KR100738757B1 - Antenna direction control method and ofdm receiving apparatus - Google Patents

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가부시키가이샤 히다치 고쿠사이 덴키
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Abstract

OFDM 방식의 수신 장치에 있어서, 수신 전기장이 낮고 C/N이 약 -5dB 이하가 되는 수신 안테나의 방향 조정의 초기 단계에서도 수신 신호의 레벨을 검출할 수 있어, 용이하게 수신 안테나의 방향 조정을 할 수 있다. In the OFDM type receiving apparatus, the level of the received signal can be detected even at the initial stage of the adjusting direction of the receiving antenna where the receiving electric field is low and the C / N is about -5 dB or less, so that the receiving antenna can be easily adjusted. Can be.

가드 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 장치의 수신 장치에 있어서, 수신한 OFDM 신호를 유효 심볼 기간 길이만큼 지연한 신호와 지연시키지 않는 신호와의 복소 승산 연산을 하여, 해당 복소 승산 연산의 결과 얻어지는 신호를 평균 처리함으로써, 가드 인터벌 기간의 상관 계수가 C/N에 의존한 값이 되는 것을 이용하고, 저수신 전기장일 때의 수신 전력을 산출하고, 산출한 수신 전기장 레벨에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여, 수신 안테나의 방향 조정을 하도록 한 것이다.A receiving apparatus of a transmitting apparatus for transmitting an OFDM signal including a guard period, wherein the received OFDM signal is subjected to a complex multiplication operation between a signal delayed by an effective symbol period length and a signal that does not delay to obtain a result of the complex multiplication operation. By averaging the signals, the correlation coefficient of the guard interval period is used as a value dependent on C / N, and the received power when the low reception electric field is calculated, and the direction of the receiving antenna based on the calculated received electric field level. An adjustment signal is generated to adjust the direction of the receiving antenna.

안테나, 방향 조정, OFDM Antenna, directional, OFDM

Description

안테나 방향 조정 방법 및 오에프디엠 수신 장치{ANTENNA DIRECTION CONTROL METHOD AND OFDM RECEIVING APPARATUS}ANTENNA DIRECTION CONTROL METHOD AND OFDM RECEIVING APPARATUS

도 1은 본 발명의 수신 안테나 방향 조정의 하나의 실시예를 나타내는 블록도면이다.1 is a block diagram showing one embodiment of the receiving antenna direction adjustment of the present invention.

도 2는 본 발명의 수신 전기장 산출부(4)의 하나의 실시예를 나타내는 블록도면이다.2 is a block diagram showing an embodiment of the reception electric field calculating section 4 of the present invention.

도 3은 종래의 안테나 방향 조정 시스템의 일례를 나타내는 블록도면이다.3 is a block diagram showing an example of a conventional antenna direction adjustment system.

도 4는 OFDM 심볼 구성을 나타내는 모식도면이다.4 is a schematic diagram showing an OFDM symbol configuration.

도 5는 수신 전기장 산출부(4)의 각부의 신호를 나타내는 모식도면이다.FIG. 5: is a schematic diagram which shows the signal of each part of the reception electric field calculation part 4. As shown in FIG.

도 6은 수신 Lo 주파수가 일정하지 않을 때의 복소 승산 출력 Zmul(m)의 위상 변동을 나타내는 모식도면이다.Fig. 6 is a schematic diagram showing the phase variation of the complex multiplication output Zmul (m) when the reception Lo frequency is not constant.

도 7은 C/N에 대한 수신 전기장 신호의 레벨을 도시하는 도면이다.7 is a diagram illustrating the level of the received electric field signal for C / N.

본 발명은 직교 주파수 분할 다중 변조 방식(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: 이하, OFDM 방식이라고 적는다)을 이용한 전송 장치에 있어서 수신 안테나의 방향 조정에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to direction adjustment of a receiving antenna in a transmission apparatus using Orthogonal Frequency Division Multiplexing (hereinafter, referred to as OFDM scheme).

최근, 무선 장치 분야에서는 멀티패스 페이징(multipath phasing)에 강한 변조 방식으로서 OFDM 방식이 각광을 받아, 유럽이나 일본을 시작으로 각 나라에서 많은 응용연구가 진행되고 있다. 이 중, UHF 대의 지상 디지털 방송의 개발 동향과 방식에 대해서는 예컨대 영상 정보 미디어 학회지 1998년 Vol. 52, No. 11에 자세히 기재되어 있다. In recent years, in the wireless device field, the OFDM method has been in the spotlight as a strong modulation method for multipath phasing, and many researches have been conducted in each country, starting with Europe and Japan. Among them, the trend and method of the development of terrestrial digital broadcasting of UHF University are described, for example, in the Journal of the Korean Society for Video Information Media 1998 Vol. 52, no. It is described in detail in 11.

이 OFDM 방식은 중계 현장의 영상을 TV 방송국까지 무선 전송하는 FPU(Field Pickup Unit) 전송 방식으로서 채용되어, 고정 또는 이동 무선 중계에 사용되고 있다. This OFDM method is adopted as a field pickup unit (FPU) transmission method for wirelessly transmitting a video of a relay site to a TV station, and is used for fixed or mobile radio relay.

종래의 안테나 방향 조정 방법에서는 수신측의 검파기에 의해 수신 전기장 레벨을 검출하여, 수신 전기장 레벨이 최대가 되는 방향을 탐색하여 안테나의 방향을 조정하는 방법이 사용되어 왔다. 그러나, 수신 전기장이 낮아지면 수신 신호는 잡음에 파묻혀 버려, 정밀도가 좋은 검출이 곤란했다. 즉, 안테나의 방향 조정의 초기 단계에서는 수신 전기장은 매우 낮기 때문에, OFDM 신호가 미미하게나마 도달하고 있었다고 해도 잡음에 파묻힌 수신 신호를 잡을 수 없어, 추측에 의해 방향 조정을 할 수밖에 없었다. In the conventional antenna direction adjustment method, a method of adjusting the direction of the antenna by detecting a reception electric field level by a detector on the receiving side, searching for a direction in which the reception electric field level is maximum, has been used. However, when the received electric field was lowered, the received signal was buried in noise, and detection with high accuracy was difficult. In other words, since the reception electric field is very low in the initial stage of antenna orientation, even if the OFDM signal has reached a slight level, the reception signal buried in the noise cannot be caught, and the estimation is inevitable.

그래서 본 출원인은 이들의 결점을 개선한 안테나 방향 조정 방법(예컨대, 일본 특허 공개 평성 제2003-115787호 공보)을 고안했다. 이하, 도 3을 이용하여 간단히 설명한다. Therefore, the present applicant has devised an antenna direction adjusting method (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2003-115787) that has improved these shortcomings. Hereinafter, a brief description will be given with reference to FIG. 3.

송신 장치(12)의 송신 전처리 회로(13a)에 입력된 정보 부호는 에러 정정 부호로의 변환, 64 QAM으로의 변조 등의 전처리에 의해, 각 반송파의 신호를 나타내는 주파수 분포 이미지의 신호열로 변환되고, 역 푸리에 변환(IFFT) 회로(13b)에서 시간 파형을 나타내는 신호열로 변환된다. 그리고 가드 인터벌 삽입 회로(13c)에서, 전송로에서의 지연파에 기인하는 수신측에서의 부호간 간섭의 영향을 적게 하기 위해서, 송신되는 OFDM 신호에 가드 인터벌이 부가된다. 이 가드 인터벌이 삽입된 신호는 송신 후처리 회로(13d)에서 추가로 직교변조, D/A 변환, 업컨버트(up-convert) 등의 후처리를 거쳐서, 송신안테나(11)로부터 송신된다.  The information code input to the transmission preprocessing circuit 13a of the transmission device 12 is converted into a signal sequence of frequency distribution images representing signals of each carrier by preprocessing such as conversion to error correction code and modulation to 64 QAM. The inverse Fourier transform (IFFT) circuit 13b is converted into a signal sequence representing a time waveform. In the guard interval insertion circuit 13c, a guard interval is added to the transmitted OFDM signal in order to reduce the influence of inter-signal interference on the receiving side due to delay waves in the transmission path. The signal with this guard interval inserted is transmitted from the transmission antenna 11 through post-processing such as quadrature modulation, D / A conversion, up-convert, and the like in the transmission post-processing circuit 13d.

이 송신된 OFDM 전송 신호는 수신 안테나(21)로 수신되어, 케이블을 통해서 복조 장치(22)에 보내진다. 복조 장치(22)에 입력된 수신 신호는 다운컨버터(23a), A/D 변환 회로(23b)에서 디지털의 복소 벡터 신호로 변환된 후, 전송된 정보 부호를 복조하는 신호 처리를 실시하는 FFT(푸리에 변환) 회로(23c), 전송로 응답 등화(等化) 회로(23d), 복조 및 복호화 회로(23e) 등으로 이루어지는 본선계의 경로에 입력됨과 동시에, 다른 경로에 있는 가드 상관 산출 회로(24)에 입력된다. This transmitted OFDM transmission signal is received by the receiving antenna 21 and sent to the demodulation device 22 via a cable. The received signal input to the demodulation device 22 is converted into a digital complex vector signal by the down-converter 23a and the A / D conversion circuit 23b, and then subjected to an FFT for signal processing for demodulating the transmitted information code ( A guard correlation calculation circuit 24 which is input to a path of the main system consisting of a Fourier transform circuit 23c, a transmission line response equalization circuit 23d, a demodulation and decoding circuit 23e, and the like, and is located on another path. ) Is entered.

그리고, 가드 상관 산출 회로(24)에서, 수신 신호의 가드 기간에 있어서의 상관 연산을 하여, 가드 상관 신호를 수신 레벨 산출 회로(25)에 출력한다. 수신 레벨 산출 회로(25)는 가드 상관 신호로부터 수신 신호의 레벨을 산출하여 방향 조정 신호 발생 회로(26)에 출력한다. The guard correlation calculating circuit 24 then performs a correlation operation in the guard period of the received signal, and outputs the guard correlation signal to the reception level calculating circuit 25. The reception level calculation circuit 25 calculates the level of the reception signal from the guard correlation signal and outputs it to the direction adjustment signal generation circuit 26.

방향 조정 신호 발생회로(26)는 산출한 수신 신호 레벨에 근거하여, 수신 안테나(21)의 방향 조정용 신호를 생성하여, 생성한 방향 조정용 신호를 이용하여 수신 안테나(21)의 방향 조정을 하도록 한 것이다.  The direction adjustment signal generation circuit 26 generates a direction adjustment signal of the reception antenna 21 based on the calculated reception signal level, and adjusts the direction of the reception antenna 21 using the generated direction adjustment signal. will be.

본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해서, 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 장치의 수신 장치에 있어서, 수신한 상기 OFDM 신호와 이 OFDM 신호를 유효 심볼 기간만큼 지연을 한 신호와의 복소 승산을 하고, 해당 복소 승산의 결과 얻어지는 복소 승산 신호 중 적어도 가드 인터벌 기간의 신호에 대하여 평균화 처리를 하고, 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호를 생성하여, 이 생성한 신호에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정을 하도록 한 것이다. SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above problems, the present invention provides a reception apparatus of a transmission apparatus that transmits an OFDM signal including a guard interval period, the complex multiplication of the received OFDM signal with a signal delayed by the OFDM symbol by an effective symbol period. And averaging the signal of at least the guard interval period among the complex multiplication signals obtained as a result of the complex multiplication, generating a signal corresponding to the received electric field level, and adjusting the direction of the receiving antenna based on the generated signal. I did it.

또한, 평균화 처리에 의해 얻어진 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호에 대하여 절대치 연산 처리를 하고, 해당 절대치 연산의 결과 얻어진 신호 레벨에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하고, 이 생성한 방향 조정용 신호를 이용하여 수신 안테나의 방향 조정을 하도록 한 것이다. Further, an absolute value calculation process is performed on the signal corresponding to the received electric field level obtained by the averaging process, and a direction adjusting signal of the receiving antenna is generated based on the signal level obtained as a result of the absolute value calculation, and the generated direction adjusting signal is generated. It is to adjust the direction of the receiving antenna.

또한, 생성되는 방향 조정용 신호를, 수신 신호의 레벨에 따라 음질, 음량, 소리의 단속간격 중 적어도 하나가 변화하는 방향 조정용 소리 신호, 또는 빛깔, 휘도, 점멸 간격 중 적어도 하나가 변화하는 방향 조정용 빛 신호, 또는 수치, 문 자, 그래프 중 적어도 하나를 표시하는 신호 중 적어도 어느 하나의 신호로 한 것이다. Also, the generated direction adjusting signal is a direction adjusting sound signal in which at least one of sound quality, volume, and intermittent interval of sound changes according to the level of the received signal, or direction adjusting light in which at least one of color, brightness, and blinking intervals changes. At least one of a signal or a signal displaying at least one of a numerical value, a character, and a graph is used.

또한, 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 장치의 수신 장치에 있어서, 수신한 상기 OFDM 신호와 이 OFDM 신호를 유효 심볼 기간 길이의 지연을 한 신호와의 복소 승산을 하는 복소 승산 연산 수단과, 해당 복소 승산의 결과 얻어지는 복소 승산 신호의 적어도 가드 인터벌 기간의 신호에 대하여 저역 통과 필터 연산을 하는 필터 연산 수단을 구비함으로써, 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호를 산출하는 OFDM 수신 장치이다. A reception apparatus of a transmission device for transmitting an OFDM signal including a guard interval period, comprising: complex multiplication operation means for performing a complex multiplication of the received OFDM signal with a signal having a delay of an effective symbol period length; And a filter calculation means for performing a low pass filter operation on at least a guard interval period signal of the complex multiplication signal obtained as a result of the complex multiplication, thereby calculating a signal corresponding to the received electric field level.

또한, 필터 연산에 의해 얻어진 신호에 대하여 절대치 연산 처리를 행하고, 이 절대치 연산의 결과 얻어진 신호 레벨에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하는 방향 조정 신호 생성 수단을 갖고, 이 생성한 방향 조정용 신호를 이용하여 수신 안테나의 방향 조정을 하는 OFDM 수신 장치이다. Further, an absolute value calculation process is performed on the signal obtained by the filter operation, and the direction adjustment signal generating means generates a direction adjustment signal of the reception antenna based on the signal level obtained as a result of the absolute value calculation. Is an OFDM receiver for adjusting the direction of a receiving antenna.

또한, 생성한 방향 조정용 신호를, 수신 신호의 레벨에 따라서, 음질, 음량, 소리의 단속 간격의 적어도 하나가 변화하는 소리 신호로 변환하는 수단과, 빛깔, 휘도, 점멸 간격의 적어도 하나가 변화하는 빛 신호로 변환하는 수단과, 수치, 문자, 그래프의 적어도 하나를 표시하는 신호로 변환하는 수단 중의 적어도 어느 하나의 수단을 구비하는 것이다. Further, means for converting the generated direction adjustment signal into a sound signal in which at least one of sound quality, volume, and sound interruption interval varies according to the level of the received signal, and at least one of the color, luminance, and blinking interval is changed. Means for converting to a light signal and at least one of means for converting at least one of a numerical value, a character, and a graph into a signal.

또한, 평균화 처리, 필터 연산을 하는 기간에 있어서는 수신 국부 발진기의 발진 주파수가 일정하게 되도록 제어를 하는 것이다. In the period of averaging processing and filter operation, control is performed so that the oscillation frequency of the receiving local oscillator becomes constant.

또한, 방향 조정용 신호를 수신 신호의 실효값에 거의 비례하는 신호, 혹은 수신 신호의 전력값에 거의 비례하는 신호, 혹은 수신 신호의 dB 값에 거의 비례하는 신호, 혹은 수신 안테나의 방향을 조정하는 구름대의 방향을 제어하는 제어 신호 중 어느 하나의 신호로 변환하도록 한 것이다. Further, the direction adjustment signal is a signal almost proportional to the effective value of the received signal, a signal almost proportional to the power value of the received signal, a signal almost proportional to the dB value of the received signal, or a cloud band for adjusting the direction of the receiving antenna. One of the control signals to control the direction of the will be converted to.

이하, 본 발명에 의한 실시예에 대하여, 도시의 실시형태에 의해 상세히 설명한다. EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, the Example by this invention is described in detail by embodiment of illustration.

도 1은 본 발명의 제 1 실시예에 대하여 나타낸 도면이다. 전술한 바와 같이, 수신 장치에 도달한 OFDM 신호는 수신 안테나(1)로 수신되어, 수신 고주파부(2)에서 주파수 변환하여 베이스 밴드 신호로 변환된다. 이 베이스 밴드 신호는 A/D 변환 회로(3)에 입력되어 수신 샘플링 계열 Zin(m)을 얻는다 (m은 샘플 번호). 그 후, 전송된 정보 부호를 복조하기 위한 FFT(고속 푸리에 변환) 회로(6), 복조부(7) 등으로 이루어지는 본선계의 경로를 경유하여 복조 신호 D를 외부 장치에 출력한다. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention. As described above, the OFDM signal arriving at the reception device is received by the reception antenna 1, and is converted into a baseband signal by frequency conversion at the reception high frequency unit 2. This baseband signal is input to the A / D conversion circuit 3 to obtain a reception sampling sequence Zin (m) (m is a sample number). Thereafter, the demodulated signal D is outputted to the external device via the path of the main system consisting of the FFT (fast Fourier transform) circuit 6, the demodulator 7, and the like for demodulating the transmitted information code.

또한, 수신 샘플링 계열 Zin(m)은 클럭 타이밍이나 캐리어 주파수를 송신 신호에 동기 시키는 동기 처리부(8)에 입력되어, 동기 신호 SYNC는 수신 타이밍을 제어하는 신호로서 OFDM 수신부 전체에 배신(配信)된다. In addition, the reception sampling sequence Zin (m) is input to the synchronization processing section 8 which synchronizes the clock timing and carrier frequency with the transmission signal, and the synchronization signal SYNC is distributed to the entire OFDM reception section as a signal for controlling the reception timing. .

또한, 수신 샘플링 계열 Zin(m)은 이들의 연결과 동시에, 수신 전기장을 산출하는 수신 전기장 산출부(4)에 연결되고, 수신 전기장 산출부(4)에서 얻어진 수신 전기장 신호 R은 방향 조정 신호 발생부(5)에 연결되어, 수신 안테나(1)의 방향 조정용의 신호 C를 생성한다. In addition, the reception sampling sequence Zin (m) is connected to the reception electric field calculation unit 4 that calculates the reception electric field at the same time as their connection, and the reception electric field signal R obtained by the reception electric field calculation unit 4 generates a direction adjustment signal. It is connected to the unit 5 to generate a signal C for adjusting the direction of the reception antenna 1.

다음에, 본 발명의 목적이 되는 수신 전기장 산출부(4)의 구성에 대하여 더욱 자세히 서술한다.  Next, the structure of the reception electric field calculation part 4 which becomes the objective of this invention is demonstrated in detail.

도 2는 수신 전기장 산출부(4)의 구성에 대하여 나타낸 도면이다. A/D 변환 회로(3)로부터의 수신 샘플링 계열 Zin(m)은 유효 심볼 지연기(41)에 연결되고, 유효 심볼 지연된 수신 샘플링 계열 Zin(m-M) 출력은 복소 승산기(42)에 연결된다. 복소 승산기(42)의 또 한 쪽의 입력 단자에는 A/D 변환 회로(3)로부터의 수신 샘플링 계열 Zin(m) 신호가 연결된다. 후술과 같이 복소 승산기(42)의 출력 신호는 적분기(43)에 연결되어, 절대치기(44)를 경유하여 수신 전기장 신호 R로서 출력된다. 2 is a diagram showing the configuration of the reception electric field calculator 4. The received sampling sequence Zin (m) from the A / D conversion circuit 3 is connected to the valid symbol delay 41, and the valid symbol delayed received sampling sequence Zin (m-M) output is connected to the complex multiplier 42. The reception sampling sequence Zin (m) signal from the A / D conversion circuit 3 is connected to the other input terminal of the complex multiplier 42. As described later, the output signal of the complex multiplier 42 is connected to the integrator 43 and output as the received electric field signal R via the absolute stroke 44.

이 수신 전기장 산출부(4)에서는 OFDM의 가드 인터벌 신호의 상관성을 이용한 처리를 실시하고 있기 때문에, 수신 전기장 산출부(4)의 동작을 설명하기 전에, 가드 인터벌 신호를 포함하는 OFDM 신호에 대하여 도 4를 이용하여 설명한다. Since the reception electric field calculator 4 performs processing using the correlation of the guard interval signal of OFDM, an OFDM signal including the guard interval signal will be described before explaining the operation of the reception electric field calculator 4. It demonstrates using 4.

OFDM 방식은 일정한 주파수 간격으로 배치된 수백 내지 수천 가닥의 반송파(캐리어)를, 각각 일정한 심볼 기간 Ts'로 디지털 변조하여 전송하는 방식이다. OFDM 신호로의 변조에는 통상, 포인트 수가 M(예컨대 M=1024)인 IFFT(역 고속 푸리에 변환)가 이용된다. 송신측으로부터 송출되는 전송 신호의 1심볼은 IFFT로 변조된 M포인트의 OFDM 신호로 이루어지는 유효 심볼 기간 Ts의 신호(A+a)와, 1심볼의 최후의 Mg(예컨대 Mg=128) 포인트 기간 Tg의 신호 a를 유효 심볼 기간 Ts 전의 가드 기간 Tg에 복사한 Mg 포인트의 가드 인터벌 신호 a'로 구성된다. 또, 다음 심볼인 b와 b'의 부분에 대해서도 마찬가지이다. The OFDM method is a method in which hundreds to thousands of carriers (carriers) arranged at constant frequency intervals are digitally modulated and transmitted in a constant symbol period Ts', respectively. In order to modulate an OFDM signal, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform), in which the number of points is M (for example, M = 1024), is usually used. One symbol of the transmission signal transmitted from the transmitting side is a signal A + a of the effective symbol period Ts consisting of M points of OFDM signals modulated by IFFT, and the last Mg (for example, Mg = 128) point period Tg of one symbol. The signal a is composed of the guard interval signal a 'of the Mg point copied to the guard period Tg before the effective symbol period Ts. The same applies to the parts of b and b 'which are the next symbols.

이상의 지식을 기초로, 도 4의 수신 전기장 산출부(4)에서 실시되는 처리에 대하여, 도 5를 이용하여 설명한다. A/D 변환 회로(3)에서 샘플링되어, 수신 전기장 산출부(4)에 입력된 도 5(a)의 수신 샘플링 계열 Zin(m)은 유효 심볼 지연기(41)로써, 도 5(b)와 같이, 유효 심볼 기간 Ts에 상당하는 샘플링수 M(예컨대 M=1024)만 지연된다. 이 유효 심볼 기간 Ts만 지연된 신호 Zin(m-M)과, 지연 전의 신호 Zin(m)은 복소 승산기(42)로 샘플점마다 복소 승산되어,  Based on the above knowledge, the process performed by the reception electric field calculation part 4 of FIG. 4 is demonstrated using FIG. The reception sampling sequence Zin (m) of FIG. 5 (a) sampled by the A / D conversion circuit 3 and input to the reception electric field calculation section 4 is the effective symbol delay unit 41, and FIG. 5 (b). As described above, only the sampling number M (e.g., M = 1024) corresponding to the effective symbol period Ts is delayed. The signal Zin (m-M) delayed only by this effective symbol period Ts and the signal Zin (m) before the delay are complex multiplied for each sample point by the complex multiplier 42,

Zmul(m)= Zin(m)×Zin(m-M)* Zmul (m) = Zin (m) × Zin (mM) *

이 산출된다. 이 복소 승산 신호의 파형을, 도 5(c), (d)에 나타낸다. Is calculated. The waveform of this complex multiplication signal is shown to FIG. 5 (c), (d).

도 5(c)는 C/N이 무한대일 때의 모양을 나타낸 도면이다. 여기서, 가드 인터벌 신호인 a와 a', b와 b'(도면중의 점선)의 신호는 왜곡이 없는 이상적인 조건 하에서는 같은 신호 성분이기 때문에, 이 가드 인터벌 기간에는 상관성을 갖게 되고, 다른 기간에 비하여 상관 레벨이 커진다. 5 (c) is a diagram showing the shape when C / N is infinite. Here, since the guard interval signals a and a 'and b and b' (dotted lines in the figure) are the same signal components under ideal conditions without distortion, they are correlated in this guard interval period and are compared with other periods. The correlation level increases.

수신 안테나(1)의 방향 조정의 초기 단계에서는 수신 장치의 Lo 주파수(국부 발진 주파수)의 동기가 확립되어 있지 않은 것이 많아, 도 5(c)의 I 성분과 Q 성분으로 구성되는 복소 벡터 신호는 임의의 방향으로 회전된 신호가 된다. Lo 주파수의 동기가 확립되면, 복소 벡터 신호의 위상은 0°가 되어, I 성분에만 상관 성분이 나타난다.  In the initial stage of the direction adjustment of the reception antenna 1, the synchronization of the Lo frequency (local oscillation frequency) of the reception device is often not established, and the complex vector signal composed of the I component and the Q component of FIG. It is a signal rotated in an arbitrary direction. When the synchronization of the Lo frequency is established, the phase of the complex vector signal is 0 °, and only the I component shows a correlation component.

여기서, 이 상관 레벨은 수신 샘플링 계열 Zin(m)의 가드 인터벌 기간(a와 a', b와 b')에 포함되는 잡음 성분이 많아지면, 잡음 성분의 무상관성 때문에, 레벨이 작아진다. 따라서, 가드 인터벌 기간의 상관성이 낮으면, 수신 샘플링 계열 Zin(m)에 포함되는 잡음 성분이 많은 것, 즉, 수신 전기장 레벨이 낮다는 것을 뜻하고 있다. 반대로, 상관 레벨이 커지면, 수신 전기장 레벨이 크다는 것을 의미한다. Here, this correlation level becomes smaller when the noise components included in the guard interval periods a and a ', b and b' of the reception sampling sequence Zin (m) become large, because of the correlation of the noise components. Therefore, low correlation between guard interval periods means that there are many noise components included in the reception sampling sequence Zin (m), that is, the reception electric field level is low. Conversely, a higher correlation level means a higher reception electric field level.

그러나, 예컨대 C/N이 -5dB를 하회하는 환경에서는 포함되는 잡음량도 많아, 도 5의(d)와 같이, 파형으로부터 가드 인터벌 기간과 그 이외의 기간의 상관 레벨 차를 판단할 수 있는 상관 파형을 얻는 것은 곤란하다. 또한, 그와 같은 환경 하에서는 심볼 타이밍을 검출하는 심볼 동기도 확립되어 있지 않기 때문에, 가드 인터벌 타이밍을 판단하는 것은 곤란하다. However, in an environment where C / N is less than -5 dB, for example, the amount of noise included is also large, and as shown in Fig. 5 (d), the correlation that can determine the difference in the correlation level between the guard interval period and other periods from the waveform is correlated. It is difficult to obtain a waveform. Further, under such circumstances, since symbol synchronization for detecting symbol timing is not established, it is difficult to determine the guard interval timing.

그 때문에 본 발명에서는 복소 승산기(42)의 출력 신호 Zmul(m)의 I 성분, Q 성분 각각에 대하여 적분기(43)로 평균화 처리를 실시하고, 요란 성분을 억압하여, 유효한 상관 성분을 추출한다. 즉, 포함되는 잡음량이 많아지면, 도 5의(d)와 같이, 복소 승산기(42)의 출력 신호 Zmul(m) 자체로는 가드 인터벌 기간과 그 이외의 기간의 상관 레벨차를 판단할 수 있는 상관 파형을 얻는 것이 어려워지지만, 복소 승산기(42)의 출력 신호 Zmul(m)을 적분기(43)로 적분(평균화 처리)하면, 가드 인터벌 기간 이외의 기간은 상관이 없기 때문에, 가드 인터벌 기간 이외의 적분 결과는 0에 수렴한다. Therefore, in the present invention, the integrator 43 performs an averaging process on each of the I component and the Q component of the output signal Zmul (m) of the complex multiplier 42, suppresses the disturbance component, and extracts an effective correlation component. That is, when the amount of noise included increases, as shown in Fig. 5D, the output signal Zmul (m) of the complex multiplier 42 can determine the correlation level difference between the guard interval period and the other periods. Although it becomes difficult to obtain a correlation waveform, when the output signal Zmul (m) of the complex multiplier 42 is integrated (averaged) with the integrator 43, a period other than the guard interval period is irrelevant. The integral result converges to zero.

한편, 가드 인터벌 기간에 대해서는 상관성을 갖기 때문에, 적분 처리를 실시함으로써 C/N에 의존한 상관 레벨을 얻을 수 있다. On the other hand, since it has a correlation with the guard interval period, the correlation level depending on the C / N can be obtained by performing the integration process.

또한, GPS 등을 이용하여 수신 장치 측에서 절대적인 시간을 갖고, 가드 인터벌 기간을 파악할 수 있는 시스템에 있어서는 적분 기간을 가드 인터벌 기간에 한정하는 것으로써 요란 성분의 억압 효과를 향상시킬 수 있다. In addition, in a system capable of having an absolute time on the receiving device side and grasping the guard interval period by using GPS or the like, it is possible to improve the suppression effect of the disturbance component by limiting the integration period to the guard interval period.

또, 적분기(43)의 구성에 있어서는 FIR 필터 등에 의해 구성되는 이동 평균 처리, 즉 저역 통과 필터(이하 LPF: Low Pass Filter)나, IIR 필터에 의해 구성되는 LPF에 의해 실현할 수 있다. 이 LPF의 시정수는 안테나의 방향 조정 제어에 민첩하게 따라갈 수 있는 시정수로서, 수백 msec 이내가 바람직하다. Moreover, in the structure of the integrator 43, it can implement | achieve by the moving average process comprised by a FIR filter etc., ie, the low pass filter (Low Pass Filter (LPF) hereafter), and the LPF comprised by IIR filter. The time constant of this LPF is a time constant that can quickly follow the direction adjustment control of the antenna, and is preferably within several hundred msec.

또한, 적분 처리를 실시할 때는 수신 Lo 주파수는 일정하게 유지할 필요가 있다. 상술한 바와 같이, 동기가 확립되어 있지 않은 경우에는 복소 승산기(42)의 출력 Zmul(m)의 위상은 불확정해진다. 여기서, 수신 Lo 주파수가 시간적으로 변동하면, 도 6에 도시하는 바와 같이 Zmul(m)의 위상도 변동해 버린다. 이러한 신호에 대하여 적분 처리를 한 경우, Zmul(m)의 유익한 상관 성분조차도 평균화되어 0에 수렴되어 버린다. 그 때문에, 수신 Lo 주파수를 일정하게 유지하여 Zmul(m)의 위상을 일정하게 하는 제어가 필요하게 된다. In addition, when performing an integration process, it is necessary to keep the reception Lo frequency constant. As described above, when the synchronization is not established, the phase of the output Zmul (m) of the complex multiplier 42 becomes indeterminate. Here, when the reception Lo frequency fluctuates in time, the phase of Zmul (m) also fluctuates as shown in FIG. In the case of integrating the signal, even the beneficial correlation component of Zmul (m) is averaged and converges to zero. Therefore, the control which keeps the reception Lo frequency constant and makes constant the phase of Zmul (m) is needed.

이렇게 하여, 적분기(43)로 얻어진 Zmul(m)의 평균치는 절대치기(44)에 입력되어, I 성분과 Q 성분의 절대치를 산출한다. 절대치의 산출 방법에 관하여, 수학식 2에 나타내는 바와 같이 I 성분과 Q 성분의 제곱의 합을 연산하는 것에 의해 수신 전력의 제곱에 비례하는 수신 전기장 신호 R을 산출할 수 있다. In this way, the average value of Zmul (m) obtained by the integrator 43 is input to the absolute value 44, and calculates the absolute value of I component and Q component. As for the method of calculating the absolute value, as shown in Equation 2, the received electric field signal R proportional to the square of the received power can be calculated by calculating the sum of the squares of the I component and the Q component.

I 2+ Q2 I 2 + Q 2

또한, 수학식 3에 나타내는 바와 같이 I 성분과 Q 성분의 제곱의 합의 제곱근을 연산하는 것에 의해 수신 전력에 비례하는 수신 전기장 신호 R을 산출할 수도 있다. As shown in Equation 3, the received electric field signal R proportional to the received power can be calculated by calculating the square root of the sum of the squares of the I component and the Q component.

(I2+ Q2)0.5 (I 2 + Q 2 ) 0.5

그런데, 통상, 수신 장치에서는 수신 조건에 따라 크게 변화하는 수신 신호의 레벨을 자동 이득 제어(AGC: Automatic Gain Control) 회로로써 거의 일정한 레벨이 되도록 제어를 한 후에, 각종의 신호 처리를 실시하는 방식이 이용되고 있다. 그 때문에, 수신 전기장 산출부(4)에 입력되는 신호 Zin(m)의 전력도 항상 거의 일정하게 유지된다. In general, however, the reception apparatus controls the level of a received signal that varies greatly according to a reception condition so that the signal is almost constant at an automatic gain control (AGC) circuit, and then various signal processing methods are performed. It is used. Therefore, the power of the signal Zin (m) input to the reception electric field calculator 4 is always kept substantially constant.

이러한 제어가 행해지고 있는 경우에는 수신 전기장 산출부(4)로부터의 수신 전기장 신호 R은 수신 전기장에 비례하는 값은 되지 않는다. 특히, 도 7에 도시하는 바와 같이 C/N이 높아지면, 즉 수신 전기장 레벨이 커지면, 수신 전기장 신호 R의 레벨은 어떤 일정치로 포화해 버린다. 그러나, 수신 전기장 신호 R의 레벨이 포화 영역에 있는 경우에는 동기도 확립되고 있어 소정 레벨 이상의 수신 전기장을 얻을 수 있는 상황이기 때문에, 안테나의 방향 조정이 완료되었다고 판단해도 좋다. When such control is performed, the reception electric field signal R from the reception electric field calculation part 4 does not become a value proportional to the reception electric field. In particular, as shown in FIG. 7, when the C / N increases, that is, the reception electric field level increases, the level of the reception electric field signal R saturates to a certain value. However, when the level of the received electric field signal R is in the saturation region, synchronization is also established and a situation where a received electric field of a predetermined level or more can be obtained, and thus, it may be determined that the direction adjustment of the antenna is completed.

전술한 바와 같이 하여, 수신 전기장 산출부(4)에 의해 산출된 수신 전기장 신호 R은 방향 조정 신호 발생부(5)에 입력되고, 수신 안테나(1)의 조정에 적합한 신호로 변환되어 방향 조정 신호 C로서 출력된다. 이 방향 조정 신호 C는, 예컨대 수신 안테나(1)의 조정을 실시할 때는 수신 안테나의 조정자가 조정하기 쉽도록, 수신 레벨이 높을수록 고음이 된다. 또는 수신 레벨이 높을 수록 간격이 좁아지는 단속음 등의 비프(veep)음을 발생시키는 방향 조정 신호를 출력하도록 한다. 혹은, 오실로스코프(oscilloscope)등으로 생성한 방향 조정 신호 C의 전압 변화를 관찰하면서 이 레벨이 최대가 되도록 조정하는 등, 수신 레벨을 측정하면서 수신 안테나의 방향을 조정하는 경우는, 수신 레벨 신호의 값을 조정이 용이해지는 단위계의 값, 예컨대 dB 값 등의 값으로 변환하여 얻은 신호를 방향 조정 신호로서 출력하도록 한다. 혹은, 수신 레벨을 표시하는 미터(meter)를 이용하여 수신 레벨을 측정하면서 수신 안테나의 방향을 조정하는 경우는, 수신 레벨에 따른 밝음, 빛깔 또는 표시 바(bar)의 길이 등의 미터 표시값을 제어하는 신호를, 방향 조정 신호 C에서 출력하도록 한다. 혹은, 수신 안테나의 지지대를 작게 움직였을 때 수신 레벨이 증가하면 같은 방향으로 더 이동하게 하고 감소하면 반대 방향으로 움직이게 함으로써 최적의 방향으로 수신 안테나를 제어하는 방법을 이용하는 경우는, 수신 레벨 신호의 값을 지지대의 제어가 용이하게 되는 단위계의 값으로 변환하여 얻은 신호를 방향 조정 신호 C에서 출력하도록 한다. As described above, the reception electric field signal R calculated by the reception electric field calculation unit 4 is input to the direction adjustment signal generation unit 5, converted into a signal suitable for the adjustment of the reception antenna 1, and the direction adjustment signal. Output as C For example, when the adjustment of the reception antenna 1 is carried out, the direction adjustment signal C is a higher sound level as the reception level is higher so that the adjustment of the reception antenna is easier to adjust. Alternatively, as the reception level is higher, a direction adjustment signal for generating a beep sound such as an intermittent sound that becomes narrower is output. Or, if the direction of the receiving antenna is adjusted while measuring the reception level, such as adjusting the level to the maximum while observing the voltage change of the direction adjustment signal C generated by an oscilloscope or the like, the value of the reception level signal The signal obtained by converting the value into a value of a unit system, for example, a dB value, which becomes easy to adjust, is output as a direction adjusting signal. Alternatively, in the case of adjusting the reception antenna while measuring the reception level by using a meter indicating the reception level, the meter display value such as brightness, color, or length of the display bar according to the reception level is adjusted. The signal to be controlled is output by the direction adjustment signal C. Alternatively, when the support of the receiving antenna is moved small, if the receiving level increases, the moving direction is further moved in the same direction, and if the receiving antenna is moved in the opposite direction, the receiving antenna signal is controlled in the optimal direction. The signal obtained by converting the value of the unit system to facilitate control of the support is output from the direction adjustment signal C.

이와 같이, 본 실시예에 의한 OFDM 방식의 수신 장치를 이용하면, 수신되는 OFDM 신호의 CN비가 -5dB 이하가 되어, 종래와 같은 방법, 즉 수신검파 레벨을 이용하는 방법이라든지 도 3의 안테나 방향 조정 방법으로는 OFDM 신호의 존재조차 검출할 수 없는 수신 안테나의 방향 조정의 초기 단계에서도 OFDM 신호의 존재를 검출할 수 있게 될 뿐 아니라, 수신된 OFDM 신호의 전력 레벨과 그 변화량을 높은 SN비로 측정할 수 있게 된다. As described above, when the OFDM receiver of the present embodiment uses the CN ratio of the received OFDM signal to be -5 dB or less, the conventional method, i.e., the method of using the reception detection level or the antenna direction adjustment method of FIG. In addition, it is possible not only to detect the existence of the OFDM signal but also to measure the power level and the amount of change of the received OFDM signal at a high SN ratio even in the early stages of direction adjustment of the receiving antenna, which cannot even detect the presence of the OFDM signal. Will be.

그 때문에, 수신 안테나의 방향을 바꾸면서 수신되는 OFDM 신호 레벨이 최대가 되는 방향을 찾을 수 있게 되고, 산출한 방향 조정 신호를 이용하여 용이하게 수신 안테나의 방향 조정을 할 수 있는 시스템을 구축할 수 있게 된다. Therefore, it is possible to find the direction in which the received OFDM signal level becomes maximum while changing the direction of the receiving antenna, and to construct a system that can easily adjust the direction of the receiving antenna using the calculated direction adjusting signal. do.

본 발명에 의한 수신 안테나의 방향 조정 방법을 이용하면, 수신 안테나의 방향 조정의 초기 단계에서, 수신되는 OFDM 신호의 CN비가 -7dB 정도이더라도, 즉, 예컨대 전송 대역폭(bandwidth)이 17MHz, 초단 증폭기의 잡음지수가 4dB일 때 수신 전기장이 -104dBm 정도이더라도, OFDM 신호의 존재를 정확하게 검출할 수 있게 되어, 수신 안테나의 방향을 바꾸면서 수신되는 OFDM 신호의 레벨이 최대가 되는 방향을 찾을 수 있다. According to the method of adjusting the direction of a receiving antenna according to the present invention, in the initial stage of the direction adjusting of the receiving antenna, even if the CN ratio of the received OFDM signal is about -7 dB, that is, for example, the transmission bandwidth is 17 MHz, Even when the reception electric field is about -104 dBm when the noise index is 4 dB, the presence of the OFDM signal can be accurately detected, and thus the direction in which the level of the received OFDM signal is maximized can be found while changing the direction of the receiving antenna.

또한, 산출한 수신 레벨 신호를 이용하여, 용이하게 수신 안테나의 방향 조정을 할 수 있는 시스템을 구축할 수 있게도 된다. In addition, it is possible to construct a system that can easily adjust the direction of the receiving antenna by using the calculated reception level signal.

Claims (5)

가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 장치의 수신 장치에 있어서, In the receiving device of the transmitting device for transmitting the OFDM signal including the guard interval period, 수신한 상기 OFDM 신호와 이 OFDM 신호를 유효 심볼 기간 길이만큼 지연한 신호와 복소 승산하여, 해당 복소 승산의 결과 얻어지는 복소 승산 신호 중 적어도 가드 인터벌 기간의 신호에 대하여 평균화 처리를 하고, 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호를 생성하여, 이 생성한 신호에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정을 하는Complex multiplication of the received OFDM signal with the signal delayed by the effective symbol period length, and averaging processing is performed on at least the guard interval period signal among the complex multiplication signals obtained as a result of the complex multiplication, Generates a corresponding signal and adjusts the direction of the receiving antenna based on the generated signal; OFDM 수신 장치의 안테나 방향 조정 방법.Antenna direction adjustment method of an OFDM receiver. 제 1 항에 있어서,The method of claim 1, 상기 평균화 처리에 의해 얻어진 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호에 대하여 절대치 연산 처리를 하고, 해당 절대치 연산의 결과 얻어진 신호 레벨에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하여, 이 생성한 방향 조정용 신호를 이용하여 수신 안테나의 방향 조정을 행하는 An absolute value calculation process is performed on a signal corresponding to the received electric field level obtained by the averaging process, and a direction adjusting signal of the receiving antenna is generated based on the signal level obtained as a result of the absolute value calculation, and the generated direction adjusting signal is used. To adjust the direction of the receiving antenna OFDM 수신 장치의 안테나 방향 조정 방법. Antenna direction adjustment method of an OFDM receiver. 제 2 항에 있어서,The method of claim 2, 상기 생성되는 방향 조정용 신호를, 수신한 상기 OFDM 신호의 레벨에 따라 음질, 음량, 소리의 단속 간격 중 적어도 하나가 변화하는 방향 조정용 소리 신호, 또는 빛깔, 휘도, 점멸 간격 중 적어도 하나가 변화하는 방향 조정용 빛 신호, 또는 수치, 문자, 그래프 중 적어도 하나를 표시하는 신호 중 적어도 어느 하나의 신호로 한 The generated direction adjustment signal is a direction adjustment sound signal in which at least one of sound quality, volume, and an intermittent interval of sound changes according to the level of the received OFDM signal, or a direction in which at least one of color, brightness, and blinking interval changes. At least one of the light signal for adjustment or the signal which displays at least one of a numerical value, a character, and a graph OFDM 수신 장치의 안테나 방향 조정 방법. Antenna direction adjustment method of an OFDM receiver. 가드 인터벌 기간을 포함한 OFDM 신호를 전송하는 전송 장치의 수신 장치에 있어서, In the receiving device of the transmitting device for transmitting the OFDM signal including the guard interval period, 수신한 상기 OFDM 신호와 이 OFDM 신호를 유효 심볼 기간 길이 만큼 지연한 신호와 복소 승산하는 복소 승산 연산 수단과, Complex multiplication operation means for complex multiplying the received OFDM signal with a signal delayed by an effective symbol period length; 해당 복소 승산의 결과 얻어지는 복소 승산 신호 중 적어도 가드 인터벌 기간의 신호에 대하여 저역 통과 필터연산을 하는 필터 연산 수단을 구비함으로써, By providing filter calculation means for performing a low pass filter operation on at least a guard interval period signal among the complex multiplication signals obtained as a result of the complex multiplication, 수신 전기장 레벨에 대응하는 신호를 산출하는 Calculating a signal corresponding to a received electric field level OFDM 수신 장치. OFDM receiver. 제 4 항에 있어서,The method of claim 4, wherein 상기 저역 통과 필터 연산에 의해 얻어진 신호에 대하여 절대치 연산을 하고, 이 절대치 연산의 결과 얻어진 신호 레벨에 근거하여 수신 안테나의 방향 조정용 신호를 생성하는 방향 조정 신호 생성 수단을 갖고, An absolute value calculation for the signal obtained by the low pass filter operation, and a direction adjustment signal generating means for generating a direction adjusting signal of the reception antenna based on the signal level obtained as a result of the absolute value calculation, 이 생성한 방향 조정용 신호를 이용하여 수신 안테나의 방향 조정을 하는 The direction of the receiving antenna is adjusted using the generated direction adjusting signal. OFDM 수신 장치. OFDM receiver.
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Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20030015666A (en) * 2001-08-17 2003-02-25 엘지전자 주식회사 Digital TV receiver having embebdded internal antenna and antenna controlling apparatus

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3606761B2 (en) * 1998-11-26 2005-01-05 松下電器産業株式会社 OFDM receiver

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20030015666A (en) * 2001-08-17 2003-02-25 엘지전자 주식회사 Digital TV receiver having embebdded internal antenna and antenna controlling apparatus

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