KR100766867B1

KR100766867B1 - 다차원 코디네이션 및 벡터 전송 기술을 이용한 간섭 신호제거 방법 및 장치

Info

Publication number: KR100766867B1
Application number: KR1020060116952A
Authority: KR
Inventors: 정민호; 박형준; 이용환
Original assignee: 한국전자통신연구원
Priority date: 2005-12-10
Filing date: 2006-11-24
Publication date: 2007-10-15
Also published as: KR20070061746A

Abstract

본 발명은 다차원 코디네이션 및 벡터 전송 기술을 이용한 간섭 신호 제거 방법 및 장치에 관한 것이다.

이를 위하여 본 발명은 수신 신호를 사용자 도메인 및 시간 도메인 상으로 다차원 분해하고, 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하여 수신 신호를 사용자 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩한 후, 시간 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩하여 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 수신기에서의 간섭 신호 제거 방법을 제공한다. 또한, 송신할 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송신 신호를 산출하여 시간 도메인 및 사용자 도메인으로 다차원 분해한 뒤, 시간 도메인 상에서 송신 신호를 프리코딩한 후, 사용자 도메인 상에서 프리코딩하고, 전치 보상 매트릭스를 곱하여 제2 송신 신호를 산출하여 단위 행렬을 곱한 후 수신기로 송출하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법을 제공한다.

본 발명에 의하면, 근단 누화(NEXT)와 원단 누화(FEXT)를 소거할 수 있고, 케이블 라인을 관리하는 중앙 시스템에서의 컴퓨터 작업을 줄일 수 있으며, 데이터 전송을 위한 케이블 용량 증대 효과를 기대할 수 있다.

다차원 코디네이션, 벡터 전송, DFE, DSL, 간섭신호, Crosstalk

Description

다차원 코디네이션 및 벡터 전송 기술을 이용한 간섭 신호 제거 방법 및 장치{Method and Apparatus for Cancellation of Cross-talk Signals Using Multi-Dimensional Coordination and Vectored Transmission}

도 1은 일반적인 DFE를 이용한 DSL 수신단과 송신단 사이의 데이터 전송 구조를 나타낸 도면,

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 2차원 DFE를 설명하기 위한 제1 개념도,

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 2차원 DFE를 설명하기 위한 제2 개념도,

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 M-D DFE 구조를 나타낸 블록 구성도,

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 M-D DFE를 이용하는 다중 사용자 전송 시스템의 정합 구조를 나타낸 도면,

도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 M-D 프리코더 구조를 나타낸 블록 구성도,

도 7은 본 발명의 제2 실시예에 따른 M-D 프리코더를 이용하는 다중 사용자 전송 시스템의 정합 구조를 나타낸 도면이다.

본 발명은 다차원 코디네이션 및 벡터 전송 기술을 이용한 간섭 신호 제거 방법 및 장치에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, DFE 또는 프리코딩으로 벡터 전송 기술 및 다차원 케이블 코디네이션을 시간 및 공간에 순차적 연산을 통해 적용시킴으로써, 전송되는 신호의 간섭을 제거하는 방법 및 이를 이용한 장치에 관한 것이다.

DSL(Digital Subscriber Lines) 기술은 공중 전화선을 통해 고속으로 디지털 정보를 전송해주는 기술이다. 최근 동일한 DSL 라인에서 모든 회선을 조정(Coordinating)하면서 전체 데이터 속도를 높여주는 방법이 제안되었다.

이와 같은 DSL 통신에서의 상호 간섭(Cross-Talk)은 노이즈 발생 등의 문제점을 일으킴에 따라 다수의 멀티 유저 디지털 통신 시스템에서 큰 문제점을 나타낸다. 이에 따라 발생되는 상호 간섭을 제거하기 위하여, 연속적이면서 서브 최적(Sub-Optimum)의 기술들이 사용되고 있다. 이와 같은 상호 간섭을 줄이기 위한 기술은 해당 시스템의 동작 개선보다 전송 성능에 영향을 준다.

상호 간섭 문제는 멀티 채널 시그널 프로세싱(Multi-Channel Signal Processing) 및 이에 대응하는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 선형 이퀄라이저 등의 다양한 컨텍스트(Context)를 통하여 연구되었다. 이에 따라, 사용자 조정이 없다면, 나이키스트 전송기(Nyquist Transmitters)보다 나이키스트 한정 전송기(Nyquist-Limited Transmitters)의 동작에서 많은 이점을 발견할 수 있음을 확인하였다.

최근 시오피(Cioffi)는 송신단과 수신단 양측에서 사용자 신호를 결합하여 처리함으로서, 원단 누화(FEXT: Far-End cross-Talk)를 제거할 수 있는 모듈레이션 구성(Modulation Scheme)을 제안하였다.

도 1은 일반적인 DFE(G-DFE: Generalized Decision Feedback Equalizer)를 이용한 DSL 수신단과 송신단 사이의 데이터 전송 구조를 나타낸 도면이다.

G-DEF를 이용한 데이터 전송 구조는 크게 송신단(110), 채널(120) 및 수신단(130)으로 구성된다.

송신단(110)은 송신 필터(112)를 포함하여 구성되며, 송신 필터(112)는 수신단(130)의 매치드 필터(132)로부터 도출되는 전치 보상 매트릭스(Pre-Distortion Matrix)로써 A를 포함한다. 송신 필터(112)에 입력되는 u는 전치 보상된 데이터 벡터이고, 송신 필터(112)를 통과한 후 채널(120)을 통해 전송되는 신호는 x로 표시된다.

송신단(110)과 수신단(130) 사이에 신호를 전송하는 채널(120)은 DSL 케이블에서의 전체 채널 매트릭스로써 H를 갖는다. 또한 채널(120)을 통해 전송되는 신호에는 잡음(Noise) 벡터인 n 값이 추가된다. 이에 따라, 송신단(110)에서 전송된 신호 x는 전체 채널 매트릭스 H 값이 곱해진 후, 잡음 벡터 n이 추가되어 수신단(130)으로 전달된다. 즉, 수신단(130)에서 수신되는 신호를 y라고 하면, y는 수학식 1과 같이 표현된다.

y = Hx + n

수신단(130)은 매치드 필터(132)와 G-DFE(134)로 구성된다.

매치드 필터(132)는 수신단(130)에서 전달되는 신호를 잘 수신하기 위하여 전체 채널 매트릭스 값 H와 송신 필터(112)의 전치 보상 매트릭스 값 A를 이용하여 구성하는 필터로서, A ^* H ^* 값을 갖는다. 매치드 필터(132)를 통과한 신호는 z로 표시되며, z는 수학식 2와 같이 표현된다.

z = R _f u + n '

여기서, R _f 는 A ^* H ^* HA이고, n ' 는 A ^* H ^* n이다. 그리고, 노이즈 n의 공분산 R _nn = R _f 이다. 여기서, 촐레스키 인수분해(Cholesky Factorization)를 R _f 에 적용하면 수학식 3과 같이 표현된다.

R _f = G ^* S _o G

여기서, S _o 는 양의 구성 요소(Positive Element)를 갖는 대각 매트릭스(Diagonal Matrix)이고, G는 최고차 항의 계수가 1인 상향 삼각 매트릭스(Monic Upper Triangular Matrix)이다. 여기서, G ^* S _o 의 역행렬인 S _o ^-1 G ^-* 을 이용하여 z 벡터를 처리하면 수학식 4와 같아진다.

S _o ^-1 G ^-* z = Gu + S _o ^-1 G ^-* n ' = Gu + e

여기서, G는 상향 삼각 매트릭스이고, 에러 e는 비상관 컴포넌트(Uncorrelated Components)를 갖는다. 그리고, 입력 신호인 u는 심벌 바이 심벌 디텍션(Symbol-by-Symbol Detection)과 결합된 역대입법에 의해 복구될 수 있다. 따라서, 결정 피드백 구조(Decision Feedback Structure)를 갖는 G-DFE(134)는 도 1에 도시된 것과 같이 결정 포워드 필터 S _o ^-1 G ^-* (142)와 피드백 필터 1-G(148)를 포함하여 구성될 수 있다. 또한, G-DFE(134)는 피드백 필터(148)로부터 전달되는 피드백 신호와 결정 포워드 필터(142)로부터 전달되는 신호를 합산하는 합산부(144) 및 합산부(144)로부터 전달되는 신호에 따라 입력 신호인 u와 유사한

를 복구하는 결정부(146)를 포함한다.

이와 같은 G-DFE(134) 구조에서 송신 필터(112)의 전치 보상 매트릭스(A)는 수학식 5와 같이 정의될 수 있다.

A = Q _mIDFT P

여기서, Q _mIDFT 는 N 톤을 이용한 DFT(Discrete Fourier Transform) 매트릭스 Q _IDFT 의 L-D 전개(Expansion)이고, P는 치환 매트릭스(Permutation Matrix)의 L-D 전개(Expansion)이다. 이에 따라, R _f 는 수학식 6과 같이 인수분해된다.

R _f = P ^* Q _mDFT H ^* HQ _mIDFT P

이 때, H _i,j 를 전체 채널 매트릭스 H의 서큘런트(Circulant) 매트릭스라고 하면, H _i,j = Q _IDFT Λ _i, _j Q _DFT 이다. 여기서, Λ _i,j 는 대각 매트릭스(Diagonal Matrix)이므로, 수학식 6은 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

R _f = P ^* Λ ^* ΛP

여기서, Λ _i,j 는 Λ의 i 열의 j 번째 행의 요소이다. P를 통해서 R _f 를 재정리하면 블록 대각 매트릭스가 수학식 8과 같이 도출된다.

R _f = diag ( R _f _,1 , R _f _,2 , …, R _f _,N )

이 때, R _f _,i (i = 1, 2, …, N)는 (L×L)-D 매트릭스이다. 여기서, R _f 에 대한 촐레스키 인수 분해를 수행하면 수학식 9와 같다.

R _f = diag ( G ₁ ^* S _o,1 G ₁ , G ₂ ^* S _o,2 G ₂ , …, G _N ^* S _o,N G _N )

그리고, 수학식 9로부터 수학식 10과 같은 분해가 도출된다.

P ^* ΛP = diag ( Q ₁ R ₁ , Q ₂ R ₂ , …, Q _N R _N )

이 때, Q _i (i = 1, 2, …, N)는 (L×L)-D의 단위 매트릭스이고, R _i (i = 1, 2, …, N)는 (L×L)-D의 상향 삼각 매트릭스이다. 이와 같은 R _i 는 단순 대입을 통하여

가 증명된다.

한편 G-DEF(134)에서 피드백 필터 G = diag ( G ₁ , G ₂ , …, G _N )은 N 개의 독립적인 피드백 필터로 분리될 수 있으며, 이들은 각각의 톤(Tone)에서 동작될 수 있다. 여기서, 매치드 필터(132)와 결정 포워드 필터(142)의 조합은 수학식 11과 같다.

수학식 11로부터 수학식 12가 도출된다.

그러나, 이와 같이 구성되는 G-DFE를 사용하는 DSL 수신단과 송신단 사이의 데이터 전송 구조는 케이블 라인의 종류가 다른 xDSL 서비스에는 적용할 수 없는 문제점을 포함하고 있다. 또한, 근단 누화(NEXT: Near-End cross-Talk)가 발생하게 되는 문제점을 포함하고 있었다.

이와 같은 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명은 DFE 또는 프리코딩으로 벡터 전송 기술 및 다차원 케이블 코디네이션을 시간 및 공간에 순차적 연산을 통해 적용시켜, 송신단 또는 수신단에서 근단 누화(NEXT)와 원단 누화(FEXT)를 소거할 수 있는 다차원 결정 귀환 이퀄라이저(M-D DFE: Multi-Dimensional Decision-Feedback Equalizer)와 다차원 프리코딩(M-D Precoding)의 모듈레이션 구조 및 방법을 제공한다.

이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명의 제1 실시예에 따른 간섭 신호 제거 방법은 송신기에서 송출된 데이터 벡터 및 데이터 벡터의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호가 포함된 수신 신호를 수신한 수신기에서 간섭 신호를 제거하는 방법으로서, (a) 수신 신호를 사용자 도메인 및 시간 도메인 상으로 다차원 분해하는 단계; (b) 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하는 단계; (c) 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여 수신 신호를 사용자 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩하는 단계; 및 (d) 사용자 도메인에서 디코딩된 신호를 시간 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩하여 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 단계를 포함한다.

또한, 본 발명에 제1 실시예에 따른 수신기의 간섭 신호 제거 장치는 송신기에서 송출된 데이터 벡터 및 데이터 벡터의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호가 포함된 수신 신호를 수신한 수신기에서 간섭 신호를 제거하는 장치로서, 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하는 결정 포워드 필터; 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여 수신 신호에 포함된 데이터 벡터를 산출하는 결정부; 결정부를 통하여 산출된 데이터 벡터를 피드백시키는 피드백 필터; 및 피드백 필터를 통하여 피드백되는 데이터 벡터와 결정 포워드 필터로부터 전달되는 수신 신호를 합산하여 결정부로 전달하는 합산부를 포함한다.

또한, 본 발명에 제1 실시예에 따른 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템은 다차원 DFE를 사용하여 신호 전송 과정에서 발생하는 간섭 신호를 제거하는 다중 사용자 전송 시스템에 있어서, 다수의 사용자로부터 입력되는 데이터 벡터를 포함하는 다수의 송신 신호를 전송 채널을 통하여 송출하는 다수의 DMT 전송기; 전송 채널로부터 다수의 수신 신호―여기서, 수신 신호는 다수의 DMT 전송기에서 송출된 다수의 송신 신호 및 송신 신호의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호를 포함함―를 수신하는 다수의 DMT 수신기; 및상기 다수의 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하여 데이터 벡터를 산출하는 다수의 소거기를 포함한다.

또한, 본 발명에 제2 실시예에 따른 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법은 송신기에서 수신기로 데이터 벡터의 전송할 때 발생되는 간섭 신호를 제거하는 방법으로서, (a) 송신할 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송신 신호를 산출 하는 단계; (b) 송신 신호를 시간 도메인 및 사용자 도메인으로 다차원 분해하는 단계; (c) 시간 도메인 상에서 송신 신호를 프리코딩한 후, 사용자 도메인 상에서 프리코딩하는 단계; (d) 시간 도메인 및 사용자 도메인 상에서 프리코딩된 신호에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 제2 송신 신호를 산출하는 단계; 및 (e) 제2 송신 신호에 단위 행렬을 곱한 후, 수신기로 송출하는 단계를 포함한다.

또한, 본 발명에 제2 실시예에 따른 송신기의 간섭 신호 제거 장치는 수신기로 데이터 벡터의 전송할 때 발생되는 간섭 신호를 제거하는 송신기의 간섭 신호 제거 장치로서, 송신할 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송출 신호를 산출하는 송신 모듈; 송신 모듈로부터 전송되는 송출 신호에 단위 행렬을 곱하여 수신기로 전송하는 송신 신호를 산출하는 단위 행렬 산출부; 송신 모듈에서 산출된 송출 신호에 다차원 프리코딩을 수행하여 간섭 신호 제거를 위한 피드백 신호를 생성하는 프리코딩 피드백 필터; 및 프리코딩 피드백 필터로부터 전달되는 피드백 신호와 입력되는 데이터 벡터를 합산하여 송신 모듈로 전달하는 합산기를 포함한다.

또한, 본 발명에 제2 실시예에 따른 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템은 다차원 프리코더를 사용하여 신호 전송 과정에서 발생하는 간섭 신호를 제거하는 다중 사용자 전송 시스템으로서, 입력되는 데이터 벡터를 수신하여 데이터 벡터 전송시 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 처리를 수행하는 다수의 프리코더; 다수의 프리코더로부터 간섭 신호 제거 처리된 신호를 수신하여 송신 신호를 생성하고, 전송 채널을 통하여 송출하는 다수의 DMT(Discrete Multi-Tone) 전송기; 및 전송 채널을 통해 전송되는 다수의 송신 신호를 수신하여, 데이터벡터를 산 출하는 다수의 DMT 수신기를 포함한다.

아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.

또한, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 “포함”한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.

또한, 본 명세서에서 기재한 모듈(module)이란 용어는 특정한 기능이나 동작을 처리하는 하나의 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현할 수 있다.

이하의 설명에 있어서, 다차원 결정 귀환 이퀄라이저(M-D DFE: Multi-Dimensional Decision-Feedback Equalizer)은 'M-D DFE'라 칭하고, 다차원 프리코딩(M-D Precoding)은 'M-D 프리코딩'이라 칭하여 설명하기로 한다.

수신단과 송신단 사이의 데이터 전송 구조에 있어서, 하나의 사용자만 존재하는 경우, 신호의 수신은 시간 축 상에 있어서 이전에 수신된 신호의 영향을 받으므로, 종래의 G-DFE와 같이 수신기의 설계가 용이하였다.

그러나, 다수의 사용자가 존재하는 데이터 전송 구조에서는 수신되는 신호는 이전에 수신된 신호와 다른 사용자에 의해 영향을 받게 된다. 이에 따라, 이전에 수신된 신호와 다른 사용자로부터 전달되는 신호를 고려하여 수신기를 설계하여야 한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 2차원 DFE를 설명하기 위한 제1 개념도이다.

DFE에 2차원 촐레스키 인수 분해(Cholesky Factorization)를 적용시키면, DFE는 도 2와 같이 표시될 수 있다.

여기서, 가로 방향은 시간 축, 세로 방향은 사용자 축이며, 원형의 마크는 지연된 심벌과 다른 사용자를 나타낸다. 또한, 원형 마크 사이를 연결하는 화살표는 심벌간 간섭(ISI: Inter-Symbol Interference) 및 상호 간섭(Cross-Talk)을 제거할 수 있도록 연속적으로 대체되는 방향을 표시한다.

DSL 신호가 MIMO(Multi Input Multi Output) DMT(Discrete Multi-Tone)에 의해 변조되지 않으면, 각 톤에 대해 원 탭(One-Tap, Scalar) 표현으로 분해될 수 없으며, 싱글 캐리어 DSL 신호((Single Carrier DSL Signal)는 톤당 멀티 탭 이퀄라이즈 구조(Per-Tone Multi-Tap Equalizer Structure)로 분해될 수 있다.

싱글 캐리어 모델을 나타내기 위하여 시간( t = k-1, k, k+1 )에서의 사용자(

)의 연속적인 심벌 전달을 가정하고, k 번째 심벌이 수신을 원하는 심벌일 경우, t = k 에서의 심벌은 이전 심벌( t = k-1 )과 이후 심벌( t = k+1 )로부터의 간섭을 포함한다. 이에 따라 수신 신호는 수학식 13과 같이 표현된다.

이 때,

은 (N+T-1)×(N+ν-T+1-L+ν) 에서의 영행렬(Zero Matrix)을 나타내고,

는 (N+T-1)×(N+ν-K)-D 에서의 영행렬을 나타낸다. 여기서, ν 는 파-엔드 신호(Far-end Signal)의 가드 인터벌(Guard Interval) 길이를 나타내며, s=W+ν 로서 싱글 캐리어 심벌의 길이, h= [ h _L , …, h ₀ , …,h _-K ]로서 역 명령(Reverse Order)에서의 채널 임펄스 반응을 나타낸다. 그리고, T는 수학식 14와 같이 표현된다.

이 때, I _N 은 (N×N)-D 의 단위 행렬(Identity Matrix)이다. 이에 따라 각각의 수신기는 수학식 15와 같은 수신 신호를 검출한다.

이 때, w = [ w ₀ w ₁ … w _T _-1 ] ^T 로서, T개의 탭을 갖는 TEQ(Time-domain EQualizer)의 실상관계수이고, D _i 는 i번째 톤에서의 한개의 탭을 갖는 복소(Complex) FEQ(Frequency-domain EQualizer)이며, Y는 수신 신호를 포함하는 (N×N) 의 토플리츠 행렬(Toeplitz Matrix)이다.

여기서, Y는 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.

이 때, 본 발명에 따른 접근 방식은 싱글 캐리어 필터링 오퍼레이션을 주파수 도메인으로 변환하는 것이다. 즉, DFT 복조 뒤에 i 번째 톤에서 싱글 캐리어 필터링 오퍼레이션(

)은 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.

여기서, row _i [·]은 매트릭스에서의 i 번째 열을 나타내고, w· D _i 는 i 번째 톤에서의 T개의 탭을 갖는 FEQ이며, w· D _i = (w _i ) _T×1 을 만족한다. 이에 따라 각 톤에서는 최적의 T개의 탭을 갖는 FEQ인 w _i 를 산출할 수 있다. 이에 따라서 수신기는 싱글 캐리어 변조 신호를 수신하기 위하여 각 톤에 대한 멀티 탭 FEQ 이퀄라이저(Multi-Tap FEQ Equalizer)를 필요로 하게 된다.

이상에서 언급된 내용을 통하여, 다수의 사용자 사이에 존재하는 간섭 신호를 제거하기 위한 수신기는, 각 서브 캐리어(Sub-Carrier)마다 다수의 심벌, 다수의 사용자가 존재하는 2차원 상에서 최적의 M-D DFE 설계의 문제로 간주됨을 확인할 수 있다.

정합 수신기에서의 신호는 각 톤에 대한 원 탭 또는 멀티 탭 지연 라인 심벌로써 표현될 수 있다. 그리고, 시간 도메인과 사용자 도메인에서 정합 수신기에서의 MIMO 채널을 분석할 수 있다.

이와 같은 2차원 상에서의 M-D DFE의 최적 설계를 위한 2차원 DFE의 구조를 도시하면 도 2와 같아지며, 이는 1차원 상에서의 G-DFE 구조를 2차원 확장한 모양과 같음을 확인할 수 있다. 여기서, 2차원 DFE는 M-D DFE 중 하나로써, 2차원 상에서 구성되는 M-D DFE를 의미한다.

이에 따라 1차원 상의 G-DFE 구조를 2차원으로 확장시킴에 있어서, 2차원 G-DFE을 사용하는 코디네이팅 스킴을 고안할 수 있으며, 소거 스킴을 위한 신호 샘플(

) 및 피드백 방법(

)을 수학식으로 표현하면 수학식 18 및 수학식 19와 같다. 여기서, 신호 샘플

는 사용자 도메인에서 G-DEF 이후 중간의 디코딩된 샘플을 의미한다.

이 때, dec [·]는 디코딩 연산자이고,

는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 심벌 간섭을 나타낸다. 각 타이밍에서 사용자 도메인을 취하는 심벌을 디코딩하고, 다음 G-DEF는 시간 도메인에서 복수의 중간 샘플

을 이용하여 G-DEF를 수행함으로써, 간섭이 존재하지 않는 심벌을 획득할 수 있다.

2차원 DFE는 1차원의 G-DFE 구조에 비하여 동작이 강화되어, 수신 심벌에서 타이밍 순간의 상호 간섭을 제거할 수 있다. 그러나, 이 스킴은 수신 심벌에 대해 타이밍 배열되어 있지 않은 상호 간섭은 억제할 수 없다.

관찰된 심벌로부터 멀리 떨어진 멀티 심벌인 상호 간섭 심벌(Cross-Talk Symbol)을 억제하기 위하여, 본 발명은 도 3에 도시된 것과 같이 대각선에 위치한 채널을 분석하는 2차원 DFE를 제공한다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 2차원 DFE를 설명하기 위한 제2 개념도이다.

도 3에 도시된 바와 같이, 대각선 채널 분석을 통하여 다수의 사용자에 의해 타이밍이 조정되지 않는 MIMO 채널을 분석할 필요는 있다. 제안된 M-D DFE는 수학식 20에 표시된 것처럼 연속적인 과정에 의한 간섭 및 혼선을 동시에 억제할 수 있다. 이 때, k 는 1부터 L 까지의 자연수이고, n 은 1부터 M 까지의 자연수이다.

여기서, 수학식 20에 기재된 다중 합은 2차원 피드백 작동을 표시한다.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 M-D DFE 구조를 나타낸 블록 구성도이다.

본 발명의 실시예에 따른 M-D DFE는 단위 매트릭스 산출부(410), 대각 매트릭스 산출부(420), 합산기(430), 결정부(440) 및 2차원 피드백 필터(450)를 포함하여 구성된다.

단위 매트릭스 산출부(410)는 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬인 Q _i ^* (i = 1, 2, …, N)를 산출하는 부분이며, 대각 매트릭스 산출부(420)는 양의 구성 요소(Positive Element)를 갖는 대각 매트릭스(Diagonal Matrix)인

를 산출하는 부분이다. 여기서, 단위 매트릭스 산출부(410)와 대각 매트릭스 산출부(420)는 종래 G-DFE의 결정 포워드 필터(142)와 동일한 역할을 수행하는 부분이며, 이에 따라 종래의 결정 포워드 필터(142)로 구현될 수도 있다.

또한, 본 발명에 따른 M-D DFE에서의 합산기(430)는 대각 매트릭스 산출부(420)로부터 전달되는 신호와 2차원 피드백 필터(450)로부터 전달되는 피드백 신호를 합산하는 기능을 수행하고, 결정부(440)는 합산부(144)로부터 전달되는 신호에 따라 송신단에서 전송하는 데이터 벡터(u)를 산출하는 기능을 수행한다.

결정부(440)를 통해 산출된 데이터 벡터는 2차원 피드백 필터(450)를 통하여 합산부(430)로 전달된다. 이 때, 2차원 피드백 필터(450)는 1- G _i 의 계산 값을 가지며, 도 2 및 도 3을 통하여 언급된 피드백 작업(

)을 수행한다.

여기서, 2차원 피드백 필터(450)는 피드백 작업 방법에 따라 다양한 다차원(Multi Dimension)의 피드백 필터로 구현될 수 있다.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 M-D DFE를 이용하는 다중 사용자 전송 시스템의 정합 구조를 나타낸 도면이다.

본 발명의 실시예에 따른 M-D DFE를 적용하는 다중 사용자 전송 시스템은 MIMO 채널을 통하여 신호를 전송한다. MIMO 방식을 이용하기 위하여 송신단은 다수 의 DMT 전송기를 포함하며, 수신단은 다수의 DMT 수신기를 포함한다. 또한, 다수의 DMT 수신기를 통하여 수신된 각각의 신호에 포함되어 있는 간섭 신호를 제거하기 위한 다수의 소거기를 포함한다.

제1 사용자로부터 전송되는 제1 송신 신호는 제1 DMT 전송기를 통하여 MIMO 채널로 송출되고, 제2 사용자로부터 전송되는 제2 송신 신호는 제2 DMT 전송기를 통하여 MIMO 채널로 송출되며, 제L 사용자로부터 전송되는 제L 송신 신호는 제L DMT 전송기를 통하여 MIMO 채널로 송출된다.

제1 송신 신호 내지 제L 송신 신호는 MIMO 채널을 통하여 제1 DMT 수신기 내기 제L DMT 수신기로 전송된다. 제1 DMT 수신기를 통하여 수신된 제1 수신 신호 내지 제L DMT 수신기를 통하여 수신된 제L 수신 신호는 제1 소거기 내지 제N 소거기로 전송된다. 이 때, 소거기의 개수 N은 송신 신호의 개수인 L과 동일할 수도 있고, 상이할 수도 있다. 제1 소거기 내지 제N 소거기는 제1 DMT 수신기를 통해 수신된 제1 수신 신호 내지 제L DMT 수신기를 통해 수신된 제L 수신 신호로부터 간섭 신호를 제거하여 제1 신호 내지 제N 신호를 추출한다. 여기서, 제1 신호 내지 제N 신호는 제1 송신 신호 내지 제L 송신 신호와 동일한 것이 바람직하다.

한편, 다차원 코디네이션 및 벡터 전송 기술을 이용한 간섭 신호 제거 방법은 수신기에서 M-D DFE를 이용하는 방법 외에, 송신단에서 사용되는 M-D 프리코더를 이용하여 구현할 수도 있다.

MIMO 채널은 시간 도메인 및 사용자 도메인에서 정합 송신기에 의해 분석될 수 있다. 2차원 촐레스키 인수분해를 사용하면 도 2와 같이 연속적인 치환이 실행 될 수 있으며, 이에 따라 수학식 19 및 수학식 20과 같이 표현되는 소거 스킴을 위한 신호 샘플(

) 및 피드백 방법(

)은 수학식 21 및 수학식 22과 같이 치환될 수 있다. 여기서,

는 시간 도메인 프리코딩 이후의 중간 샘플을 나타낸다.

여기서, Γ _M [·]는 TH 프리코딩(Tomlinson-Harashima Precoding)에서의 모듈 동작을 표시한다. 여기서, TH 프리코딩은 상향 전송을 위한 처리 방법이다. 그리고,

는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 인터 심벌 간섭 함수를 나타낸다. 정합 수신기와 유사하게, 신호는 먼저 시간 도메인 상에서 프리코딩되고, 다음으로 사용자 도메인 상에서 프리코딩된다. 이 과정에서 신호는 의도적으로 상호 간섭이 발생하고 혼탁해진다.

이에 따라 M-D 프리코딩을 통하여 연속적인 과정으로 심벌간 간섭(ISI: Inter-Symbol Interference) 및 상호 간섭을 제거할 수 있도록 하며, 이와 같은 방 법은 수학식 23과 같이 표현될 수 있다.

도 6은 본 발명의 제2 실시예에 따른 M-D 프리코더 구조를 나타낸 블록 구성도이다.

본 발명의 실시예에 따른 M-D 프리코더는 합산기(610), 송신 모듈(620), 단위 행렬 산출부(630) 및 2차원 프리코딩 피드백 필터(640)를 포함한다.

합산기(610)는 입력되는 데이터 벡터(u)와 2차원 프리코딩 피드백 필터(640)를 통하여 피드백되는 신호를 합산하여 송신 모듈(620)로 전달하는 기능을 수행한다. 초기 동작시 합산기(610)는 입력되는 데이터 벡터(u) 만을 송신 모듈(620)로 동작하고, 이후 2차원 프리코딩 피드백 필터(640)로부터 신호가 피드백되면, 이를 다음에 입력되면 데이터 벡터와 합산하여 송신 모듈(620)로 전달한다.

송신 모듈(620)은 합산기(610)로부터 전달되는 데이터 벡터와 피드백 신호의 합에 따라 송출한 신호를 산출하는 기능을 수행하는 부분이다. 여기서, 송신 모듈(620)은 합산기(610)로부터 전달되는 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스(Pre-Distortion Matrix) A를 곱함으로써, 송출 신호를 산출한다.

단위 행렬 산출부(630)는 송신 모듈(620)로부터 전송되는 신호에 단위 행렬인 Q _i 를 곱하여 채널을 통해 전송될 송신 신호 x를 산출하는 부분이다.

2차원 프리코딩 피드백 필터(640)는 수학식 23에 따라 M-D 프리코딩을 수행하여 송신 모듈(620)로부터 산출된 신호에서 심벌간 간섭 및 상호 간섭을 제거하고, 이를 합산기(610)로 피드백시키는 역할을 수행한다.

이와 같이 구성되는 M-D 프리코더는 전송기의 앞단에 위치하여 송출되는 신호의 심벌간 간섭 및 상호 간섭을 제거하는 역할을 수행한다.

본 발명의 실시예에 따른 M-D 프리코더를 적용하는 다중 사용자 OFDM 시스템은 MIMO 채널을 통하여 신호를 전송한다. MIMO 방식을 이용하여 송신 신호를 송출하는 송신단은 간섭 신호를 제거하기 위한 다수의 M-D 프리코더와 다수의 DMT 전송기를 포함한다. 그리고, MIMO 채널을 통하여 전송되는 신호를 수신하는 수신단은 다수의 DMT 수신기를 포함하여 구성된다.

제1 신호 내지 제N 신호는 제1 프리코더 내지 제N 프리코더로 각각 입력된다. 제1 프리코더 내지 제N 프리코더는 각각 입력된 신호를 시간 도메인과 사용자 도메인 상에서 프리코딩한 후, 심벌간 간섭 및 상호 간섭 제거를 위한 처리를 수행한다.

심벌간 간섭 및 상호 간섭 제거 처리가 완료된 신호는 각각 제1 DMT 전송기 내지 제L DMT 전송기로 전송된다. 즉, 제1 DMT 전송기 내지 제L DMT 전송기는 제1 프리코더 내지 제N 프리코더로부터 전송된 다수의 신호들을 수신하여, 제1 송신 신호 내지 제L 송신 신호를 생성하고 MIMO 채널로 송출한다. MIMO 채널로 송출된 제1 송신 신호 내지 제L 송신 신호는 제1 DMT 수신기 내지 제L DMT 수신기로 전송된다.

이상에서 설명된 M-D DFE 및 M-D 프리코더를 이용한 간섭 신호 제거 방법은 컴퓨터 시뮬레이션에 의해 증명될 수 있다. 컴퓨터를 통해 시뮬레이션을 수행하면, 본 발명에 따른 M-D DFE 및 M-D 프리코더를 이용한 간섭 신호 제거 방법은 근단 누화가 발생하는 환경에서 매우 효율적임을 확인할 수 있다.

이상에서 설명한 본 발명의 실시예는 장치 및 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하는 프로그램 또는 그 프로그램이 기록된 기록 매체를 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.

이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이 본 발명에 의하면, 벡터 전송 기술 및 다차원 케이블 코디네이션을 시간 및 공간에 순차적 연산을 통해 DFE 또는 프리코딩에 적용시킴으로써, 케이블 라인의 종류와 관계없이 근단 누화(NEXT)와 원단 누화(FEXT)를 소거할 수 있다.

또한, 케이블 라인이 비지(Busy) 상태인지 대기(Idle) 상태인지 확인할 수 있어, 케이블 라인을 관리하는 중앙 시스템에서의 컴퓨터 작업을 줄일 수 있으며, 데이터 전송을 위한 케이블 용량을 증대시키는 효과를 기대할 수 있다.

Claims

송신기에서 송출된 데이터 벡터 및 상기 데이터 벡터의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호가 포함된 수신 신호를 수신한 수신기에서 상기 간섭 신호를 제거하는 방법에 있어서,

(a) 상기 수신 신호를 사용자 도메인 및 시간 도메인 상으로 다차원 분해하는 단계;

(b) 상기 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하는 단계;

(c) 상기 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여 상기 수신 신호를 사용자 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩하는 단계; 및

(d) 상기 사용자 도메인에서 디코딩된 신호를 시간 도메인을 취하는 심벌에 대해 디코딩하여 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 단계

를 포함하는 간섭 신호 제거 방법.
제1항에 있어서,

(e) 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 피드백시킨 후, 상기 피드백된 데이터 벡터와 입력되는 수신 신호를 합하여 제2 수신 신호를 생성하는 단계; 및

(f) 상기 제2 수신 신호에 대하여, 상기 단계 (c) 이후의 과정을 반복하는 단계

를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 단계 (c)는,

(여기서, 상기
는 상기 사용자 도메인에서 디코딩된 신호 샘플, 상기 dec [·]는 디코딩 연산자, 상기
는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 심벌 간섭, 상기
은 상기 수신 신호, 상기 T 는 상기 수신 신호가 갖는 탭의 개수, n 은 1부터 M 까지의 자연수)

의 수학식을 이용하여 상기 사용자 도메인에 대해 상기 수신 신호를 디코딩하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
제3항에 있어서,

상기 단계 (f)는,

(여기서, 상기
는 상기 단계 (d)를 통하여 산출되는 데이터 벡터, 상기
는 상기 (f) 단계를 통하여 산출되는 데이터 벡터, 상기 k 는 1부터 L 까지 의 자연수)

의 수학식을 통하여 상기 제2 수신 신호에 대한 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 단계 (d)는,

상기 사용자 도메인을 통한 디코딩, 상기 시간 도메인을 통한 및 상기 사용자 도메인과 상기 시간 도메인의 대각선 채널 분석을 통한 디코딩을 수행하여, 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
제2항 또는 제5항에 있어서,

상기 단계 (f)는,

(여기서, 상기
는 상기 단계 (d)를 통하여 산출되는 데이터 벡터, 상기
는 상기 (f) 단계를 통하여 산출되는 데이터 벡터, 상기
는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 심벌 간섭, 상기
은 상기 수신 신호, 상기 n 은 1부터 M 까지의 자연수, 상기 k 는 1부터 L 까지의 자연수)

의 수학식을 통하여 상기 제2 수신 신호에 대한 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
제1항에 있어서,

상기 단계 (a)는,

촐레스키 인수 분해(Cholesky Factorization)를 통해 상기 수신 신호를 사용자 도메인 및 시간 도메인 상으로 다차원 분해하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거 방법.
송신기에서 송출된 데이터 벡터 및 상기 데이터 벡터의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호가 포함된 수신 신호를 수신한 수신기에서 상기 간섭 신호를 제거하는 장치에 있어서,

상기 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하는 결정 포워드 필터;

상기 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여 상기 수신 신호에 포함된 상기 데이터 벡터를 산출하는 결정부;

상기 결정부를 통하여 산출된 데이터 벡터를 피드백시키는 피드백 필터; 및

상기 피드백 필터를 통하여 피드백되는 데이터 벡터와 상기 결정 포워드 필터로부터 전달되는 상기 수신 신호를 합산하여 상기 결정부로 전달하는 합산부

를 포함하는 수신기의 간섭 신호 제거 장치.
제8항에 있어서,

상기 결정 포워드 필터는,

상기 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬을 산출하기 위한 단위 매트릭스 산출부; 및

상기 수신 신호로부터 양의 구성 요소를 갖는 대각 행렬를 산출하는 대각 매트릭스 산출부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 신호 제거 장치.
제8항에 있어서,

상기 결정부는,

상기 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여, 상기 수신 신호를 사용자 도메인에서 디코딩(Decoding)한 후, 시간 도메인에서 디코딩함으로써, 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 수신기의 간섭 신호 제거 장치.
다차원 DFE(Decision Feedback Equalizer)를 사용하여 신호 전송 과정에서 발생하는 간섭 신호를 제거하는 다중 사용자 전송 시스템에 있어서,

다수의 사용자로부터 입력되는 데이터 벡터를 포함하는 다수의 송신 신호를 전송 채널을 통하여 송출하는 다수의 DMT(Discrete Multi-Tone) 전송기;

상기 전송 채널로부터 다수의 수신 신호―여기서, 상기 수신 신호는 상기 다수의 DMT 전송기에서 송출된 다수의 송신 신호 및 상기 송신 신호의 전송 과정에서 발생되는 간섭 신호를 포함함―를 수신하는 다수의 DMT 수신기; 및

상기 다수의 수신 신호로부터 상기 간섭 신호를 제거하여 상기 데이터 벡터를 산출하는 다수의 소거기

를 포함하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제11항에 있어서,

상기 다수의 DMT 전송기로부터 송출되는 송신 신호는 MIMO(Multi Input Multi Output) 채널을 통하여 상기 다수의 DMT 수신기로 전달되는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제11항에 있어서,

상기 소거기는 상기 다수의 DMT 수신기로부터 전달되는 상기 다수의 수신 신호를 피드백 연산함으로써, 상기 송신 신호에 포함된 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제13항에 있어서,

상기 피드백 연산은,

상기 다수의 수신 신호를 사용자 도메인에서 디코딩(Decoding)한 후, 시간 도메인에서 디코딩함으로써, 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제11항에 있어서,

상기 DMT 수신기는,

상기 수신 신호로부터 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 산출하는 결정 포워드 필터;

상기 단위 매트릭스의 전치 행렬 및 대각 매트릭스를 이용하여 상기 간섭 신호가 제거된 데이터 벡터를 산출하는 결정부;

상기 결정부를 통하여 산출된 데이터 벡터를 피드백시키는 피드백 필터; 및

상기 피드백 필터를 통하여 피드백되는 데이터 벡터와 상기 결정 포워드 필터로부터 전달되는 상기 수신 신호를 합산하여 상기 결정부로 전달하는 합산부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
송신기에서 수신기로 데이터 벡터의 전송할 때 발생되는 간섭 신호를 제거하는 방법에 있어서,

(a) 상기 송신할 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송신 신호를 산출하는 단계;

(b) 상기 송신 신호를 시간 도메인 및 사용자 도메인으로 다차원 분해하는 단계;

(c) 상기 시간 도메인 상에서 상기 송신 신호를 프리코딩한 후, 상기 사용자 도메인 상에서 프리코딩하는 단계;

(d) 상기 시간 도메인 및 사용자 도메인 상에서 프리코딩된 신호에 상기 전치 보상 매트릭스를 곱하여 제2 송신 신호를 산출하는 단계; 및

(e) 상기 제2 송신 신호에 단위 행렬을 곱한 후, 상기 수신기로 송출하는 단계

를 포함하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
제16항에 있어서,

상기 단계 (e)는,

상기 제2 송신 신호에 단위 행렬을 곱한 후, 상기 수신기로 송출함과 동시에, 상기 제2 송신 신호를 이용하여 단계 (b) 이후의 과정을 반복하여 수행하는 것을 특징으로 하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
제16항에 있어서,

상기 단계 (c)는,

(여기서, 상기
는 상기 시간 도메인에서 프리코딩된 신호 샘플, 상기

Γ _M [·]는 프리코딩 연산자, 상기
는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 심벌 간섭, 상기
은 상기 수신기에서의 수신 신호, n 은 1부터 M 까지의 자연수)

의 수학식을 이용하여 시간 도메인 상에서 상기 송신 신호를 프리코딩하는 것을 특징으로 하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
제18항에 있어서,

상기 단계 (c)는,

(여기서, 상기
는 상기 시간 도메인 및 상기 사용자 도메인 상에서 프리코딩된 데이터 벡터, 상기
는 송신할 데이터 벡터, 상기 k 는 1부터 L 까지의 자연수)

의 수학식을 통하여 상기 시간 도메인 상에서 프리코딩된 신호에 대하여 상기 사용자 도메인 상에서 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
제16항에 있어서,

상기 단계 (c)는,

상기 시간 도메인을 통한 프리코딩, 상기 사용자 도메인을 통한 프리코딩 및 상기 시간 도메인과 상기 사용자 도메인의 대각선 채널 분석을 통한 프리코딩을 수행하여, 상기 간섭 신호 제거를 위한 송신 신호를 산출하는 것을 특징으로 하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
제20항에 있어서,

상기 단계 (c)는,

(여기서, 상기
는 상기 시간 도메인 및 상기 사용자 도메인 상에서 프리코딩된 데이터 벡터, 상기
는 송신할 데이터 벡터, 상기
는 사용자 k 와 j 사이의 추정되는 상호 간섭과 심벌 i 와 j 사이의 심벌 간섭, 상기
은 상기 수신기에서의 수신 신호, 상기 n 은 1부터 M 까지의 자연수, 상기 k 는 1부터 L 까지의 자연수)

의 수학식을 통하여 상기 시간 도메인을 통한 프리코딩, 상기 사용자 도메인을 통한 프리코딩 및 상기 시간 도메인과 상기 사용자 도메인의 대각선 채널 분석을 통한 프리코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 송신기에서의 간섭 신호 제거 방법.
수신기로 데이터 벡터의 전송할 때 발생되는 간섭 신호를 제거하는 송신기의 간섭 신호 제거 장치에 있어서,

상기 송신할 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송출 신호를 산출하는 송신 모듈;

상기 송신 모듈로부터 전송되는 송출 신호에 단위 행렬을 곱하여 상기 수신기로 전송하는 송신 신호를 산출하는 단위 행렬 산출부;

상기 송신 모듈에서 산출된 송출 신호에 다차원 프리코딩을 수행하여 상기 간섭 신호 제거를 위한 피드백 신호를 생성하는 프리코딩 피드백 필터; 및

상기 프리코딩 피드백 필터로부터 전달되는 피드백 신호와 입력되는 데이터 벡터를 합산하여 상기 송신 모듈로 전달하는 합산기

를 포함하는 송신기의 간섭 신호 제거 장치.
제22항에 있어서,

상기 프리코딩 피드백 필터는,

상기 송출 신호를 시간 도메인 및 사용자 도메인으로 다차원 분해하고, 상기 송출 신호를 시간 도메인 상에서 프리코딩한 뒤, 상기 사용자 도메인 상에서 프리코딩하여 상기 피드백 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 송신기의 간섭 신호 제거 장치.
다차원 프리코더를 사용하여 신호 전송 과정에서 발생하는 간섭 신호를 제거하는 다중 사용자 전송 시스템에 있어서,

입력되는 데이터 벡터를 수신하여 상기 데이터 벡터 전송시 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 처리를 수행하는 다수의 프리코더;

상기 다수의 프리코더로부터 간섭 신호 제거 처리된 신호를 수신하여 송신 신호를 생성하고, 전송 채널을 통하여 송출하는 다수의 DMT(Discrete Multi-Tone) 전송기; 및

상기 전송 채널을 통해 전송되는 다수의 송신 신호를 수신하여, 상기 데이터벡터를 산출하는 다수의 DMT 수신기

를 포함하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제24항에 있어서,

상기 다수의 DMT 전송기로부터 송출되는 송신 신호는 MIMO(Multi Input Multi Output) 채널을 통하여 상기 다수의 DMT 수신기로 전달되는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제24항에 있어서,

상기 프리코더는 시간 도메인 프리코딩 및 사용자 도메인 프리코딩을 통한 피드백 연산을 통해, 상기 데이터 벡터 전송시 발생하는 간섭 신호를 제거하기 위한 처리를 수행하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.
제24항에 있어서,

상기 입력되는 데이터 벡터에 전치 보상 매트릭스를 곱하여 송출 신호를 산출하는 송신 모듈;

상기 송신 모듈로부터 전송되는 송출 신호에 단위 행렬을 곱하여 상기 간섭 신호 제거 처리된 신호를 산출하는 단위 행렬 산출부;

간섭 신호 제거 처리된 신호에 간섭 신호 제거를 위한 다차원 프리코딩을 수행하는 프리코딩 피드백 필터; 및

상기 프리코딩 피드백 필터로부터 전달되는 신호와 입력되는 데이터 벡터를 합산하여 상기 송신 모듈로 전달하는 합산기

를 포함하는 것을 특징으로 하는 간섭 신호 제거를 위한 다중 사용자 전송 시스템.