is the inverse of the code rate of the turbo encoder.
그리고 상기 터보 부호기의 정보 비트열의 길이 I와 N과의 관계가 다음 세 가지로 나뉘어지는 경우에 각각의 펑처링 패턴을 달리한다.In addition, when the relationship between the length I and N of the information bit string of the turbo encoder is divided into three types, each puncturing pattern is different.
우선, 상기 인터리버 사이즈 N이 2I보다 크고, 3I보다 작거나 같은 경우에 상기 kn은 3의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고, 4I보다 작거나 같은 경우에 상기 kn은 4의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 4I보다 크고, 5I보다 작은 경우에 상기 kn은 5의 값을 갖는다.First, k n has a value of 3 when the interleaver size N is greater than 2I and less than or equal to 3I. Or k n has a value of 4 when the interleaver size N is greater than 3I and less than or equal to 4I. Or k n has a value of 5 when the interleaver size N is larger than 4I and smaller than 5I.
또한, 상기 채널 부호기의 출력 비트열에서 순차적으로 출력되는 하나의 정보 비트와 (kn-1)개의 패리티 비트들로 구성되는 단위 심볼 그룹들(0부터 I-1까지의 인덱스를 갖는다)에 대해, 상기 kn이 3 또는 5인 경우에 짝수 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹은 짝수 그룹으로, 홀수 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹은 홀수 그룹으로 분리된다. 또한, kn이 3 또는 5인 경우에 단위 심볼 그룹들로부터 형성되는 또 다른 복합 심볼 그룹수를 나타내는 변수 u는 2의 값을 갖는다. In addition, for unit symbol groups (having indices from 0 to I-1) composed of one information bit and (k n -1) parity bits sequentially output from the output bit string of the channel encoder. When k n is 3 or 5, the unit symbol group having an even index is divided into an even group, and the unit symbol group having an odd index is divided into an odd group. In addition, when k n is 3 or 5, the variable u representing the number of other composite symbol groups formed from the unit symbol groups has a value of 2.
그러나, 상기 kn이 4인 경우에는 상기 u가 3의 값을 갖는다. 즉, 상기 1/4 레이트의 채널 부호기로부터 출력된 출력 비트열은 하나의 정보 비트와 3개의 패리티 비트들로 구성되는 단위 심볼 그룹들에 대해 그 인덱스를 3으로 나눈 나머지가 0 또는 1 또는 2의 값을 갖는 단위 코드 심볼들끼리 3개의 복합 심볼 그룹들로 형성된다.However, when k n is 4, u has a value of 3. That is, the output bit string output from the 1 / 4-rate channel encoder has a remainder obtained by dividing the index by 3 for unit symbol groups composed of one information bit and three parity bits, and the remainder is 0, 1, or 2. Each unit code symbol having a value is formed of three complex symbol groups.
상기 단위 심볼 그룹들은 특정 kn에 대해 전체 I개가 형성되고, 상기 단위 코드 심볼들로부터 다시 형성되는 u개의 복합 심볼 그룹들은 특정 kn으로부터 형성되는 단위 코드 심볼들중에서 "=J"개의 단위 코드 심볼들을 포함한다. 상기 특정 kn에 대해 형성되는 u개의 복합 심볼 그룹들은 0부터 J-1까지 증가하는 인덱스 j에 대해 uj에서 "u(j+1)-1"까지의 인덱스를 갖는 단위 코드 심볼들을 포함한다.The unit symbol groups are formed in total I for a particular k n , and the u complex symbol groups formed again from the unit code symbols are selected from unit code symbols formed from a particular k n . = J "unit code symbols. The u compound symbol groups formed for the particular k n are from uj to" u (j + 1) -1 "for an index j that increases from 0 to J-1. Contains unit code symbols with an index of.
상기 ""은 I를 u로 나눈 값을 넘지 않는 최대 정수를 나타낸다.remind " "Represents a maximum integer not exceeding I divided by u.
제1 실시예와 마찬가지로, 상기 채널 부호기의 출력 비트열의 길이 L이 홀수인 경우에 특정 kn에 대하여 형성되는 u개의 복합 심볼 그룹들중의 I-1번째 단위 코드 그룹은 표2에서와 같이 테일 펑처링 패턴에 의해 그 펑처링이 수행된다.As in the first embodiment, when the length L of the output bit string of the channel encoder is odd, the I-1 th unit code group among the u complex symbol groups formed for a specific k n is tailed as shown in Table 2 below. The puncturing is performed by the puncturing pattern.
상기 특정 kn으로부터 형성된 u개의 복합 심볼 그룹들에서 인덱스 uj에서 "u(j+1)-1"의 값을 갖는 단위 코드 심볼 그룹들은, 이 j가 상기 수학식 1을 만족하는 경우에, 동시에 펑처링이 수행되는 페어 관계를 갖는다. The unit code symbol groups having the value of "u (j + 1) -1" at the index uj in the u complex symbol groups formed from the specific k n may be applied simultaneously if this j satisfies
단, 상기 페어 관계의 단위 코드 심볼들은 상기 표2와 같이 같은 kn에 대해 서로 다른 펑처링 패턴으로 그 동작이 수행된다. 또한, 상기 kn이 4인 경우에 제1 실시예에서와는 달리 복합 심볼 그룹이 3개의 그룹으로 형성되고, 활성화된 페어 관계의 활성화된 단위 코드 심볼들에서 펑처링되는 비트수(p)는 4의 값을 갖는다. 이는 상기 페어 관계에 의해서 펑처링되는 작은 단위의 펑처링이 정규 데이터 레이트의 펑처링 패턴을 지원하도록 하기 위해서이다. 상기 kn이 3 또는 5인 경우에 상기 페어 관계의 활성화된 단위 코드 심볼들에서 펑처링되는 비트수(p)는 2의 값을 갖는다.However, the unit code symbols in the pair relationship are performed in different puncturing patterns for the same k n as shown in Table 2 above. In addition, when k n is 4, unlike in the first embodiment, a complex symbol group is formed into three groups, and the number of bits p punctured in the activated unit code symbols of an activated pair relationship is 4 Has a value. This is to allow the puncturing of a small unit punctured by the pair relationship to support the puncturing pattern of the normal data rate. When k n is 3 or 5, the number of bits p punctured in the activated unit code symbols of the pair relationship has a value of 2.
그러므로, 상기 특정 kn에 대해 형성된 복합 심볼 그룹들에서 펑처링되는 비트수(K)는 ""에 의해서 산출될 수 있다.Therefore, the number of bits K punctured in the composite symbol groups formed for the particular k n is " It can be calculated by ".
제1 실시예에서와 마찬가지로 제2 실시예에서도 상기 전제한 바와 같이 정보 비트에 대한 펑처링을 배제하기 위하여 상기 표2와 같이 제1 비트에 대한 펑처링은 수행되지 않도록 한다. 또한, 전체 출력 비트열에 대한 균일 펑처링을 수행하기 위하여 상기 수학식 2를 만족하는 j에 대하여 펑처링이 수행되도록 한다.As in the first embodiment, the puncturing for the first bit is not performed as shown in Table 2 in order to exclude the puncturing for the information bit as described above. In addition, puncturing is performed on
결론적으로, 상기 표 2를 이용한 펑처링 알고리즘과 표1을 이용한 펑처링 알고리즘의 차이점은, 후자의 펑처링 알고리즘은 단위 코드 심볼들을 짝수번째 그룹 과 홀수번째 그룹으로 나눈 반면, 전자의 펑처링 알고리즘은 하나의 전체 펑처링 패턴을 구성하는 단위 펑처링 패턴의 개수로 나눈다는 점이다. 예를 들어, 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고 4I보다 작거나 같은 경우에 채널 부호기의 전체 출력 비트열을 하나의 정보 비트와 이 정보 비트에 순차적으로 출력되는 3개의 패리티 비트들을 하나의 단위 코드 그룹으로 나누고, 다시 이 단위 코드 그룹을 3개의 복합 심볼 그룹으로 나누어 이 복합 심볼 단위로 표2의 펑처링 패턴을 적용하는 것이다.In conclusion, the difference between the puncturing algorithm using Table 2 and the puncturing algorithm using Table 1 is that the latter puncturing algorithm divides the unit code symbols into even and odd groups, whereas the former puncturing algorithm is used. It is divided by the number of unit puncturing patterns constituting one overall puncturing pattern. For example, if the interleaver size N is greater than 3I and less than or equal to 4I, the entire output bit string of the channel encoder is one information bit and three parity bits sequentially outputted to this information bit into one unit code group. The unit code group is divided into three compound symbol groups, and the puncturing pattern shown in Table 2 is applied to this compound symbol unit.
제3 실시예Third embodiment
제3 실시예에서는 터보 부호에 대한 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트용 전송 체인의 다른 예를 제안한다.The third embodiment proposes another example of a transmission chain for a variable data rate or a variable data rate for a turbo code.
상기 표 2에서 채널 비트와, CRC 오류 비트와, 테일 비트로 이루어진 정보 비트열(길이 I를 가짐)이 채널 부호기에 입력되면 각 RC상에서 정해진 정규 데이터 레이트의 체인이 아닌 다른 체인을 형성해야 하는 경우 1/kn 레이트의 터보 부호기를 채널 부호기로 사용한다. 여기서 상기 kn은 터보 부호기의 코드 레이트의 역수이다.When the information bit string (having length I) consisting of channel bits, CRC error bits, and tail bits in Table 2 is input to the channel encoder, a chain other than the chain of the normal data rate determined on each RC is required. The / k n rate turbo encoder is used as the channel encoder. Where k n is the inverse of the code rate of the turbo encoder.
그리고 상기 터보 부호기의 정보 비트열의 길이 I와 N과의 관계가 다음 세 가지로 나뉘어지는 경우에 각각의 펑처링 패턴을 달리한다.In addition, when the relationship between the length I and N of the information bit string of the turbo encoder is divided into three types, each puncturing pattern is different.
우선, 상기 인터리버 사이즈 N이 2I보다 크고, 3I보다 작거나 같은 경우에 상기 kn은 3의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고, 4I보다 작거나 같은 경우에 상기 kn은 4의 값을 갖는다. 또는 상기 인터리버 사이즈 N이 4I보다 크고, 5I보다 작은 경우에 상기 kn은 5의 값을 갖는다.First, k n has a value of 3 when the interleaver size N is greater than 2I and less than or equal to 3I. Or k n has a value of 4 when the interleaver size N is greater than 3I and less than or equal to 4I. Or k n has a value of 5 when the interleaver size N is larger than 4I and smaller than 5I.
또한, 상기 채널 부호기의 출력 비트열에서 순차적으로 출력되는 하나의 정보 비트와 (kn-1)개의 패리티 비트들로 구성되는 단위 심볼 그룹들(0부터 I-1까지의 인덱스를 갖는다)에 대해, 상기 kn이 3 또는 5인 경우에 짝수 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹은 짝수 그룹으로, 홀수 인덱스를 갖는 단위 심볼 그룹은 홀수 그룹으로 분리된다. 또한, kn이 3 또는 5인 경우에 단위 심볼 그룹들로부터 형성되는 또 다른 복합 심볼 그룹수를 나타내는 변수 u는 2의 값을 갖는다. In addition, for unit symbol groups (having indices from 0 to I-1) composed of one information bit and (k n -1) parity bits sequentially output from the output bit string of the channel encoder. When k n is 3 or 5, the unit symbol group having an even index is divided into an even group, and the unit symbol group having an odd index is divided into an odd group. In addition, when k n is 3 or 5, the variable u representing the number of other composite symbol groups formed from the unit symbol groups has a value of 2.
그러나, 상기 kn이 4인 경우에는 상기 u가 3의 값을 갖는다. 즉, 상기 1/4 레이트의 채널 부호기로부터 출력된 출력 비트열은 하나의 정보 비트와 3개의 패리티 비트들로 구성되는 단위 심볼 그룹들에 대해 그 인덱스를 3으로 나눈 나머지가 0 또는 1 또는 2의 값을 갖는 단위 코드 심볼들끼리 3개의 복합 심볼 그룹들로 형성된다.However, when k n is 4, u has a value of 3. That is, the output bit string output from the 1 / 4-rate channel encoder has a remainder obtained by dividing the index by 3 for unit symbol groups composed of one information bit and three parity bits, and the remainder is 0, 1, or 2. Each unit code symbol having a value is formed of three complex symbol groups.
상기 단위 심볼 그룹들은 특정 kn에 대해 전체 I개가 형성되고, 상기 단위 코드 심볼들로부터 다시 형성되는 u개의 복합 심볼 그룹들은 특정 kn으로부터 형성되는 단위 코드 심볼들중에서 "=J"개의 단위 코드 심볼들을 포함한다. 상기 특정 kn에 대해 형성되는 u개의 복합 심볼 그룹들은 0부터 J-1까지 증가하는 인덱스 j에 대해 uj에서 "u(j+1)-1"까지의 인덱스를 갖는 단위 코드 심볼들을 포함한다.The unit symbol groups are formed in total I for a particular k n , and the u complex symbol groups formed again from the unit code symbols are selected from unit code symbols formed from a particular k n . = J "unit code symbols. The u compound symbol groups formed for the particular k n are from uj to" u (j + 1) -1 "for an index j that increases from 0 to J-1. Contains unit code symbols with an index of.
상기 ""은 I를 u로 나눈 값을 넘지 않는 최대 정수를 나타낸다.remind " "Represents a maximum integer not exceeding I divided by u.
제2 실시예와 다른점은 상기 채널 부호기의 출력 비트열의 길이 L과 u의 관계에 따라 마지막 (L mod u)개만큼의 단위 심볼 그룹들에 대하여 표3과 같은 테일 펑처링 패턴을 적용하여 펑처링을 수행해야 한다는 점이다.The difference from the second embodiment is that the tail puncturing pattern shown in Table 3 is applied to the last (L mod u) unit symbol groups according to the relationship between the length L and u of the output bit string of the channel encoder. Is to do the processing.
제4 실시예Fourth embodiment
제4 실시예에서는 터보 부호에 대한 가변 데이터 레이트나 다변 데이터 레이트용 전송 체인의 또 다른 예를 제안한다.The fourth embodiment proposes another example of a transmission chain for a variable data rate or a multivariate data rate for a turbo code.
실시예 3과 실시예 4의 차이점은 인터리버 사이즈 N이 3I보다 크고 4I보다 작은 경우의 펑처링 패턴이다. 이러한 펑처링 패턴을 통하여 펑처링을 수행하는 경우, 나머지 부분은 실시예 3과 같은 알고리듬을 사용할 수 있다. 그러나 L이 3의 배수가 아닌 경우에는 약간은 다른 방법을 사용하여 추가적인 펑처링을 수행해야 한다. 즉 L이 3의 배수가 아닌 경우에는 마지막 (L mod u) 만큼의 코드 심볼 그룹에 대하여 추가적인 펑처링을 수행해야 하며, 이 경우 사용하는 펑처링 패턴은 코드 심볼 그룹의 인덱스와 관계없이 P0가 되어야 한다.The difference between the third embodiment and the fourth embodiment is the puncturing pattern when the interleaver size N is larger than 3I and smaller than 4I. When puncturing is performed through the puncturing pattern, the rest of the algorithm may use the same algorithm as in the third embodiment. However, if L is not a multiple of 3, you need to do some additional puncturing using a slightly different method. That is, if L is not a multiple of 3, additional puncturing must be performed on the last (L mod u) code symbol group. In this case, the puncturing pattern used is P 0 regardless of the index of the code symbol group. Should be.
물론 상기 제안된 단위 코드 심볼 단위의 펑처링 패턴의 활성화 기법은 터보 부호기를 항상 1/5로 고정하여 사용하는 경우에도 적용할 수 있다. 이때 펑처링 패턴을 정의함에 있어서, 기존의 터보 부호기의 내부에 정의되어 있는 펑처링 패턴을 포함할 수 있도록 정의해야 한다.Of course, the proposed scheme of activating the puncturing pattern in the unit code symbol unit can be applied to the case where the turbo encoder is always fixed to 1/5. At this time, in defining the puncturing pattern, it should be defined to include the puncturing pattern defined in the existing turbo encoder.
이상의 설명에서와 같이 본 발명은 펑처링 패턴이 기존의 정규 데이터 레이트에서 사용하고 있는 펑처링 패턴과 호환되므로 구현상의 잇점이 잇다.As described above, the present invention has an implementation advantage since the puncturing pattern is compatible with the puncturing pattern used at the existing normal data rate.
또한, 현재의 3GPP2 시스템에서 가변 데이터 레이트나 보조 채널에 대한 가변 데이터 레이트 모드 혹은 상기 두 개가 모두 지원되는 경우, 심볼 반복에 의한 시간 다이버시티 이득 이외에도 실제적인 코드율의 감소로 인한 코딩 이득을 얻을 수 있으며, 이로 인하여 요구되는 전송 전력을 낮출 수 있다.In addition, in the current 3GPP2 system, when the variable data rate, the variable data rate mode for the auxiliary channel, or both are supported, in addition to the time diversity gain due to symbol repetition, the coding gain due to the actual code rate reduction can be obtained. As a result, the required transmission power can be lowered.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.Those skilled in the art will appreciate that various changes and modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정하는 것이 아니라 특허 청구 범위에 의해서 정해져야 한다. Therefore, the technical scope of the present invention should not be limited to the contents described in the examples, but should be defined by the claims.
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