KR100776646B1 - Channel estimation in ofdm cellular systems - Google Patents

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Abstract

A channel estimating method and apparatus in an OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) cellular system is provided to improve a channel estimating performance by estimating and eliminating mutual interference in a channel estimating process. An estimation response to a high-density pilot symbol is calculated by extracting a subcarrier of the high-density pilot symbol(501). The calculated estimation response is divided into several sections at a predetermined interval to calculate a division response in each divided section(504). A channel response to the high-density pilot symbol is calculated by using the first division response(505). An estimation response to a low-density pilot symbol is calculated by extracting a subcarrier of the low-density pilot symbol(506,508). A channel response to the low-density pilot symbol is calculated by subtracting an accumulated value of the division response from the estimation response of the low-density pilot symbol(509).

Description

ＯＦＤＭ 기반 셀룰러 시스템에서의 채널 추정 방법 및 장치{Channel Estimation in OFDM Cellular Systems}Channel Estimation in OFDM Cellular Systems

도 1은 일반적인 OFDM(A) 기반의 셀룰러 시스템에서 파일롯 훈련신호 부반송파의 삽입 예를 나타낸 도면.1 is a diagram illustrating an example of inserting a pilot training signal subcarrier in a general OFDM (A) based cellular system.

도 2는 일반적인 채널 추정기를 포함하는 OFDM(A) 수신기의 블록 구성도.2 is a block diagram of an OFDM (A) receiver including a general channel estimator.

도 3은 OFDM(A) 기반의 셀룰러 시스템에서 서로 인접한 두 셀간의 훈련신호열 충돌에 의한 간섭의 예를 설명하기 위한 도면.3 is a diagram illustrating an example of interference due to training signal sequence collision between two adjacent cells in an OFDM (A) based cellular system.

도 4는 본 발명에 이용되는 OFDM(A) 기반의 셀룰러 시스템에서의 간섭 추정및 제거를 위한 파일롯 배치 구조를 나타낸 도면.4 illustrates a pilot arrangement structure for interference estimation and cancellation in an OFDM (A) based cellular system used in the present invention.

도 5는 본 발명에 따른 OFDM(A) 기반의 셀룰러 시스템에서의 간섭 응답 추정 및 간섭 응답 제거를 위한 채널 추정 방법에 대한 처리 흐름도.5 is a flowchart illustrating a channel estimation method for interference response estimation and interference response cancellation in an OFDM (A) -based cellular system according to the present invention.

도 6은 본 발명에 따른 파일롯 배치 구조를 사용하였을 때 신호의 반복적인 구조 특성을 설명하기 위한 도면.6 is a view for explaining the repetitive structural characteristics of the signal when using the pilot arrangement structure according to the present invention.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 기반 셀룰러 시스템에서 인접한 셀간의 파일럿 훈련 신호열에 의한 상호 간섭을 최소화하기 위하여 채널 추정 과정에서 상호 간섭을 추출하여 제거하기 위한 채널 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a channel estimation method and apparatus for extracting and removing mutual interference in a channel estimation process in order to minimize mutual interference by pilot training signal sequences between adjacent cells in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) based cellular system.

OFDM 기반 시스템에는 유럽형 디지털 방송 시스템인 디지털 오디오 방송(DAB: Digital Audio Broadcasting) 시스템과, 디지털 비디오 방송(DVB-T: Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 시스템과, 무선랜 규격인 IEEE802.11a와 Hiperlan/2가 있다.The OFDM-based system includes a digital audio broadcasting (DAB) system, a European digital broadcasting system, a digital video broadcasting-terrestrial (DVB-T) system, IEEE802.11a and Hiperlan / 2, which are wireless LAN standards. There is.

이 중 디지털 오디오 방송(DAB) 시스템은 인접 심볼간의 차동 변조 방식(Differential Modulation)을 사용하기 때문에, 채널 추정이 필요하지 않지만, 16QAM이나 64QAM과 같은 대역폭 효율이 높은 변조 방식을 사용할 수 없고 차동 변조에 따른 검출 성능 열화가 발생한다는 단점이 있다.Since digital audio broadcasting (DAB) system uses differential modulation between adjacent symbols, channel estimation is not required, but bandwidth-efficient modulation such as 16QAM or 64QAM cannot be used and differential modulation is not used. There is a disadvantage that the detection performance deterioration occurs.

영상신호의 전송을 위해 보다 높은 대역폭 효율을 필요로 하는 DVB-T 시스템은 각 심볼의 일부 부반송파에 송수신단에서 미리 알고 있는 훈련 신호열(Pilot)을 삽입하여 각 부반송파의 채널 주파수 응답을 추정하고, 그 추정 결과에 따라 수신 신호의 크기와 위상의 변화를 결정단 입력에서 보상한다.The DVB-T system, which requires higher bandwidth efficiency for the transmission of the video signal, estimates the channel frequency response of each subcarrier by inserting a training pilot previously known by the transceiver to some subcarriers of each symbol. According to the estimation result, a change in the magnitude and phase of the received signal is compensated at the decision stage input.

이에 반해 무선랜 시스템은 이동성이 약하고 길이가 짧다는 패킷의 특성 때문에, 데이터 심볼 이전에 송수신기 간에 약속된 한 두개의 심볼(Preamble)을 전송하여 채널 추정을 수행한다. In contrast, the WLAN system performs channel estimation by transmitting one or two symbols (Preamble) promised between the transceivers before the data symbol because of the characteristics of a packet having a low mobility and a short length.

통상의 OFDM 시스템은 채널 추정을 위해 미리 알려져 있는 파일럿 부반송파 를 통해 훈련 신호열을 전송한다. 그러나, 셀룰러 시스템에서는 인접한 셀에서 파일럿 부반송파를 통해 전송되는 훈련 신호열이 일으키는 간섭에 의해서 채널 성능이 급격하게 열화되는 문제가 있다. 이에 따라 셀룰러 시스템에서는 이렇게 열화된 채널 추정 성능이 전체 시스템의 전송 용량에 민감한 영향을 끼치기 때문에, 채널 추정 성능을 유지할 수 있는 방법이 필요하다. Conventional OFDM systems transmit a training signal sequence on pilot subcarriers known in advance for channel estimation. However, in a cellular system, there is a problem in that channel performance is rapidly degraded by interference caused by a training signal sequence transmitted through a pilot subcarrier in an adjacent cell. Accordingly, in the cellular system, since such degraded channel estimation performance has a sensitive effect on the transmission capacity of the entire system, a method for maintaining channel estimation performance is required.

OFDM 기반의 셀룰러 시스템에서 채널 추정 성능을 유지할 수 있는 방법의 하나로, 높은 주파수 재사용률을 이용한 훈련 신호열 패턴 설계 방법을 들 수 있다(EP1178641, "Frequency Reuse Scheme for OFDM systems," European Patent, SONY, 2002 참조)(이하, "제1 종래 기술"이라 함). 이 제1 종래 기술은 데이터 트래픽 채널에 사용하는 주파수 재사용률(FRF: Frequency Reuse Factor)에 비해서 훈련신호 부반송파에 더 높은 주파수 재사용률을 사용하여, 인접한 셀에서 전송된 훈련 신호열에 의한 채널 추정시의 간섭을 줄이고자 하는 방법이다. 이 제1 종래 기술은 각 기지국 간의 완벽한 시간 동기를 필요로 하지 않는다는 장점을 가질 수 있지만, 데이터 트래픽 채널의 셀간 간섭에 대한 관리를 위해서 기지국 간의 시간 동기가 맞춰져 있어야 한다는 일반적인 가정이 필요하다. 또한, 이 제1 종래 기술은 채널의 주파수 선택적 특성이 강한 경우, 훈련 신호열에 적용된 높은 주파수 재사용률 때문에, 정확한 채널을 추정할 수 있을 만큼의 충분한 개수의 훈련신호 부반송파를 할당하기 어렵다는 단점이 있다.One method for maintaining channel estimation performance in an OFDM-based cellular system is to design a training signal sequence pattern using a high frequency reuse rate (EP1178641, "Frequency Reuse Scheme for OFDM systems," European Patent, SONY, 2002). (Hereinafter referred to as "first prior art"). This first conventional technique uses a higher frequency reuse rate for a training signal subcarrier compared to a frequency reuse factor (FRF) used for a data traffic channel, and is used for channel estimation by training signal sequences transmitted from adjacent cells. This is to reduce the interference. This first prior art may have the advantage that it does not require perfect time synchronization between each base station, but the general assumption that time synchronization between base stations should be coordinated for management of inter-cell interference of data traffic channels. In addition, this first conventional technique has a disadvantage in that, when the frequency selective characteristic of the channel is strong, it is difficult to allocate a sufficient number of training signal subcarriers sufficient to estimate an accurate channel due to the high frequency reuse rate applied to the training signal sequence.

OFDM 기반의 셀룰러 시스템에서 채널 추정 성능을 유지할 수 잇는 다른 방법으로는, 서로 인접한 셀에서 전송되는 훈련 신호열의 상관 특성이 낮도록 변조시켜 서 채널 추정에서의 간섭을 평균화시키는 방법으로, 이는 IEEE802.16e의 훈련 신호열 변조 방법이다(이하, "제2 종래 기술"이라 함). 이 제2 종래 기술을 사용하면, 채널 추정 과정에서 인접 셀의 간섭은 고르게 확산되는 반면, 추정하고자 하는 이산 채널은 유한한 길이를 가지는 임펄스 응답의 형태로 나타난다. 따라서, 이 제2 종래 기술은 근사적으로 훈련신호 부반송파의 개수와 이산 채널 임펄스 응답의 길이 사이의 비율에 해당하는 확산이득의 형태로 간섭을 감소시킨다. 그러나, 이 제2 종래 기술은 훈련신호 부반송파의 개수가 크지 않거나 셀의 경계에 가까워질수록 급격히 채널추정 성능이 열화되는 단점이 있으며, 이에 따라 이동성을 보장하는 셀룰러 시스템에 적용되기에는 어려운 문제점이 있다. Another method for maintaining channel estimation performance in OFDM-based cellular systems is to average the interference in channel estimation by modulating the low correlation between the training signal sequences transmitted from adjacent cells. Is a training signal sequence modulation method (hereinafter referred to as " second prior art "). Using this second conventional technique, the interference of adjacent cells is spread evenly in the channel estimation process, while the discrete channel to be estimated appears in the form of an impulse response having a finite length. Thus, this second prior art reduces interference in the form of spreading gain corresponding to the ratio between the number of training signal subcarriers and the length of the discrete channel impulse response. However, this second conventional technique has a disadvantage in that the channel estimation performance deteriorates rapidly as the number of training signal subcarriers is not large or close to the cell boundary, and thus it is difficult to be applied to a cellular system that guarantees mobility. .

따라서, 본 발명은 상기와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, OFDM 기반 셀룰러 시스템에서, 서로 인접한 셀의 기지국으로부터 채널 추정을 위해서 전송되는 훈련 신호열의 전체 또는 그 일부가 시간 및 주파수 상에서 서로 같은 자원을 사용하고 있을 때, 인접 셀에 의한 간섭 응답을 예측하여 채널 추정 과정에서 간섭을 제거하기 위한 채널 추정 방법 및 그 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.Accordingly, the present invention has been made to solve the above problems of the prior art, in the OFDM-based cellular system, the whole or part of the training signal sequence transmitted for the channel estimation from the base stations of the cells adjacent to each other in time and frequency An object of the present invention is to provide a channel estimation method and apparatus for removing interference in a channel estimation process by predicting an interference response by adjacent cells when using the same resources.

본 발명의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있으며, 본 발명의 실시예에 의해 보다 분명하게 알게 될 것이다. 또한, 본 발명의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.Other objects and advantages of the present invention can be understood by the following description, and will be more clearly understood by the embodiments of the present invention. Also, it will be readily appreciated that the objects and advantages of the present invention may be realized by the means and combinations thereof indicated in the claims.

상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 채널 추정 방법은, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 기반 셀룰러 시스템에서의 채널 추정 방법에 있어서, 파일롯 부반송파의 개수가 많은 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하여 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제1 단계; 상기 제1 단계에서 계산된 추정 응답에 대해 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 각 구분에서의 구분 응답을 계산하는 제2 단계; 상기 구분 응답 중 첫번째 구분 응답을 이용해 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제3 단계; 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수보다 적은 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하여, 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제4 단계; 및 상기 제4 단계에서 계산된 저밀도 파일롯 심볼의 추정 응답에서 상기 제2 단계에서 계산된 구분 응답의 누적된 값을 감산하여 간섭 응답이 제거된 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제5 단계를 포함한다.In the channel estimation method according to the present invention for achieving the above object, in the channel estimation method in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) -based cellular system, the high-density pilot by extracting a sub-carrier of a high density pilot symbol with a large number of pilot subcarriers Calculating an estimated response for the symbol; A second step of calculating a division response in each division by dividing at regular intervals according to a ratio of the number of pilot subcarriers set to the estimation response calculated in the first step; Calculating a channel response for the high density pilot symbol by using a first division response of the division response; A fourth step of extracting subcarriers of a low density pilot symbol less than the number of pilot subcarriers of the high density pilot symbol and calculating an estimated response to the low density pilot symbol; And a fifth step of calculating a channel response for the low density pilot symbol from which the interference response is removed by subtracting the accumulated value of the division response calculated in the second step from the estimated response of the low density pilot symbol calculated in the fourth step. It includes.

또한, 상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 채널 추정 장치는, 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 기반 셀룰러 시스템에서의 채널 추정 장치에 있어서, 파일롯 부반송파의 개수가 많은 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파와 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수보다 적은 파일롯 부반송파를 갖는 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하는 부반송파 추출수단; 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제1 추정응답 계산수단; 상기 제1 추정 응답 계산수단에 의해 계산된 추정 응답을 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 구분 응답을 계산하는 구분 응답 계산수단; 상기 구분 응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답 중 첫번째 구분 응답을 이용해 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제1 채널 응답 계산수단; 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제2 추정응답 계산수단; 및 상기 제2 추정응답 계산수단에 의해 계산된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답에서 상기 구분응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답의 누적값을 감산하여 간섭 응답이 제거된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제2 채널 응답 계산수단을 포함한다.In addition, a channel estimating apparatus according to the present invention for achieving the above object is a channel estimating apparatus in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) -based cellular system, the subcarrier of a high density pilot symbol with a large number of pilot subcarriers and the high density pilot Subcarrier extracting means for extracting subcarriers of a low density pilot symbol having a pilot subcarrier smaller than the number of pilot subcarriers of the symbol; First estimation response calculation means for calculating an estimation response for the high density pilot symbol; Division response calculation means for calculating a division response by dividing the estimation response calculated by the first estimation response calculation means at a predetermined interval according to the ratio of the set number of pilot subcarriers; First channel response calculation means for calculating a channel response for the high density pilot symbol by using a first division response among the division responses calculated by the division response calculation means; Second estimation response calculation means for calculating an estimation response for the low density pilot symbol; And subtracting the cumulative value of the division response calculated by the division response calculation unit from the estimation response for the low density pilot symbol calculated by the second estimation response calculation unit to obtain a channel response for the low density pilot symbol from which the interference response is removed. Second channel response calculating means for calculating.

상술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면과 관련한 다음의 상세한 설명을 통하여 보다 분명해 질 것이며, 그에 따라 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어서 본 발명과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. The above objects, features and advantages will become more apparent from the following detailed description taken in conjunction with the accompanying drawings, whereby those skilled in the art may easily implement the technical idea of the present invention. There will be. In addition, in describing the present invention, when it is determined that the detailed description of the known technology related to the present invention may unnecessarily obscure the gist of the present invention, the detailed description thereof will be omitted.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 일 실시 예를 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1은 일반적인 OFDM 기반 셀룰러 시스템에서의 심볼 구조를 나타낸다.1 shows a symbol structure in a typical OFDM based cellular system.

한 개의 OFDM 심볼(100)은 여러 개의 부반송파로 구성된다. 대부분의 부반송 파는 시스템에서 요구하는 전송률이나 오류확률에 따라 BPSK 또는 QPSK 또는 QAM과 같은 변조 방식에 의해 변조되는 비트 정보열을 전송하는 데이터 부반송파(110)로 정의된다. 또한 심볼 중 데이터 부반송파 이외의 나머지 부반송파들은 송수신기단에서 미리 알고 있는 파일럿 훈련 신호열을 전송하여 채널 추정이나 동기 등에 사용되는 파일럿 부반송파(121, 122)들이다.One OFDM symbol 100 is composed of several subcarriers. Most subcarriers are defined as data subcarriers 110 that transmit bit information strings that are modulated by a modulation scheme such as BPSK or QPSK or QAM according to a transmission rate or error probability required by a system. In addition, the remaining subcarriers other than the data subcarriers of the symbols are pilot subcarriers 121 and 122 used for channel estimation, synchronization, etc. by transmitting a pilot training signal sequence known in advance at the transceiver end.

셀룰러 OFDM 시스템에서는 인접한 셀과 동일한 시간 및 주파수 위치에서 동일한 자원을 파일롯(Pilot)으로 사용하는 공통 훈련신호 부반송파(121)와 인접한 셀에서는 데이터를 전송하도록 지정되는 시간 및 주파수 위치에서 훈련신호를 전송하는 부반송파(122)가 혼합되어 사용될 수 있다. 또한 동일한 시간 및 주파수 위치에 사용하는 공통 부반송파와 별도 자원을 사용하는 부반송파는 각 인접한 셀마다 서로 다를 수 있다.In a cellular OFDM system, a training signal is transmitted at a time and frequency location designated to transmit data in a cell adjacent to a common training signal subcarrier 121 that uses the same resource as a pilot at the same time and frequency location as an adjacent cell. The subcarriers 122 may be mixed and used. In addition, a common subcarrier used at the same time and frequency location and a subcarrier using separate resources may be different for each adjacent cell.

프리앰블이나 미드앰블을 사용하는 OFDM 셀룰러 시스템은 특정한 시간의 한 개의 OFDM 심볼을 모든 셀이 함께 사용하므로, 프리앰블이나 미드앰블을 구성하는 모든 부반송파가 공통 훈련신호 부반송파로 구성되어 있다고 생각할 수 있다.In an OFDM cellular system using a preamble or a midamble, since all cells use one OFDM symbol at a specific time, it can be considered that all subcarriers constituting the preamble or the midamble are composed of a common training signal subcarrier.

도 2는 일반적인 OFDM(A) 시스템에서 사용되는 수신장치의 블록 구성도를 나타낸다.2 shows a block diagram of a receiving apparatus used in a general OFDM (A) system.

기저대역 수신신호는 보호구간이 제거된 후, 이산푸리에변환기(DFT)에 의해 처리된다. 이산푸리에 변환 이후에 얻어지는 주파수 축 수신 신호는 채널에 의한 크기 및 위상 왜곡을 보상하기 위해서 채널 추정기(200)로 입력된다.The baseband received signal is processed by a Discrete Fourier Transform (DFT) after the guard interval is removed. The frequency axis received signal obtained after the Discrete Fourier Transform is input to the channel estimator 200 to compensate for magnitude and phase distortion by the channel.

채널 추정을 위해서 먼저, 주파수 축 수신 신호로부터 훈련신호 부반송파 위치에 해당하는 수신값이 추출된다(210). 추출된 수신값에서 송신한 훈련 변조신호를 나누어 주어, 해당 주파수 위치에서의 채널 주파수 응답이 계산된다. 일반적으로 구현의 편의성을 위해서 훈련 신호는 일정한 크기를 가지는 PSK 신호로 변조되므로, 나누기 연산은 훈련신호의 켤레 복소수와 수신신호의 복소 곱셈 연산으로 대체될 수 있는데, 도 2에서 훈련신호열 복소 곱셈기(220)에 의해 채널 주파수 응답이 계산된다.In order to estimate the channel, a reception value corresponding to the training signal subcarrier position is first extracted from the frequency axis reception signal (210). The training modulated signal transmitted from the extracted received value is divided, and the channel frequency response at the corresponding frequency position is calculated. In general, since the training signal is modulated into a PSK signal having a constant size for convenience of implementation, the division operation may be replaced by a complex multiplication operation of the complex number of the training signal and the received signal, and the training signal sequence complex multiplier 220 in FIG. 2. The channel frequency response is calculated by

훈련신호 부반송파 위치에서 얻어진 채널 주파수 응답은 잡음과 간섭에 의해서 심각한 왜곡을 겪게 된다. 따라서, 채널의 시간 및 주파수 축에서의 상관관계를 이용한 추정필터(230)는 채널 주파수 응답에 대해 잡음이나 간섭에 의한 왜곡을 감소시킨다. 채널 임펄스 응답의 길이는 인접신호간 간섭(ISI: Inter-Symbol Interference)이 제거되도록 설계되어, 일반적으로 보호구간의 길이에 비해 짧다. 그러므로, 서로 다른 부반송파 위치에서의 채널 주파수 응답이 상관관계를 가지게 되므로, 적절한 추정필터의 구현에 의해서 채널 추정에서 잡음의 영향을 감소시킬 수 있다. 채널의 짧은 길이를 이용한 추정필터는 M. Morelli and U. Mengali, "A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems," (IEEE Trans. Signal Processing, vol. 49, No. 12, pp. 3065-3073, Dec. 2001)를 참조한다. 또한 전력 지연 함수(Multipath Intensity Profile)를 통한 채널의 통계 특성과 잡음 평균전력을 이용한 추정필터는 O. Edfors, M. Sandell, J. J. van de Beek, S. K. Wilson, and P. O. Borjesson, "OFDM Channel Estimation by Singular Value Decomposition," (IEEE Trans. Commun ., vol. 46, pp. 931939, July 1998)를 참조한다. 단, 이러한 추정필터들은 각 훈련 심볼 부반송파마다 상관관계를 가지지 않는 잡음 환경에서 좋은 성능을 가지며, 간섭의 영향이 큰 셀룰러 시스템에서 그대로 적용하는 경우, 셀간 간섭에 의해 채널 추정 성능의 이득이 크지 않을 수 있다.The channel frequency response obtained at the training signal subcarrier location is severely distorted by noise and interference. Therefore, the estimation filter 230 using the correlation in the time and frequency axis of the channel reduces the distortion caused by noise or interference with respect to the channel frequency response. The length of the channel impulse response is designed to eliminate inter-symbol interference (ISI), and is generally shorter than the length of the guard interval. Therefore, since the channel frequency responses at different subcarrier positions are correlated, the effect of noise in channel estimation can be reduced by implementing an appropriate estimation filter. Estimation filters using shorter lengths of channels are described in M. Morelli and U. Mengali, "A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems," ( IEEE Trans.Signal Processing , vol. 49, No. 12, pp. 3065). -3073, Dec. 2001). In addition, the statistical characteristics of the channel through the power delay function (Multipath Intensity Profile) and the estimation filter using the noise average power are described by O. Edfors, M. Sandell, JJ van de Beek, SK Wilson, and PO Borjesson, "OFDM Channel Estimation by Singular Value Decomposition, "( IEEE Trans. Commun . , Vol. 46, pp. 931939, July 1998). However, these estimation filters have a good performance in a noisy environment that does not have a correlation for each training symbol subcarrier, and when applied to a cellular system with a large influence of interference, the gain of channel estimation performance may not be large due to inter-cell interference. have.

추정필터(230)를 통해 보다 높은 정확도를 가지게 된 훈련신호 부반송파에서의 채널 주파수 응답을 이용하여 데이터 부반송파 위치의 채널 응답을 알아내기 위해서 보간 필터(240)가 사용된다. 보간 필터(240)로는 선형 보간법(Linear Interpolator)이나 2차 다항 보간법 (Second order Polynomial Interpolator)등이 사용되며, 특히 이산 푸리에 변환을 이용한 보간법은 추정필터(230)와 결합되어 하나의 장치로 구현될 수 있다.The interpolation filter 240 is used to determine the channel response of the data subcarrier position using the channel frequency response of the training signal subcarrier which has higher accuracy through the estimation filter 230. As the interpolation filter 240, a linear interpolator or a second order polynomial interpolator is used. In particular, an interpolation method using a discrete Fourier transform is combined with the estimation filter 230 to be implemented as a single device. Can be.

도 3은 두 개의 인접한 셀(도면에서 Cell 0과 Cell 1)에서 시간 및 주파수 축에서 동일한 자원을 통해 채널 추정을 위한 훈련신호열을 전송함으로써 발생하는 훈련심볼간 간섭 신호열의 예를 나타낸 것이다.FIG. 3 shows an example of an interference signal sequence between training symbols generated by transmitting a training signal sequence for channel estimation through the same resource on the time and frequency axes in two adjacent cells (Cell 0 and Cell 1 in the drawing).

현재 특정 단말기로 서비스를 제공하고 있는 특정 셀(Cell 0)로부터 수신되는 훈련 심볼을 이용하여 셀과 단말기 사이의 채널 응답을 추정해 내고자 할 때, 단말기는 먼저 Cell 0의 신호중 훈련신호열의 부반송파의 위치에 해당하는 신호들과 해당 부반송파에서의 채널 주파수 응답을 추출한다. 이러한 과정에서 채널 추정필터를 통한 성능 향상을 위해서, 단말기는 인접한 여러 심볼 구간동안 채널의 주파수 응답을 버퍼에 저장해서 많은 부반송파에 대한 채널의 주파수 응답을 사용할 수 있도록 한다. 일반적으로 주파수 응답이나 훈련신호의 수신값이 저장되는 심볼 구간(310)동안 채널은 시간적으로 거의 변하지 않았다고 가정된다.When trying to estimate the channel response between a cell and a terminal using training symbols received from a specific cell (Cell 0) currently providing a service to a specific terminal, the terminal first locates the subcarrier of the training signal sequence of the cell 0 signal. The channel frequency response is extracted from the corresponding signals and the corresponding subcarriers. In this process, in order to improve performance through the channel estimation filter, the terminal stores the frequency response of the channel in a buffer for several adjacent symbol intervals so that the frequency response of the channel for many subcarriers can be used. In general, it is assumed that the channel hardly changes in time during the symbol period 310 in which the frequency response or the received value of the training signal is stored.

Cell 0에서 송신되는 훈련신호열 부반송파 위치(320)에 해당하는 시간 및 주파수 자원에서 인접한 다른 셀들은 훈련신호열을 전송할 수도 있고, 데이터 트래픽을 전송하거나 아무 신호도 전송하지 않을 수 있다. Other cells adjacent in the time and frequency resources corresponding to the training signal sequence subcarrier location 320 transmitted from Cell 0 may transmit the training signal sequence, and may transmit data traffic or no signal.

일반적으로 단말기는 여러 개의 기지국이 혼재하고 있는 셀 구조 내에서 하나의 기지국하고만 연결된 상태로 신호를 송수신한다. 따라서 단말기가 연결되어서 신호를 송수신하고 있는 기지국을 지원 기지국, 단말에 간섭을 미치고 있는 주변의 인접한 기지국들을 간섭 기지국이라 명명한다. 지원 기지국과 간섭 기지국이 공유하는 자원에서의 파일롯 훈련신호열의 부반송파 집합 중에서 m번째 부반송파 번호를 pm라고 하고, 두 셀이 공통의 자원을 사용하지 않고 파일롯 훈련 신호간의 충돌이 발생하지 않는 훈련 부반송파의 집합 중에서 m번째 부반송파 번호를 qm라고 가정한다. 이때 훈련신호열이 저장되는 버퍼 시간 동안 Cell 0과 Cell 1이 서로 같은 시간 및 주파수 자원 pm에 송신하는 파일롯 훈련 신호열로부터 Cell 1의 파일롯 훈련신호가 Cell 0의 채널 추정 과정에 미치는 간섭을 관찰할 수 있다.In general, a terminal transmits and receives a signal connected to only one base station in a cell structure in which several base stations are mixed. Accordingly, a base station to which a terminal is connected and transmitting and receiving a signal is referred to as a supporting base station and adjacent neighboring base stations interfering with the terminal. A subcarrier number of the pilot training signal sequence in the resources shared by the supporting base station and the interfering base station is called p m , and the two subcarriers do not use a common resource and the collision of the training subcarriers in which the collision between the pilot training signals does not occur. Assume that the m th subcarrier number in the set is q m . At this time, the interference of the pilot training signal of Cell 1 on the channel estimation process of Cell 0 can be observed from the pilot training signal sequence transmitted by Cell 0 and Cell 1 at the same time and frequency resource p m during the buffer time during which the training signal sequence is stored. have.

지원 기지국 및 간섭 기지국들이 서로 동일한 시간 동기를 가지고 있고, 전송에 따른 시간지연 오차가 충분히 작아서 보호구간에 의해 심볼간 간섭(ISI)이 제거된다고 가정하고, 백색 가우시안 부가 잡음은 무시할 수 있을 정도로 작다고 가정하면, 단말기에서 관찰하는 k번째 부반송파에서의 주파수 수신 신호는 다음 수학식 1과 같이 표현될 수 있다.Assume that the supporting base station and the interfering base stations have the same time synchronization with each other, that the time delay error due to transmission is small enough that the intersymbol interference (ISI) is removed by the guard interval, and that the white Gaussian additive noise is negligibly small. In this case, the frequency reception signal in the k-th subcarrier observed by the terminal may be expressed by Equation 1 below.

Figure 112006071573711-pat00001
Figure 112006071573711-pat00001

단, 수학식 1에서 H[k]는 지원 기지국과 단말기 사이에 연결된 채널에 대한 k번째 부반송파의 주파수 응답을, X[k]는 지원 기지국이 k번째 부반송파에 전송하는 신호를 나타낸다. 또한, 단말기에 간섭을 미치는 간섭 기지국이 NB개만큼 존재할 때, Lb는 b번째 간섭 기지국과 단말기 사이의 전파의 거리 감쇄(pathloss)를, Hb[k]는 b번째 간섭 기지국과 단말기 사이에 연결된 채널에 대한 k번째 부반송파의 주파수 응답을, Xb[k]는 b번째 간섭 기지국이 k번째 부반송파에 전송하는 신호를 각각 나타낸다.However, in Equation 1, H [k] represents a frequency response of the k-th subcarrier for a channel connected between the supporting base station and the terminal, and X [k] represents a signal transmitted by the supporting base station to the k-th subcarrier. In addition, when there are N B interference base stations interfering with the terminal, L b denotes a pathloss of radio waves between the b th interfering base station and the terminal, and H b [k] is between the b th interfering base station and the terminal. The frequency response of the k th subcarrier for the channel connected to X b [k] represents a signal transmitted by the b th interference base station to the k th subcarrier, respectively.

이때, 채널의 주파수 응답은 채널의 시간축 임펄스 응답에 의해서 형성되며, 이는 다음 수학식 2와 같다.In this case, the frequency response of the channel is formed by the time axis impulse response of the channel, which is expressed by Equation 2 below.

Figure 112006071573711-pat00002
Figure 112006071573711-pat00002

수학식 2에서, h[n]은 채널의 시간축 응답이며, L개의 탭(tap으)로 구성되어 있다.In Equation 2, h [n] is a time base response of the channel, and is composed of L taps.

지원 기지국 내에서 서비스하고 있는 단말기가 관찰하는 공통 파일롯 훈련부반송파 위치에서의 채널 주파수 응답의 추정값은 다음 수학식 3과 같다.The estimated value of the channel frequency response at the common pilot training subcarrier location observed by the terminal serving the supporting base station is expressed by Equation 3 below.

Figure 112006071573711-pat00003
Figure 112006071573711-pat00003

간섭 기지국으로부터 오는 모든 간섭을 I[k]라 할 때, I[k]는 인접 기지국의 전파 거리 감쇄뿐만 아니라, 지원 기지국과 간섭 기지국의 훈련 신호의 상관관계에 의해 영향을 받게 된다. 시간축에서 단말기에 미치는 간섭 응답 I[n]은 다음 수학식 4와 같이 표현된다.When all the interference from the interfering base station is referred to as I [k], I [k] is affected by the correlation of the training signal of the supporting base station and the interfering base station as well as the propagation distance attenuation of the adjacent base station. The interference response I [n] affecting the terminal on the time axis is expressed by Equation 4 below.

Figure 112006071573711-pat00004
Figure 112006071573711-pat00004

도 4는 본 발명에 따른 간섭 기지국으로부터 오는 간섭 응답을 추정 및 예측하여 채널 추정에 반영할 수 있는 파일롯 배치 구조를 나타낸 것이다.4 illustrates a pilot arrangement structure capable of estimating and predicting an interference response from an interfering base station according to the present invention and reflecting it in channel estimation.

도 4에서 하나의 OFDM 심볼은 채널 추정을 위한 파일롯 부반송파(410)와 데이터를 전송하는 데이터 부반송파(420)로 이루어져 있다.In FIG. 4, one OFDM symbol includes a pilot subcarrier 410 for channel estimation and a data subcarrier 420 for transmitting data.

일반적으로 채널 추정 및 기본적인 동작을 수행하기 위한 구간이 존재하고, 이를 기본전송구간(430)이라고 명한다. 이때, 기본전송구간(430)은 적어도 한 개 이상의 OFDM 심볼로 이루어질 수 있으며, 기본전송구간(430)에서의 심볼의 개수는 시스템에 따라 다르게 설정할 수 있다. 기본전송구간 내에서는 채널이 시간적으로 거의 변하지 않는다고 가정하며, 이때 채널의 주파수 응답을 충분히 얻기 위해서 여러 개의 OFDM 심볼에 파일롯을 분산 배치하여 파일롯을 훈련신호 버퍼시간 동안 저장하여 사용할 수도 있다. 기본전송구간마다 하나의 파일롯 심볼이 배치된다고 하였을 때, 이 기본전송구간 내의 채널은 일정하다고 할 수 있으므로, 파일롯 심볼을 통해 추정된 채널을 데이터 심볼에 적용하여 채널 추정을 할 수 있다.In general, there is a section for performing channel estimation and basic operations, which is referred to as a basic transmission section 430. At this time, the basic transmission interval 430 may be composed of at least one OFDM symbol, the number of symbols in the basic transmission interval 430 may be set differently depending on the system. It is assumed that the channel hardly changes in time within the basic transmission interval. In this case, the pilot may be stored and used for the training signal buffer time by distributing the pilot in several OFDM symbols to sufficiently obtain the frequency response of the channel. When one pilot symbol is allocated to each basic transmission interval, the channel in the basic transmission interval can be said to be constant. Therefore, the channel estimated through the pilot symbol can be applied to the data symbol for channel estimation.

단말기에서 간섭 기지국들로부터 오는 간섭을 추정하여 제거하기 위한 블록(440)은 한 개의 간섭추정 블록(450)과 적어도 한 개 이상의 간섭제거 블록(460)으로 나뉘게 된다. 이때, 간섭 추정 블록(450) 및 간섭제거 블록(460)은 기본전송구간의 배수에 해당하는 개수의 OFDM 심볼로 이루어지게 된다.The block 440 for estimating and removing interference from interference base stations at the terminal is divided into one interference estimation block 450 and at least one interference cancellation block 460. At this time, the interference estimation block 450 and the interference cancellation block 460 are composed of the number of OFDM symbols corresponding to a multiple of the basic transmission interval.

간섭추정 블록(450)은 파일롯 밀도가 높은 고밀도 파일롯 심볼(451)을 통해 채널을 추정하게 되며, 고밀도 파일롯 심볼에서 등간격으로 배치된 파일롯 부반송파 간의 간격(452)을 Δd이라 한다. 간섭추정 블록(450)에 배치된 고밀도 파일롯 심볼(451)을 통해 채널의 시간축 응답을 추정할 뿐만 아니라, 간섭의 시간축 응답을 추정하게 된다.The interference estimation block 450 estimates a channel through the high density pilot symbol 451 having a high pilot density, and an interval 452 between pilot subcarriers arranged at equal intervals in the high density pilot symbol is Δ d . The high-density pilot symbol 451 disposed in the interference estimation block 450 not only estimates the time-base response of the channel but also estimates the time-base response of the interference.

간섭제거 블록(460)은 파일롯 밀도가 낮은 저밀도 파일롯 심볼(461)을 통해 채널을 추정하게 되며, 저밀도 파일롯 심볼(461)에서 등간격으로 배치된 파일롯 부반송파 간의 간격(462)을 Δs이라 한다. 간섭제거 블록(460)에서는 간섭추정 블록(450) 내의 고밀도 파일롯 심볼(451)을 통해 추정된 간섭 응답을 이용하여 저밀도 파일롯 심볼(461)에 미치는 간섭 응답을 제거하게 된다.The interference cancellation block 460 estimates a channel through a low density pilot symbol 461 having a low pilot density, and an interval 462 between pilot subcarriers disposed at equal intervals in the low density pilot symbol 461 is Δ s . The interference cancellation block 460 removes the interference response to the low density pilot symbol 461 using the interference response estimated through the high density pilot symbol 451 in the interference estimation block 450.

채널 및 간섭 추정에 필요한 파일롯 부반송파의 개수는 채널 임펄스 응답의 길이에 따라 설정될 수 있다.The number of pilot subcarriers required for channel and interference estimation may be set according to the length of the channel impulse response.

도 5는 도 4와 같은 파일롯 배치 구조를 이용하여 채널 추정 시 간섭을 추출하여 제거하는 본 발명에 따른 채널 추정 방법을 나타낸 흐름도이다.5 is a flowchart illustrating a channel estimation method according to the present invention for extracting and removing interference in channel estimation using a pilot arrangement structure as shown in FIG. 4.

설명의 편의를 위해, 간섭추정 및 제거 블록(440)에 포함된 기본전송구간(430)을 NR로 표시하며, 이 간섭 추정 및 제거 블록(440)은 1개의 간섭추정 블록(450)과 NR-1개의 간섭제거 블록(460)으로 이루어지게 된다.For convenience of description, the basic transmission interval 430 included in the interference estimation and cancellation block 440 is denoted by N R , and this interference estimation and cancellation block 440 is one interference estimation block 450 and N. R −1 interference cancellation blocks 460.

먼저, 채널 추정기는 간섭추정블록 내에 포함된 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출한다(501). 그리고 추출된 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파에 대해 이산역푸리에 변환을 수행한다(502).First, the channel estimator extracts a subcarrier of a high density pilot symbol included in an interference estimation block (501). A discrete inverse Fourier transform is performed on the subcarriers of the extracted high density pilot symbol (502).

그런 다음, 고밀도 파일롯 심볼에서의 추정 응답을 계산하게 되는데(503), 이에 대해 상세히 살펴보면 다음과 같다.Then, the estimated response in the high density pilot symbol is calculated (503), which will be described in detail below.

간섭추정 블록 내의 고밀도 파일롯 심볼에서 N-point 이산역푸리에변환 이후에 추정 응답

Figure 112006071573711-pat00005
은 다음 수학식 5와 같이 계산될 수 있다.Estimated Response After N-point Discrete Fourier Transform in High Density Pilot Symbols in Interference Estimation Block
Figure 112006071573711-pat00005
May be calculated as in Equation 5 below.

Figure 112006071573711-pat00006
Figure 112006071573711-pat00006

수학식 5에서, Δd는 고밀도 파일롯 부반송파 간의 간격을 나타내며, #N는 N-point circular convolution을 의미한다.In Equation 5, Δ d represents the spacing between high density pilot subcarriers, and # N represents N-point circular convolution.

그런 다음, 수학식 5를 통해 계산된 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 구분 간섭 응답을 계산한다(504). 이에 대해 살펴본다.Then, the interference response is calculated by dividing the estimated response for the high density pilot symbol calculated by Equation 5 at regular intervals according to the ratio of the set number of pilot subcarriers (504). Take a look at this.

응답의 길이가 N/Δd인 시간축 추정 응답

Figure 112006071573711-pat00007
을 길이가 N/Δs인 η개의 세그먼트(segment)로 구분한다. 이때, Δs는 저밀도 파일롯 부반송파 간의 간격(462)을 의미하며, η는 수학식 6과 같이 고밀도 파일롯 부반송파 간의 간격을 저밀도 파일롯 부반송파 간의 간격으로 나눈 값이며, 이를 구분 인자라 명한다.Estimation of time base with length of response N / Δ d
Figure 112006071573711-pat00007
And the length is divided into η segments (segment) of N / Δ s. In this case, Δ s denotes an interval 462 between the low density pilot subcarriers, and η is a value obtained by dividing the interval between the high density pilot subcarriers by the interval between the low density pilot subcarriers as shown in Equation 6, which is referred to as a division factor.

Figure 112006071573711-pat00008
Figure 112006071573711-pat00008

전술한 바와 같이 시간축 추정 응답

Figure 112006071573711-pat00009
는 η개 만큼의 구분된 추정 응답으로 나뉘게 되며, 이 중 i번째 (0≤i≤η) 구분된 추정 응답
Figure 112006071573711-pat00010
은 다음 수학식 7과 같이 표현된다.Time-base estimation response as described above
Figure 112006071573711-pat00009
Is divided into η separated estimated responses, of which the i th (0≤i≤η) separated estimated response
Figure 112006071573711-pat00010
Is expressed by Equation 7 below.

Figure 112006071573711-pat00011
Figure 112006071573711-pat00011

수학식 7에서 Ii[n]은 i번째 구분된 추정 응답에 미치는 간섭 응답을 나타내 며, ((n))N이 (n modulo N) 연산을 의미할 때, 수학식 8과 같이 표현할 수 있다.In Equation 7, I i [n] represents an interference response that affects the i-th classified estimation response, and when ((n)) N means (n modulo N) operation, it can be expressed as Equation 8. .

Figure 112006071573711-pat00012
Figure 112006071573711-pat00012

따라서 구분된 간섭 응답은 2번째부터 η번째까지의 세그먼트 응답인

Figure 112006071573711-pat00013
으로 표현된다. 그리고, 고밀도 파일롯 심볼을 통해 추정된 채널 응답은 1번째 세그먼트의 응답인
Figure 112006071573711-pat00014
을 이용해 구할 수 있다(505).Therefore, the separated interference response is the second to η segment response.
Figure 112006071573711-pat00013
It is expressed as The channel response estimated through the high density pilot symbol is the response of the first segment.
Figure 112006071573711-pat00014
It can be obtained using (505).

다음은 간섭 제거 과정을 통해 채널 응답을 추정할 때, 구분된 간섭 응답이 어떠한 형태로 반영되는지 살펴보도록 한다.Next, when estimating the channel response through the interference cancellation process, let's take a look at how the divided interference response is reflected.

먼저, 저밀도 파일롯 심볼 부반송파를 추출하고(506), 상기 추출된 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 이산역푸리에 변환을 수행한다(507).First, a low density pilot symbol subcarrier is extracted (506), and a subcarrier of the extracted low density pilot symbol is subjected to discrete inverse Fourier transformation (507).

간섭제거 블록 내의 저밀도 파일롯 심볼에서 N-point 이산역푸리에변환 이후에 추정 응답

Figure 112006071573711-pat00015
은 다음 수학식 9와 같이 계산될 수 있다(508).Estimated Response After N-point Discrete Fourier Transform in Low Density Pilot Symbol in Interference Rejection Block
Figure 112006071573711-pat00015
May be calculated as shown in Equation 9 (508).

Figure 112006071573711-pat00016
Figure 112006071573711-pat00016

저밀도 파일롯 심볼에서는 채널 응답과 간섭 응답이 N/Δs마다 반복되게 되고, 따라서 세그먼트의 길이가 N/Δs일 때, 모든 세그먼트는 동일한 추정 응답을 가 지게 된다. 또한 간섭 응답은 수학식 9에서 알 수 있듯이 N/Δs의 배수단위로 순환적으로 이동하여 쌓이게 된다. 따라서, 저밀도 파일롯 심볼에서의 추정 응답

Figure 112006071573711-pat00017
은 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.In the low density pilot symbol, the channel response and the interference response are repeated every N / Δ s , so when the segment length is N / Δ s , all segments have the same estimated response. In addition, as shown in Equation 9, the interference response is accumulated by cyclically moving in multiples of N / Δ s . Thus, the estimated response in the low density pilot symbol
Figure 112006071573711-pat00017
May be expressed as in Equation 10.

Figure 112006071573711-pat00018
Figure 112006071573711-pat00018

이때의 간섭 응답

Figure 112006071573711-pat00019
는 전술한 504 단계에서 계산된 구분 간섭 응답이 누적된 형태로 나타나게 된다.Interference response at this time
Figure 112006071573711-pat00019
The cumulative interference response calculated in step 504 described above appears in a cumulative form.

간섭 응답이 저밀도 파일롯 심볼에서 위와 같이 영향을 미치므로, 간섭 응답을 제거함으로써, 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다. 구분된 간섭 응답

Figure 112006071573711-pat00020
은 간섭 응답 제거를 위해 이용이 되는데, 간섭 응답이 제거된 이후의 저밀도 파일롯 채널 추정 응답은 다음 수학식 11과 같이 표현할 수 있다.Since the interference response affects the low density pilot symbol as described above, the channel estimation performance can be improved by eliminating the interference response. Discrete Interference Response
Figure 112006071573711-pat00020
Is used to remove the interference response. The low density pilot channel estimation response after the interference response is removed can be expressed as Equation 11 below.

Figure 112006071573711-pat00021
Figure 112006071573711-pat00021

다시 말해, 508 단계에서 계산된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답에서 504 단계에서 계산된 구분 간섭 응답의 누적값을 감함으로써, 간섭 응답이 제거된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산할 수 있다(509).In other words, by subtracting the cumulative value of the divided interference response calculated in step 504 from the estimated response for the low density pilot symbol calculated in step 508, the channel response for the low density pilot symbol from which the interference response has been removed can be calculated (509). .

이러한 간섭 응답 제거 과정은 간섭제거 블록 내의 NR-1개의 기본전송구간에 모두 적용되게 된다.This interference response cancellation process is applied to all N R -1 basic transmission intervals in the interference cancellation block.

한편, 본 발명에 따른 채널 추정장치를 전술한 도5의 설명을 참조하여 설명하면 다음과 같다.Meanwhile, the channel estimating apparatus according to the present invention will be described with reference to FIG. 5.

본 발명에 따른 채널 추정장치는 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파와 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하는 부반송파 추출수단과, 상기 부반송파 추출수단에 의해 추출된 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파와 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 각각 이산역푸리에 변환하는 이산역푸리에 변환수단과, 이산역푸리에 변환된 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제1 추정응답 계산수단과, 상기 제1 추정 응답 계산수단에 의해 계산된 추정 응답을 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 구분 응답을 계산하는 구분 응답 계산수단과, 상기 구분 응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답 중 1번째 구분 응답을 이용해 고밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제1 채널 응답 계산수단과, 이산역푸리에 변환된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제2 추정응답 계산수단, 및 상기 제2 추정응답 계산수단에 의해 계산된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답에서 상기 구분응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답의 누적값을 감산하여 간섭 응답이 제거된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제2 채널 응답 계산수단을 포함한다.The channel estimating apparatus according to the present invention comprises a subcarrier extracting means for extracting a subcarrier of a high density pilot symbol and a subcarrier of a low density pilot symbol, and a subcarrier of a high density pilot symbol subcarrier and a low density pilot symbol extracted by the subcarrier extracting means, respectively. A pilot subcarrier configured with Fourier transform discrete Fourier transform means, first estimated response calculation means for calculating an estimated response to the discrete inverse Fourier transform high density pilot symbol, and an estimated response calculated by the first estimated response calculated means A division response calculation means for calculating a division response by dividing the data at regular intervals according to the ratio of the number, and a channel response for the high density pilot symbol using the first division response calculated by the division response calculation means. 1 channel response calculation means and discrete inverse Fourier transformed A second estimated response calculating means for calculating an estimated response to the density pilot symbol, and a cumulative cumulative response calculated by the divided response calculating means in the estimated response to the low density pilot symbol calculated by the second estimated response calculating means; And second channel response calculating means for calculating a channel response for the low density pilot symbol from which the interference response is removed by subtracting the value.

각 수단의 구체적인 작용은 전술한 도5를 참조하면 이해될 것이다.Specific operation of each means will be understood with reference to FIG. 5 described above.

도 6은 저밀도 파일롯 심볼에서 구분된 간섭 응답이 쌓이는 현상을 나타내는 예제이다.6 is an example illustrating a phenomenon in which interference responses accumulated in a low density pilot symbol are accumulated.

도 6에서 구분 인자 η=4로 설정하였다. 고밀도 파일롯 심볼에서의 채널 응답 (610)은 간섭 응답 추정 및 구분을 통해 4개의 구분된 간섭 응답(611 내지 614)으로 나뉘게 된다. 각각의 구분된 간섭 응답(611 내지 614)은 N/Δs의 길이를 가지게 된다. In FIG. 6, the division factor? = 4 was set. The channel response 610 in the high density pilot symbol is divided into four distinct interference responses 611 through 614 through interference response estimation and classification. Each of the separated interference response (611 to 614) will have a length of N / Δ s.

저밀도 파일롯 심볼에서의 채널 응답(620)은 수학식 9에서와 같이 N/Δs마다 순환이동 되어서 나타나게 되며, 순환 이동이 되지 않은 응답(621), N/Δs만큼 순환 이동된 응답(622), 2N/Δs만큼 순환 이동된 응답(623), 3N/Δs만큼 순환 이동된 응답(624)의 합으로 이루어지게 된다. 따라서 한 세그먼트 내에서의 추정 응답은 각각의 구분된 간섭 응답(611 내지 614)의 합으로 표현되게 되며, 이를 이용하여 수학식 11과 같이 간섭을 제거할 수 있다.The channel response 620 in the low density pilot symbol is cyclically shifted every N / Δ s as shown in Equation 9, and the response 621 which is not cyclically shifted, and the response 622 cyclically shifted by N / Δ s , will be written as the sum of 2N / Δ s as rotation movement response (623), 3N / Δ s response (624) moved by rotation. Therefore, the estimated response in one segment is represented by the sum of the respective interference responses 611 to 614, and the interference can be eliminated as shown in Equation 11 by using the sum.

이상에서 설명한 본 발명은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하므로 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니다.The present invention described above is capable of various substitutions, modifications, and changes without departing from the technical spirit of the present invention for those skilled in the art to which the present invention pertains. It is not limited by the drawings.

상기와 같은 본 발명은, OFDM 기반 셀룰러 시스템에서, 서로 인접한 셀의 기지국으로부터 채널 추정을 위해서 전송하는 훈련신호열이 시간 및 주파수 상에서 서로 같은 자원을 사용하고 있을 때, 채널 추정 과정에서 상호 간섭을 추정하고 제거할 수 있어, 채널 추정 성능과 셀룰러 시스템의 송수신 성능 및 데이터 전송효율을 향상시킬 수 있는 효과가 있다.The present invention as described above, in the OFDM-based cellular system, when the training signal sequence transmitted for the channel estimation from the base station of the adjacent cells using the same resources in time and frequency, the mutual interference is estimated in the channel estimation process It can be removed, thereby improving the channel estimation performance, the transmission and reception performance of the cellular system, and the data transmission efficiency.

Claims (11)

직교 주파수 분할 다중(OFDM) 기반 셀룰러 시스템에서의 채널 추정 방법에 있어서,A channel estimation method in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) based cellular system, 파일롯 부반송파의 개수가 많은 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하여 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제1 단계;Extracting a subcarrier of a high density pilot symbol having a large number of pilot subcarriers to calculate an estimated response to the high density pilot symbol; 상기 제1 단계에서 계산된 추정 응답에 대해 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 각 구분에서의 구분 응답을 계산하는 제2 단계;A second step of calculating a division response in each division by dividing at regular intervals according to a ratio of the number of pilot subcarriers set to the estimation response calculated in the first step; 상기 구분 응답 중 첫번째 구분 응답을 이용해 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제3 단계;Calculating a channel response for the high density pilot symbol by using a first division response of the division response; 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수보다 적은 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하여, 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제4 단계; 및A fourth step of extracting subcarriers of a low density pilot symbol less than the number of pilot subcarriers of the high density pilot symbol and calculating an estimated response to the low density pilot symbol; And 상기 제4 단계에서 계산된 저밀도 파일롯 심볼의 추정 응답에서 상기 제2 단계에서 계산된 구분 응답의 누적된 값을 감산하여 간섭 응답이 제거된 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제5 단계를 포함하는 채널 추정 방법.A fifth step of calculating a channel response for the low density pilot symbol from which the interference response is removed by subtracting the accumulated value of the division response calculated in the second step from the estimated response of the low density pilot symbol calculated in the fourth step; Channel estimation method comprising. 제 1 항에 있어서,The method of claim 1, 상기 제1 단계에서 상기 추출된 고밀도 파일롯 심볼에 대해 이산역푸리에 변환을 수행한 후 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.And performing an Inverse Fourier Transform on the extracted high density pilot symbols in the first step, calculating an estimated response to the high density pilot symbols. 제 2 항에 있어서,The method of claim 2, 상기 제4 단계에서 상기 추출된 저밀도 파일롯 심볼에 대해 이산역푸리에 변환을 수행한 후 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.And performing a discrete inverse Fourier transform on the extracted low density pilot symbols in the fourth step, and then calculating an estimation response to the low density pilot symbols. 제 1 항 또는 제 3 항에 있어서,The method according to claim 1 or 3, 상기 제2 단계에서 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하는 구분 개수는, 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파 간의 간격을 상기 저밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파 간의 간격으로 나눈 값인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.The number of divisions divided into predetermined intervals according to the ratio of the number of pilot subcarriers set in the second step is a channel estimation value obtained by dividing an interval between pilot subcarriers of the high density pilot symbol by an interval between pilot subcarriers of the low density pilot symbol. Way. 제 4 항에 있어서,The method of claim 4, wherein 상기 제5 단계에서의 구분 응답의 누적된 값은, 두번째 구분 응답부터 상기 구분 개수의 마지막 구분 응답까지의 누적 값인 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.The cumulative value of the division response in the fifth step is a cumulative value from the second division response to the last division response of the number of divisions. 제 5 항에 있어서,The method of claim 5, 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수와 상기 저밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수는 채널 임펄스 응답의 길이에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법.And the number of pilot subcarriers of the high density pilot symbol and the number of pilot subcarriers of the low density pilot symbol are set according to a length of a channel impulse response. 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 기반 셀룰러 시스템에서의 채널 추정 장치에 있어서,A channel estimation apparatus in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) based cellular system, 파일롯 부반송파의 개수가 많은 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파와 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수보다 적은 파일롯 부반송파를 갖는 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 추출하는 부반송파 추출수단;Subcarrier extracting means for extracting subcarriers of a high density pilot symbol with a large number of pilot subcarriers and a low density pilot symbol subcarrier having a pilot subcarrier smaller than the number of pilot subcarriers of the high density pilot symbol; 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제1 추정응답 계산수단;First estimation response calculation means for calculating an estimation response for the high density pilot symbol; 상기 제1 추정 응답 계산수단에 의해 계산된 추정 응답을 설정된 파일롯 부반송파 개수의 비율에 따라 일정 간격으로 구분하여 구분 응답을 계산하는 구분 응답 계산수단;Division response calculation means for calculating a division response by dividing the estimation response calculated by the first estimation response calculation means at a predetermined interval according to the ratio of the set number of pilot subcarriers; 상기 구분 응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답 중 첫번째 구분 응답을 이용해 상기 고밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제1 채널 응답 계산수단;First channel response calculation means for calculating a channel response for the high density pilot symbol by using a first division response among the division responses calculated by the division response calculation means; 상기 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답을 계산하는 제2 추정응답 계산수단; 및Second estimation response calculation means for calculating an estimation response for the low density pilot symbol; And 상기 제2 추정응답 계산수단에 의해 계산된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답에서 상기 구분응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답의 누적값을 감산하여 간섭 응답이 제거된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 채널 응답을 계산하는 제2 채널 응답 계산수단을 포함하는 채널 추정 장치.Compute the channel response for the low density pilot symbol from which the interference response is removed by subtracting the cumulative value of the division response calculated by the division response calculation unit from the estimated response for the low density pilot symbol calculated by the second estimation response calculation unit. And a second channel response calculating means. 제 7 항에 있어서,The method of claim 7, wherein 상기 부반송파 추출수단에 의해 추출된 고밀도 파일롯 심볼의 부반송파와 상기 부반송파 추출수단에 의해 추출된 저밀도 파일롯 심볼의 부반송파를 각각 이산역푸리에 변환하여, 상기 제1 추정응답 계산수단과 상기 제2 추정응답 계산수단으로 각각 제공하는 이산역푸리에 변환수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.Subcarrier of the high density pilot symbol extracted by the subcarrier extracting means and subcarrier of the low density pilot symbol extracted by the subcarrier extracting means are respectively transformed into discrete inverse Fourier, so that the first estimated response calculating means and the second estimated response calculating means And a discrete inverse Fourier transform means for providing each. 제 7 항 또는 제 8 항에 있어서,The method according to claim 7 or 8, 상기 구분응답 계산수단은,The division response calculation means, 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파 간의 간격을 상기 저밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파 간의 간격으로 나눈 값으로 구분 개수를 설정하여 각각의 구분 응답을 계산하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.And calculating the respective division responses by setting the number of divisions by dividing the interval between pilot subcarriers of the high density pilot symbol by the interval between pilot subcarriers of the low density pilot symbol. 제 9 항에 있어서,The method of claim 9, 상기 제2 채널응답 계산수단은,The second channel response calculation means, 상기 제2 추정응답 계산수단에 의해 계산된 저밀도 파일롯 심볼에 대한 추정 응답에서 상기 구분응답 계산수단에 의해 계산된 구분 응답 중 두번째 구분 응답부터 상기 구분 개수의 마지막 구분 응답까지의 누적 값을 감산하여 채널 응답을 계산하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.In the estimated response for the low density pilot symbol calculated by the second estimated response calculating means, the cumulative value from the second divided response of the divided responses calculated by the divided response calculating means to the last divided response of the divided number is subtracted. And a channel estimator. 제 10 항에 있어서,The method of claim 10, 상기 고밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수와 상기 저밀도 파일롯 심볼의 파일롯 부반송파의 개수는 채널 임펄스 응답의 길이에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는 채널 추정 장치.And the number of pilot subcarriers of the high density pilot symbol and the number of pilot subcarriers of the low density pilot symbol are set according to a length of a channel impulse response.
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