KR100707081B1 - 순시전류 제어장치 및 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 태양광 발전 시스템의 인버터를 제어함에 있어서, 인버터의 출력전압과 계통으로 공급되는 출력전압의 벡터 관계를 이용하여 커플링 리액터의 위상지연과, PI 제어기의 제어 스트레스를 보완한다.
본 발명에 따르면, 전류벡터 제어기를 구비하고, 그 전류벡터 제어기가 커플링 리액터에서의 위상각 지연과, 인버터를 디지털 제어함에 따라 발생되는 제어지연 위상각으로 보정할 위상각을 계산하고, 계산한 위상각에 따라 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 생성하여 위상각을 보정한다. 그러므로 태양광 발전 시스템이 계통으로 공급하는 전압과 전류의 위상각이 일치하여 무효전력이 발생하지 않고, PI(Proportional Integral) 제어기의 스트레스를 완화시킨다.
인버터, 순시전류, 리액터, 태양광발전, PI 제어기, 위상지연, 보상

Description

순시전류 제어장치 및 방법{Apparatus and method for controlling instantaneous current}
도 1은 일반적인 계통 연계형 태양광 발전시스템의 구성을 보인 회로도.
도 2는 종래의 순시전류 제어장치의 구성을 보인 회로도.
도 3은 도 1의 인버터의 출력전압과 계통으로 공급되는 전원전압의 위상 관계를 보인 도면.
도 4는 본 발명의 순시전류 제어장치의 구성을 보인 회로도.
도 5는 본 발명의 순시전류 제어방법을 보인 신호흐름도.
도 6a 및 6b는 종래 및 본 발명에 따라 계통으로 공급되는 전압 및 전류의 위상 관계를 설명하기 위한 파형도.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
100 : 태양전지 120 : 인버터
130 : 커플링 리액터 140 : 직류전력 커패시터
150 : 계통 160 : 전류센서
170 : PT(Potential Transformer) 400 : 전류벡터 제어기
410, 450 : 제 1 및 제 2 곱셈기 420 : 감산기
430 : PI(Proportional Integral) 제어기
440 : 가산기 460 : 삼각파 발생부
470 : 비교기 PLL : 위상차 검출신호
IREF : 기준전류 IME : 전류 검출신호
IER : 에러 전류신호 VME : 전압 검출신호
본 발명은 배터리에 충전된 직류전력을 인버터가 단상 교류전력으로 변환하여 계통(Grid)으로 공급할 경우에 인버터의 스위칭 동작을 제어하는 순시전류 제어장치 및 방법에 관한 것이다.
보다 상세하게는 태양광 발전시스템에서 태양전지가 발생하여 배터리에 충전시킨 고전류, 저전압의 직류전력을 인버터가 단상 교류전력으로 변환하여 계통으로 공급함에 있어서, 인버터의 출력전압과 계통으로 공급되는 출력전압의 벡터 관계를 이용하여, 순시전류를 제어할 경우에 발생되는 커플링 리액터의 위상지연과, PI(Proportional Integral) 제어기의 제어 스트레스를 보완하는 순시전류 제어장치 및 방법에 관한 것이다.
일반적으로 태양광 발전시스템은 태양전지를 이용하여 직류전력을 발생하고, 발생한 직류전력은 통상적으로 배터리 등에 충전시킨다. 그리고 배터리에 충전시킨 고전류 및 저전압의 직류전력은 에너지 변환장치인 인버터를 이용하여 사용하기 편리한 60㎐의 상용 교류전력으로 변환하고, 이를 계통으로 전달하여 부하로 공급하고 있다.
상기 태양광 발전시스템에 있어서, 배터리에 충전된 직류전력을 교류전력으로 변환하여 계통으로 전달하는 변환효율을 최대로 하기 위해서는 인버터의 효율을 극대화시켜야 한다.
일반적으로 선형 및 비선형 부하에 적용되는 계통 연계형은 순시전류를 제어할 경우에 인버터의 출력전압과 계통으로 공급되는 전압을 동기시키는 제어방법을 이용하게 된다. 이러한 경우에 반드시 인버터와 계통의 사이에는 커플링 리액터를 사용해야 된다.
그러나 인버터의 스위칭 동작을 순시전류로 제어할 경우에 상기 커플링 리액터에 의해 위상지연이 발생하고, 또한 커플링 리액터에서 전압강하가 발생하게 된다.
도 1은 일반적인 계통 연계형 태양광 발전시스템의 구성을 보인 회로도이다.
여기서, 부호 100은 태양전지이다. 상기 태양전지(100)는 태양광을 입사받아 직류전력을 발생한다. 부호 110은 직류전력 커패시터이다. 상기 직류전력 커패시터(110)는 예를 들면, 배터리로 구성되는 것으로서 상기 태양전지(100)가 발생하는 고전류 및 저전압의 직류전력을 충전한다.
부호 120은 인버터이다. 상기 인버터(120)는 예를 들면, IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)를 스위칭 소자로 사용하는 것으로서 입력되는 PWM(Pulse Width Modulation) 스위칭 신호에 따라 인버터(120)의 스위칭 소자가 온 및 오프를 반복하면서 상기 직류전력 커패시터(110)에서 공급되는 직류전력을 스위칭시켜 PWM 전력을 발생한다.
부호 130은 커플링 리액터이고, 부호 140은 커패시터이다. 상기 커플링 리액터(130) 및 커패시터(140)는 고주파 필터를 구성하는 것으로서 상기 인버터(120)가 발생한 PWM 전력을 필터링하여 정현파의 교류전력으로 변환한다.
부호 150은 계통이다. 상기 계통(150)은 상기 커플링 리액터(130) 및 커패시터(140)로 이루어진 고주파 필터를 통해 필터링된 교류전력을 부하로 공급하는 역할을 수행한다. 여기서, 계통 연계형에서는 복수의 계통(150)이 병렬로 접속될 수 있다.
이러한 구성을 가지는 태양광 발전시스템은 태양전지(100)가 태양광을 입사받아 직류전력을 발생하고, 발생한 직류전력은 직류전력 커패시터(110)에 충전된다.
상기 직류전력 커패시터(110)에 충전된 고전류, 저전압의 직류전력은 인버터(120)로 공급된다.
상기 인버터(120)는 순시전류 제어장치로부터 입력되는 PWM 스위칭 신호에 따라 스위칭 소자가 온 및 오프를 반복한다.
그러면, 상기 직류전력 커패시터(110)로부터 공급되는 직류전력이 인버터 (120)의 스위칭 소자의 온 및 오프에 따라 스위칭되어 PWM 전력이 발생된다.
상기 인버터(120)에서 발생된 PWM 전력은 커플링 리액터(130) 및 커패시터(140)를 통해 소정 레벨의 전류(IL)가 계통(150)으로 전달됨으로써 태양광 발전에 의해서 발생되는 에너지가 인버터(120)에 의해서 계통(150)으로 전달된다.
여기서, 상기 커플링 리액터(130) 및 커패시터(140)로 이루어지는 고주파 필터는 인버터(120)가 발생한 PWM 전력을 필터링하여 계통(150)으로 정현파 교류전력이 전달되게 하는 역할을 수행한다.
이러한 태양광 발전시스템에 있어서, 상기 인버터(120)는 직류전력 커패시터(110)에 충전되어 있는 고전류 및 저전압의 직류전력을 스위칭시켜 계통(150)으로 교류전력을 공급하는 에너지 변환장치로서 수 ㎾급에서 수 ㎿급을 비롯하여 여러 종류의 인버터(120)가 알려져 있다.
일반 가정용으로 사용되고 있는 계통형 인버터는 60㎐의 상용 교류전력을 슨시적으로 제어하는 순시전류 제어를 이용하고 있다.
일반적으로 계통(150)으로 역률이 1인 유효전력만을 공급할 경우에 인버터(120)와 계통(150)의 사이에 커플링 리액터(130)를 구비해야 된다. 인버터(120)에서 계통(150)으로 유효전력만을 공급하기 위해서는 커플링 리액터(130)로 흐르는 전류가 계통(150)의 전압과 동상이고, 그 크기는 인버터(120)에서 출력되는 전압의 진폭과 위상을 적절하게 조절하면 된다.
도 2에 도시된 바와 같이 인버터(120)의 출력전압(VI)은 계통(150)의 전압(Vs)보다 위상이 앞서며 진폭은 VI = Vs / cos θ의 관계를 유지해야만 계통(150)과 동상인 전류 IL을 공급할 수 있다.
그러나 이러한 경우에 복수의 계통(150)들 사이에서 발생되는 순환전류를 방지하기 위하여 적당한 값의 커플링 리액터(130)가 필요하고, 따라서 커플링 리액터(130)에서 무시할 수 없는 전압강하(VL)가 발생한다.
상기 커플링 리액터(130)에서의 전압강하는 인버터(120)가 커플링 리액터(130)에 공급해주어야 할 무효전력이 증가하게 되는 것으로서 인버터(120)의 종합 피상전력(KVA)의 용량이 커지게 된다.
그리고 계통(150)으로 유효전력만을 공급하기 위한 관계식이 정확하게 성립되지 않으면, 흘려 주기 위한 앞의 관계식이 정확하게 성립되지 못하면, 계통(150)으로 무효전력 성분의 전류도 흐르게 된다.
그러므로 종래의 순시전류 제어장치는 계통(150)으로 무효전력 성분의 전류가 흐르는 것을 방지하기 위하여 변류기 등과 같은 전류센서(160)를 이용하여 계통(150)으로 공급되는 출력전류를 검출하고, PT(Potential Transformer)(170)를 이용하여 계통(150)으로 공급되는 출력전압을 검출한다.
그리고 상기 전류센서(160)로 검출한 출력전류를 유효전력 성분과 무효전력 성분으로 분류하고, 이를 이용하여 인버터(120)의 출력전압과 주파수를 미세하게 조정하고 있다.
이러한 종래의 순시전류 제어장치를 도 3의 도면을 참조하여 설명한다.
도 3은 종래의 순시전류 제어장치의 구성을 보인 회로도이다. 여기서, 부호 PLL은 위상각 검출신호이다. 상기 위상각 검출신호(PLL)는 계통(150)으로 출력되는 전압과 동기되는 위상각을 검출한 신호로서 최대크기가 ±1인 sin θ의 값이다.
상기 위상각 검출신호(PLL)는 제 1 곱셈기(300)에서 미리 설정된 비례상수(K1)가 곱셈되어 인버터(120)의 스위칭 소자를 스위칭시킬 기준전류(IREF)가 생성된다. 즉, IREF = K1 sinθ가 생성된다.
상기 생성된 기준전류(IREF)는 감산기(310)에서 상기 전류센서(160)의 검출전류(IME) 즉, 소정의 크기 및 위상을 가지는 검출전류(IME)가 감산되어 에러 전류신호(IER)가 계산되고, 계산된 에러 전류신호(IER)는 PI 제어기(320)에서 PI 제어되어 보상전압이 계산된다.
상기 PI 제어기(320)에서 계산된 보상전압은 가산기(330)에서 PT(170)가 검출한 계통(150)의 검출전압(VME)이 가산된다. 즉, 소정의 크기 및 위상을 가지는 검출전압(VME)이 가산된다.
그리고 상기 가산기(330)의 출력신호는 제 2 곱셈기(340)에서 미리 설정된 비례상수(K2)가 곱셈되어 상기 인버터(120)를 스위칭시킬 스위칭 전압이 발생된다. 상기 스위칭 전압은 삼각파 발생부(350)가 발생하는 삼각파와 비교기(360)에서 비교되어 PWM 신호가 발생되고, 발생된 PWM 신호는 스위칭 신호로 출력되어 상기 인버터(120)의 스위칭 소자를 스위칭시키게 된다.
상술한 바와 같이 인버터(120)의 출력전압(VI)은 계통(150)의 전압(Vs)보다 위상이 앞서고, 진폭은 VI = Vs / cos θ의 관계식을 유지해야 계통(150)과 동상인 전류 IL을 공급할 수 있다.
그러나 상기한 바와 같은 관계식는 이상적인 경우로서 실질적으로 인버터(120)를 제어할 경우에 디지털 제어 시스템에서는 측정된 값이 반드시 DSP(Digital Signal Processor)에 의해 연산하게 되고, 이는 인버터(120)의 스위칭 주기 즉, 수 ㎑의 인버터 스위칭 시에 발생하게 되는 인터럽트 시간에 따라서 위상지연이 발생하게 된다.
이러한 위상지연은 실시간으로 제어되는 아날로그 시스템이 아닌 디지털 시스템으로 인하여 발생되는 것으로서 디지털 시스템의 연산시간만큼 시간지연이 필연적으로 발생하게 된다. 또한 실질적으로 커플링 리액터에서 발생되는 전압강하 성분이 있으므로 순시전류를 제어할 경우에 위상 차가 발생하게 된다.
그러므로 실질적으로 PI 제어기(320)가 전류 기준 값을 추종할 경우에 PI 제어기(320)가 담당하는 부분이 매우 크게 된다.
또한 순시전류는 교류전류이므로 전류 기준 값이 순시적으로 교번하게 되고, 이는 순시 전류 제어장치의 제어 스트레스가 많아지게 된다.
일반적으로 삼상 인버터 시스템의 전류 제어장치나 전압 제어장치의 경우에 PI 제어기는 교번하는 교류를 제어하지 않고, 직류를 제어하므로 PI 제어기의 제어 스트레스가 적다.
그러나 단상 교류 인버터 시스템의 경우 일반적으로 교류를 제어하므로 PI 제어기의 스트레스가 커지게 되며, 실질적으로 PI 제어기에서 P(Proportional) 이득이 대부분을 담당하게 되며 I(Integral) 이득의 값은 P 이득의 값에 비하여 현저하게 작은 값을 갖게 된다.
전원전압이 완벽한 교류 값이 아닌 경우가 대부분이기 때문에 전원전압이 왜곡이 되어 있을 경우 급격하게 변하는 부분에 P 제어기가 담당해야 하는 부분이 커지면서 제어가 원활하게 이루어지지 않게 된다.
본 발명의 목적은 순시전류를 제어할 경우에 발생되는 커플링 리액터의 위상지연과, PI(Proportional Integral) 제어기의 제어 스트레스를, 인버터의 출력전압과 계통으로 공급되는 출력전압의 벡터 관계를 이용하여 보완하는 순시전류 제어장치 및 방법을 제공하는데 있다.
이러한 목적을 가지는 본 발명의 순시전류 제어장치 및 방법에 따르면, 지연 된 위상각을 보상하기 위한 전류벡터 제어기를 구비한다. 상기 전류벡터 제어기는 인버터와 계통의 사이에 구비되는 커플링 리액터에서 전압이 지연되는 위상각을 계산하고, 계산한 지연 위상각과 인버터를 제어함에 따라 발생되는 제어지연 위상각과 계통으로 공급되는 전압의 위상각 검출신호로 보정할 위상각을 계산한다. 그리고 상기 계산한 보정할 위상각에 전류 크기값 및 전압 크기값을 곱하여 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 발생하고, 발생한 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값에 따라 PWM 스위칭 신호를 발생하여 상기 인버터의 스위칭 동작을 제어하도록 한다.
그러므로 본 발명의 순시전류 제어장치는, 직류전력을 PWM 전력으로 변환하는 인버터; 상기 인버터의 출력전력을 필터링하여 계통으로 공급하는 커플링 리액터 및 커패시터; 계통으로 출력되는 전압의 위상각 검출신호, 전류 검출신호 및 전압 검출신호로 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 계산하는 전류벡터 제어기; 상기 위상각 검출신호에 미리 설정된 소정의 비례상수를 곱하여 기준 전류신호를 생성하는 제 1 곱셈기; 제 1 곱셈기가 생성한 기준 전류신호에서 상기 전류벡터 제어기가 생성한 전류위상 보정값을 감산하여 에러 전류신호를 계산하는 감산기; 상기 감산기가 계산한 에러 전류신호를 PI 제어하여 보상전압을 생성하는 PI(Proportional Integral) 제어기; 상기 PI 제어기가 계산한 보상전압에 상기 전류벡터 제어기가 생성한 전압위상 보정값을 가산하는 가산기; 상기 가산기의 출력신호에 미리 설정된 비례상수를 곱하여 스위칭 전압을 생성하는 제 2 곱셈기; 및 상기 제 2 곱셈기가 생성한 스위칭 전압을 소정 주파수의 삼각파와 레벨을 비교하여 PWM 스위칭 신호를 발생하여 상기 인버터로 출력하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한 본 발명의 순시전류 제어장치는 태양광을 직류전력으로 변환하는 태양전지; 및 상기 태양전지가 변환한 직류전력을 충전시키고 상기 인버터로 공급하는 직류전력 커패시터를 더 포함하고, 상기 계통으로 공급되는 전류를 검출하여 상기 전류벡터 제어기로 전류 검출신호를 출력하는 전류센서; 및 상기 계통으로 공급되는 전압을 검출하여 상기 전류벡터 제어기로 전압 검출신호를 출력하는 PT(Potential Transformer)를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고 본 발명의 순시전류 제어방법은, 인버터와 계통의 사이에 구비되는 커플링 리액터에서 전압이 지연되는 위상각을 계산하는 단계; 상기 계산한 지연 위상각을 이용하여 보정할 위상각을 계산하는 단계; 상기 계산한 보정할 위상각으로 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 발생하는 단계; 및 상기 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값에 따라 PWM 스위칭 신호를 발생하여 상기 인버터의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 지연 위상각의 계산하는 단계는; 미리 설정된 수학식으로 상기 커플링 리액터의 양단 전압을 계산하는 단계; 및 미리 설정된 수학식으로 커플링 리액터의 지연 위상각을 계산하는 것을 단계로 이루어지는 것을 특징으로 한다.
상기 보정할 위상각을 계산하는 단계는; 상기 커플링 리액터의 위상각, 상기 인버터를 디지털 제어함에 따라 발생되는 제어지연 위상각 및 상기 계통으로 공급되는 전압의 위상각을 합산하여 계산하는 것을 특징으로 한다.
상기 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 발생하는 단계는; 상기 계통으로 공급되는 전류의 크기 값에 상기 보정할 위상각의 값을 곱하여 전류위상 보정값을 발생하는 단계; 및 상기 계통으로 공급되는 전압의 크기 값에 상기 보정할 위상각의 값을 곱하여 전압위상 보정값을 발생하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 한다.
도 4는 본 발명의 순시전류 제어장치의 구성을 보인 회로도이다. 여기서, 부호 PLL은 위상각 검출신호이다. 상기 위상각 검출신호(PLL)는 계통(150)으로 출력되는 전압과 동기되는 위상각을 검출한 신호로서 최대 크기는 ±1인 sin θ의 값이다.
부호 IME는 전류 검출신호이다. 상기 전류 검출신호(IME)는 변류기 등의 전류 검출센서(160)를 이용하여 계통으로 공급되는 전류의 크기와 위상각을 검출한 신호이다.
부호 VME는 전압 검출신호이다. 상기 전압 검출신호(VME)는 PT(Potential Transformer)(170)를 이용하여 상기 계통으로 공급되는 전압의 크기 및 위상각을 검출한 신호이다.
부호 400은 전류벡터 제어기이다. 상기 전류벡터 제어기(400)는 상기 위상각 검출신호(PLL), 전류 검출신호(IME) 및 전압 검출신호(VME)를 이용하여 소정 크기의 전류 및 위상각을 가지는 전류위상 보정값(ICOM)과, 소정 크기의 전압 및 위상각을 가지는 전압위상 보정값(VCOM)을 계산한다.
부호 410은 제 1 곱셈기이다. 상기 제 1 곱셈기(410)는 상기 위상각 검출신호(PLL)에 미리 설정된 소정의 비례상수(K1)를 곱하여 소정 크기 및 위상을 가지는 기준 전류신호(IREF)를 생성한다.
부호 420은 감산기이다. 상기 감산기(420)는 상기 제 1 곱셈기(410)가 생성한 기준 전류신호(IREF)에서 상기 전류벡터 제어기(400)가 생성한 전류위상 보정값(ICOM)을 감산하여 에러 전류신호(IER)를 계산한다.
부호 430은 PI 제어기이다. 상기 PI 제어기(430)는 상기 감산기(420)가 계산한 에러 전류신호(IER)를 PI 제어하여 보상전압을 생성한다.
부호 440은 가산기이다. 상기 가산기(440)는 상기 PI 제어기(430)가 계산한 보상전압에 상기 전류벡터 제어기(400)가 생성한 전압위상 보정값(VCOM)을 가산한다.
부호 450은 제 2 곱셈기이다. 상기 제 2 곱셈기(450)는 상기 가산기(440)의 출력신호에 미리 설정된 비례상수(K2)를 곱하여 스위칭 전압을 생성한다.
부호 460은 삼각파 발생부이다. 상기 삼각파 발생부(460)는 미리 설정된 소 정 주파수의 삼각파를 발생한다.
부호 470은 비교기이다. 상기 비교기(470)는 상기 제 2 곱셈기(450)가 생성한 스위칭 전압과 상기 삼각파 발생부(460)가 발생하는 삼각파의 레벨을 비교하여 PWM 스위칭 신호를 발생한다.
이와 같이 구성된 본 발명의 순시전류 제어장치는 인버터의 구동에 따라 계통으로 공급되는 전압의 위상각을 검출한 위상각 검출신호(PLL)와, 전류 검출센서가 계통의 공급전류를 검출한 전류 검출신호(IME)와, PT가 계통의 공급전압을 검출한 전압 검출신호(VME)가 전류벡터 제어기(400)로 입력된다.
도 5에 도시된 바와 같이 상기 전류벡터 제어기(400)는 다음의 수학식 1과 같이 상기 전류 검출신호(IME)에서 전류의 크기 값(II)에 ωL을 곱하여 커플링 리액터(130)의 양단 전압(VL)을 계산한다(S500).
Figure 112006006765251-pat00001
여기서, ω는 2πf이고, f는 주파수이며, L은 상기 커플링 리액터(130)의 인덕턴스이다.
상기 커플링 리액터(130)의 양단 전압(VL)이 계산되면, 전류벡터 제어기(400)는 다음의 수학식 2를 이용하여 커플링 리액터(130)에 의해 지연되는 위상각( θ1)을 계산한다(S502).
Figure 112006006765251-pat00002
여기서, VS는 상기 전압 검출신호(VME)에서 전압의 크기값이다.
상기 커플링 리액터(130)에 의해 지연되는 위상각(θ1)이 계산되면, 수학식 3과 같이 순시전류 제어장치가 인버터(120)의 스위칭을 제어함에 따라 발생되는 제어지연 위상각을 상기 위상각(θ1)에 가산하여 전체 지연된 위상각(θ2)을 계산한다(S504)
Figure 112006006765251-pat00003
이와 같이 전체 지연된 위상각(θ2)이 계산되면, 수학식 4와 같이 위상각 검출신호(PLL)의 위상각에 위상각(θ2)을 가산하여 보정할 위상각(θ)을 계산한다(S506).
Figure 112006006765251-pat00004
그리고 상기 전류 검출신호(IME)의 크기 값 및 상기 보정할 위상각(θ)을 가지는 전류위상 보정값(ICOM)과, 상기 전압 검출신호(VME)의 크기 값 및 상기 보정할 위상각(θ)을 가지는 전압위상 보정 값(VCOM)을 계산하고(S508), 계산한 전류위상 보정값(ICOM) 및 전압위상 보정 값(VCOM)을 출력하여 스위칭 신호를 발생하게 한다.
상기 스위칭 신호의 발생은 도 4에 도시된 바와 같이 제 1 곱셈기(410)가 상기 위상각 검출신호(PLL)에 미리 설정된 비례상수(K1)를 곱하여 계산한 기준전류(IREF)에 상기 전류위상 보정값(ICOM)을 감산기(420)가 감산하여 에러 전류신호(IER)를 계산한다.
그리고 상기 에러 전류신호(IER)는 PI 제어기(430)에서 PI 제어되어 보상전압이 계산되고, 계산된 보상전압은 가산기(440)에서 상기 전압위상 보정 값(VCOM)이 가산되고, 제 2 곱셈기(450)에서 미리 설정된 비례상수(K2)가 곱셈되어 상기 인버터(120)를 스위칭시킬 스위칭 전압이 발생된다.
상기 스위칭 전압은 삼각파 발생부(460)가 발생하는 삼각파와 비교기(470)에서 비교되어 PWM 신호가 발생되고, 발생된 PWM 신호는 스위칭 신호로 출력되어 상기 인버터(120)의 스위칭 소자를 스위칭시키게 된다.
이러한 본 발명은 실질적으로 PI 제어기(430)가 담당해야 할 위상각의 지연 보상을 전류벡터 제어기(400)가 담당하여 실제 전압의 위상보다 앞서도록 보상하는 것이다.
그러므로 위상지연의 보상은 물론 역률까지 개선된다.
도 6a은 도 2에 도시된 종래의 순시전류 제어장치로 인버터(120)의 스위칭을 제어할 경우에 계통(150)으로 출력되는 전압 및 전류의 위상을 검출하여 보인 그래프이고, 도 6b는 도 4 및 도 5에 도시된 본 발명의 순시전류 제어장치 및 방법에 따라 인버터(120)의 스위칭을 제어할 경우에 계통(150)으로 출력되는 전압 및 전류의 위상을 검출하여 보인 그래프이다.
도 6a에 도시된 바와 같이 종래의 순시전류 제어장치로 인버터(120)의 스위칭을 제어할 경우에 계통(150)으로 출력되는 전압 및 전류의 위상은 일치되지 않고, 그 위상이 일치되지 않은 만큼 무효전력이 발생되어 효율이 낮으며, 또한 전압에 왜곡이 있는 부분에서 글리치(glitch)가 발생됨을 확인할 수 있다.
그러나 본 발명의 순시전류 제어장치로 인버터(120)의 스위칭을 제어할 경우에 도 6b에 도시된 바와 같이 계통(150)으로 출력되는 전압 및 전류의 위상이 일치하였다.
그러므로 무효전력이 거의 발생되지 않음을 알 수 있었다. 또한 계통(150)으로 출력되는 전력이 왜곡된 부위에서도 PI 제어기(430)의 스트레스를 적게 하므로 전류의 왜곡현상이 발생되지 않음을 확인할 수 있었다.
한편, 상기에서는 본 발명을 특정의 바람직한 실시 예에 관련하여 도시하고 설명하였지만, 이하의 특허청구범위에 의해 마련되는 본 발명의 정신이나 분야를 이탈하지 않는 한도 내에서 본 발명이 다양하게 개조 및 변화될 수 있다는 것을 당 업계에서 통상의 지식을 가진 자는 용이하게 알 수 있다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 전류벡터 제어기에서 계통으로 출력되는 전압의 위상각 검출신호, 전류 검출신호 및 전압 검출신호로 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 계산하고, 계산한 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값에 따라 위상지연을 보상한다.
그러므로 계통으로 공급되는 전압 및 전류의 위상이 일치하여 역률이 향상되고, PI 제어기의 스트레스를 완화시킬 수 있으며, 태양광 발전 시스템의 전체 성능 및 효율이 향상되는 효과가 있다.

Claims (7)

  1. 직류전력을 PWM 전력으로 변환하는 인버터;
    상기 인버터의 출력전력을 필터링하여 계통으로 공급하는 커플링 리액터 및 커패시터;
    계통으로 출력되는 전압의 위상각 검출신호, 전류 검출신호 및 전압 검출신호로 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 계산하는 전류벡터 제어기;
    상기 위상각 검출신호에 미리 설정된 소정의 비례상수를 곱하여 기준 전류신호를 생성하는 제 1 곱셈기;
    제 1 곱셈기가 생성한 기준 전류신호에서 상기 전류벡터 제어기가 생성한 전류위상 보정값을 감산하여 에러 전류신호를 계산하는 감산기;
    상기 감산기가 계산한 에러 전류신호를 PI 제어하여 보상전압을 생성하는 PI(Proportional Integral) 제어기;
    상기 PI 제어기가 계산한 보상전압에 상기 전류벡터 제어기가 생성한 전압위상 보정값을 가산하는 가산기;
    상기 가산기의 출력신호에 미리 설정된 비례상수를 곱하여 스위칭 전압을 생성하는 제 2 곱셈기; 및
    상기 제 2 곱셈기가 생성한 스위칭 전압을 소정 주파수의 삼각파와 레벨을 비교하여 PWM 스위칭 신호를 발생하여 상기 인버터로 출력하는 비교기를 포함한 순시전류 제어장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    태양광을 직류전력으로 변환하는 태양전지; 및
    상기 태양전지가 변환한 직류전력을 충전시키고 상기 인버터로 공급하는 직류전력 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 순시전류 제어장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 계통으로 공급되는 전류를 검출하여 상기 전류벡터 제어기로 전류 검출신호를 출력하는 전류센서; 및
    상기 계통으로 공급되는 전압을 검출하여 상기 전류벡터 제어기로 전압 검출신호를 출력하는 PT(Potential Transformer)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 순시전류 제어장치.
  4. 인버터와 계통의 사이에 구비되는 커플링 리액터에서 전압이 지연되는 위상각을 계산하는 단계;
    상기 계산한 지연 위상각을 이용하여 보정할 위상각을 계산하는 단계;
    상기 계산한 보정할 위상각으로 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 발생하는 단계; 및
    상기 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값에 따라 PWM 스위칭 신호를 발생하여 상기 인버터의 스위칭 동작을 제어하는 단계를 포함한 순시전류 제어방법.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 지연 위상각의 계산하는 단계는;
    수학식 1로 상기 커플링 리액터의 양단 전압을 계산하는 단계; 및
    수학식 2로 커플링 리액터의 지연 위상각을 계산하는 것을 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 순시전류 제어방법.
    수학식 1
    Figure 112006006765251-pat00005
    여기서, VL은 커플링 리액터의 양단 전압이고, ω는 2πf이며, f는 주파수이며, L은 상기 커플링 리액터의 인덕턴스이다.
    수학식 2
    Figure 112006006765251-pat00006
    여기서, θ1은 커플링 리액터의 지연 위상각이고, VS는 상기 계통으로 공급되는 전압의 크기값이다.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 보정할 위상각을 계산하는 단계는;
    상기 커플링 리액터의 위상각, 상기 인버터를 디지털 제어함에 따라 발생되는 제어지연 위상각 및 상기 계통으로 공급되는 전압의 위상각을 합산하여 계산하는 것을 특징으로 하는 순시전류 제어방법.
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 전류위상 보정값 및 전압위상 보정값을 발생하는 단계는;
    상기 계통으로 공급되는 전류의 크기 값에 상기 보정할 위상각의 값을 곱하여 전류위상 보정값을 발생하는 단계; 및
    상기 계통으로 공급되는 전압의 크기 값에 상기 보정할 위상각의 값을 곱하여 전압위상 보정값을 발생하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 순시전류 제어방법.
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