KR100675193B1

KR100675193B1 - 거리를 측정하기 위한 트랜스폰더 시스템 및 방법

Info

Publication number: KR100675193B1
Application number: KR1020047007090A
Authority: KR
Inventors: 패트릭 하이데; 마르틴 나레진스키; 마르틴 보스시엑; 레이프 비엡킹
Original assignee: 지메오 게엠베하
Priority date: 2001-11-09
Filing date: 2002-11-05
Publication date: 2007-01-29
Also published as: EP1442318A1; KR20040063145A; US7119736B2; JP2005508503A; WO2003040753A1; DE10295157D2; DE10155251A1; CN100585432C; CN1613019A; EP1442318B1; US20050012653A1

Abstract

본 발명은 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)간의 거리을 결정하기 위한 거리 결정 시스템들에 관한 것이며, 상기 기지국(BS)은 신호(s_tx(t))를 발생시키기 위한 발진 신호 소스(OSZ_B) 및 신호(s_tx(t))를 방송하기 위한 전송 디바이스(ANT_B)를 포함한다. 트랜스폰더(TR)는 기지국(BS)으로부터 신호(e_rxt(t))를 수신하기 위한 수신 디바이스(ANT_T), 상기 신호(e_rxt(t))와 위상-코히어런트되는 신호(s_OSZ(t))를 발생시키기 위한 발진기(OSZ_T) 및 상기 위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 방송하기 위한 전송 디바이스(ANT_T)를 포함한다. 기지국(BS)은 트랜스폰더(TR)로부터 위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 수신하기 위한 수신기 디바이스(ANT_B) 및 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)사이의 거리(dist)를 결정하기 위한 거리 결정 디바이스(RXMIX, FLT, DEMOD)를 더 포함한다. 본 발명에 따라, 시스템 및 구성요소들은 트랜스폰더(TR)내의 발진기(OSZ_T)가 의사-위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 발생시키기 위해 수신된 신호(s_rxt(t))와 함께 전류가 흐름으로써 개선될 수 있다.

Description

거리를 측정하기 위한 트랜스폰더 시스템 및 방법{TRANSPONDER SYSTEM AND METHOD FOR MEASUREMENT OF SEPARATION}

본 발명은 청구항 제 1항의 특징을 가지는 거리들을 결정하기 위한 방법, 청구항 제 2항의 특징들을 가지는 거리들을 결정하기 위한 시스템, 또는 적용가능한 경우에 상기 목적을 위한 기지국 및 트랜스폰더에 관한 것이다.

데이터의 교환 및 기지국으로부터 변조된 트랜스폰더까지의 거리 측정을 위한 방법들 및 장치들 모두를 가지는 트랜스폰더 시스템은 여러가지 형태들로 존재하며, 공지되어 있다. 실시예와 원리들의 일반적인 형태들은 예를 들면, "K.Finkenzeller, RFID-Handbuch, 2ed. Munich, Vienna: Carl Hanser Verlag, 2000"에서 설명될 것이다. 공통의 트랜스폰더들은 예를 들면 그들 자신의 신호 소스를 가지지는 않지만, 그들이 수신하는 신호를 후방 반사하는 백스캐터(back-scatter) 트랜스폰더들이라 불리며, 때때로 확장된 형태가 된다.

하기의 본문에서, 기지국과 트랜스폰더 사이의 거리를 측정하기 위해 사용될 수 있는 상기 시스템들은 일반적으로, RFID(무선 주파수 식별)로 유추하는 무선 주파수 위치설정 시스템들 또는 RFLO 시스템들(무선 주파수 위치설정)로 설명된다. 상기 형태의 RFLO 장치들의 유리한 실시예는 FMCW 레이더(주파수 변조된 연속파)의 원리 또는 관련 원리들에 기초하며, 예를 들면, "M. Vossiek, R. Roskosch, 및 P. Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29^th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999" 및 DE 199 46 161, DE 199 57 536 및 DE 199 57 557에서 상세히 설명된다. DE 199 46 161은 본 명세서에서 설명되는 종래 형태들의 FMCW 백스캐터 트랜스폰더들 및 시스템들을 사용하여 트랜스폰더로부터의 이격 거리를 측정하는 방법들을 나타낸다. DE 199 57 536 및 DE 199 57 549는 차량 액세스 시스템들, 특히 도난 방지 시스템들의 실시예들 및 애플리케이션을 설명하며, 이들 몇몇은 FMCW 백스캐터 트랜스폰더들을 사용한다.

상기 형태의 RFLO 백스캐터 시스템들의 단점은 전송되는 신호가 기지국으로부터 트랜스폰더로, 및 그 반대로의 경로를 통해 전파되어야만 하며, 따라서, 레이더 등식에 의해 결정되는 것과 같이 전체 전송 경로에 대한 신호-대-잡음비(SNR)는 거리의 4제곱과 비례하여 하락한다. 주파수와 함께 급속히 증가하는 자유 범위(free field) 감쇠는 특히 만족스러운 신호-대-잡음비를 가지며 GHz의 범위 내에서 가장 높은 주파수의 수동 백스캐터 트랜스폰더들을 구현하는 것이 거의 불가능하다. 상기 사실이 만족되지 않는 한가지 특별한 이유는 원칙적으로 거리 측정 및 고속 데이터 전송 모두에 매우 이용가능한 대역폭으로 인해 GHz 시스템들을 사용하는 것이 아주 유리하기 때문이다.

만약 개별 소스가 수신된 신호와의 위상-코히어런트에 기초하여 새로운 신호를 생성하기 위해 트랜스폰더에서 사용되면, 각각의 신호는 기지국/트랜스폰더 경로를 단 한번에 통과한다. 상기 경우에, 신호-대-잡음비는 거리의 제곱값과 반비례한다. 추가의 인자는 단지 한번만(두번은 아님) 전송되는 신호에 영향을 미치는 전송 경로를 통해 혼합된 감쇠들과 손실들이다. 결과적으로, 특히 상기 거리들이 너무 크면, 신호-대-잡음비는 간단한 백스캐터 시스템들에 대한 크기 순서로 더 커진다. 그러나, 상기 형태의 시스템들은 예를 들면, 회로 구성요소들, 전류 소모, 제작 및 유지 비용들과 관련하여 언급된 수동 백스캐터 장치들보다 훨씬 더 비싸며, 따라서 다수의 애플리케이션들을 위해 고려될 수 없다.

RFLO 백스캐터 시스템들의 추가의 기본적인 문제는 DE 199 46 161 및 "M. Vossiek, R. Roskosch, and P.Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29^th Ruropean Microwave Conference, Munich, Germany, 1999"에 공지된 바와 같이, 상기 시스템들이 트랜스폰더와 기지국 사이의 매우 짧은 거리들을 측정하기 위한 위치 내에 자주 존재하지 않는다는 사실에 기인한다. 그러나, 기본적인 문제는 정확하게 예를 들어 액세스 시스템들 및 로컬 위치 측정 시스템들(LPS)에 대하여 특히 중요한 상기 짧은 거리들이다. 상기 문제는 기술적인 이유들 이외에 법적인 이유들을 위해 큰 변조 대역폭들, B를 사용하는 것이 불가능하다는 것이다.

전술된 문헌 소스들에서 설명되는 것과 같이, 예를 들면, FMCW 백스캐터 RFLO를 사용하는 두개의 스펙트럼 성분들과 같이, 주파수 또는 위상과 관련하여 트랜스폰더 및 기지국간의 거리 "dist"와 비례하는 거리가 존재한다. 제한된 변조 대역폭의 영향은 스펙트럼 성분들이 독단적으로 협대역인 것이 아니라, 푸리에 변환에 의한 통상적인 분석을 필요로 할 때 물리적인 이유들로 적어도 △p=c/(2*B)의 폭을 가지는 것이며, 상기 c는 빛의 속도이고, B는 변조 대역폭이며, △p는 미터들로 환산되는 거리이다.

스펙트럼 성분들 중에서 물리적으로 의미를 가지는 주파수는 일반적으로 그 중심에 놓여있는 최대값과 일치한다. 거리가 특정 최소값 미만이면, 스펙트럼 성분들은 오버래핑된다. 상기 결과로 인해 스펙트럼 성분들의 최대값은 더이상 물리적으로 의미를 가지는 주파수들에 상응하지 않으며, 따라서, 주파수를 결정하기 위해 판독될 수 있는 크기는 존재하지 않으며 그로인해 거리가 더이상 정확히 결정될 수 없다. 두개의 스펙트럼 라인들이 서로 연장하여 더이상 개별 라인들로 인식할 수 없을 수도 있다. 만약, 측정이 예를 들어 전세계적으로 이용가능하며 표준화된 공통 ISM 레이더 대역(ISM = 산업-과학-의학) 내의 2.45GHz에서 이용가능한 최댓값 80MHz와 같은 대역폭에서 수행되면, 간단한 장치들을 사용하여 약 2m의 최소 간격 이하의 정확한 측정값을 검출하는 것은 불가능하다. 실질적으로, 푸리에 변환을 계산하기 위해 시간 신호는 일반적으로 해상도를 추가로 떨어뜨리는 영향을 갖는 윈도우 기능에 의해 가중되기 때문에, 4m 이하는 불가능하다.

"M. Vossiek, R. Roskosch, 및 P.Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29^th Ruropean Microwave Conference, Munich, Germany, 1999"에 따라, 상기 문제는 신호에 대하여 고정된 기본 전파 시간을 증가 시키는 지연 라인을 사용함으로써 해결될 수 있다. 그러나, 추가의 회로 비용들을 다른 문제로 하고, 트랜스폰더내의 모든 데드 타임(dead time)은 드리프트(drift) 및 이로부터 발생하는 측정의 부정확성과 관련하여 상당한 문제들을 초래한다.

본 발명의 목적은 선택적인 방식으로 트랜스폰더로의 거리를 근접 범위까지 결정할 수 있는, 특히 간단한 방법을 개시하는 것이다.

상기 목적은 청구항 제 1항의 특징들을 가지는 거리 측정 방법, 청구항 제 2항의 특징들을 가지는 거리 결정 시스템, 또한 적용가능한 경우에, 상기 목적을 위한 기지국들 및 트랜스폰더들에 의해 수행된다.

거리 측정을 위한 트랜스폰더 시스템 및 방법은 트랜스폰더로의 거리를 근접 범위까지 매우 정확히 결정할 수 있도록 한다. 또한, 상기 장치에서 특히 설계-효율적이며 비용-효율적인 구현을 수행하는 설계 해석이 가능하다. 또한, 측정 신호들의 유리한 평가를 수행하고 따라서 측정시 높은 신뢰성과 정확성을 가지는 분석 방법들이 가능하다.

만약 기지국 내의 거리 결정 장비가 트랜스폰더로부터 수신된 의사-위상 코히어런트 신호와 순간적인 전송 신호를 혼합하여 혼합된 신호를 형성하기 위한 혼합기를 포함하면, 그 결과는 적어도 2개의 스펙트럼 성분들, 즉 기지국으로부터 트랜스폰더로의 거리의 측정값이 되는 주파수 간격 또는 위상 간격을 가지는 측정 신호가 되며, 상기 측정값은 트랜스폰더내의 발진기가 스위치 온 및 오프되는 주파수와는 독립적이다.

기지국의 전송 신호의 주파수를 변조하는 것 또는 변조를 튜닝(tuning out)하는 것은 코사인 함수들로서 표현되고 진폭-가중되는(amplitude-weighted) 스펙트럼 성분들을 포함하는 측정 신호를 발생시킨다. 전술된 트랜스폰더에서 지정된 주파수 쉬프트를 사용함으로써, 0의 값까지의 짧은 거리들의 측정들이 가능하도록 하는 것이 유리하다. 또한 사각파형의 엔벨로프를 가지는 스펙트럼 라인들(측파대들)을 생성하는 주파수 도메인에서 진폭-가중된 측정 신호의 푸리에 변환을 수행하는 것이 가능하며, 상기 변조 주파수에 가장 가까이 있는 좌우 측파대의 외부 에지들은 기지국과 트랜스폰더 사이의 거리를 결정한다.

적용가능한 경우에 트랜스폰더 또는 기지국을 LTCC(저온 동시소성 세라믹)으로 개발하거나, 적어도 하나의 LTCC 모듈(LM)을 사용함으로써, 소형이며 저가의 구조가 가능하다.

트랜스폰더 내의 발진기의 스위칭 온 및 오프를 위해 변조 주파수는 기지국에서 수행되는 거리의 평가시 입력되지 않기 때문에 트랜스폰더로부터 기지국으로 추가의 정보를 전송하기 위해 사용된다.

트랜스폰더내의 발진기가 스위칭 온 및 오프되는 변조 주파수를 다수의 트랜스폰더들의 각각에 개별 할당함으로써, 기지국의 전송 영역 내에서 다양한 트랜스폰더들을 선택적으로 어드레싱하는 것이 가능하다.

예시적인 실시예는 하기에서 도면을 참조로 하여 상세히 설명된다.

도 1은 기지국과 트랜스폰더 장치가 서로 통신하는 예이다.

도 2 및 도 3은 상기 기지국을 위한 변조기의 예들이다.

도 4는 선행 기술 또는 본 발명의 방법에 따른 처리 이후의 변조 성분들을 각각 도시한다.

도 5는 상응하는 주파수/위상 다이어그램들이다.

도 6은 예시적인 장치를 위해 사용될 수 있는 파라미터들이다.

도 7은 파라미터값들의 예들을 가지는 회로 장치이다.

도 8은 LTCC HF 모듈들을 가지는 트랜스폰더이다.

도 9는 상기 LTCC 모듈들에 대한 구조이다.

도 10은 에코 신호들에 대한 일반적인 주파수 스펙트럼이다.

도 1에 도시된 것과 같이, 일반적인 장치는 서로 통신하는 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR) 및 다양한 다른 개별 구성요소들을 포함한다.

기지국(BS)은 특히, 발진 신호(s_tx(t))를 발생하기 위한 발진기(OSZ_B)를 포함하며, 상기 발진 신호(s_tx(t))는 발진기 출력에서 출력되거나 발진기 출력에서 탭오프(tap off)될 수 있다. 발진기 출력은 선택적으로 본 명세서에 도시된 것과 같은 수신 안테나(ANT_B)로서 사용될 수도 있는 전송 안테나에 접속되어 신호(s_tx(t))가 안테나(ANTB)를 통해 방사될 수 있도록 한다.

상기 경우에, 기지국(BS)에서 발진기 출력 및 안테나(ANT_B)사이의 회로내에는 지향성 커플러(RK)가 존재한다. 상기 커플러는 혼합기(RXMIX) 및 다른 구성요소들에 제공하는 또다른 출력을 포함한다.

트랜스폰더(TR)는 발진기(OSZ_B)에 의해 발생되고 안테나(ANT_B)를 통해 방사되는 기지국(BS)으로부터의 신호가 외부 신호(e_rxt(t))로서 수신될 수 있는 안테나(ANT_T)를 포함한다. 본 발명의 예에서, 안테나는 또한 유리하게 전송 안테나(ANT_T)로 제공된다.

또한, 트랜스폰더(TR)는 안테나(ANT_T)에 접속된 발진기(OSZ_T)를 포함한다. 발진기(OSZ_T)를 작동시키기 위해 클럭 제어기(CKL/Sw)가 제공된다. 발진기(OSZ_T)는 클럭 제어기(CLK/Sw)에 의해 주파수(f_mk)에서 주기적으로 스위치 온 및 오프된다. 발진기(OSZ_T)에 의해 발진된 신호(s_OSZ(t))는 그후에 참조 신호(sig_IN)와 위상 코히어런트된다. 발진기(OSZ_T)의 스위칭 온 및 오프는 의사-위상-코히어런트(quasi-phase-coherent) 여기(excitability)를 스위칭한다.

만약 발진기(2)가 한편으로 열잡음에 의해 발진하도록 여기되지 않고, 다른 한편으로 적용가능한 경우에 발진기(2)에 입력된 수신 신호 또는 베이스 신호(e_rxt(t))가 베이스 신호(e_rxt(t))와 의사-위상-코히어런트되는 발진들을 여기시키기에 충분하도록 구성된다면 유리하다. 상기 경우에, 의사-위상-코히어런트는 특히 베이스 신호와 발생된 참조 신호간의 위상 차이가 매우 적음을 의미하며, 상기 적다는 의미는 계획된 통신 또는 측정 함수 각각과 관련해서 해석된다. 적은 위상 차이를 위해 종종 사용되는 제한값은 예를 들면, 약 20°인 n/10의 값이다. 적은 위상 차이들만을 가지는 상기 신호들은 하기에서 의사-위상-코히어런트되는 것으로 참조되며, 코히어런스(coherence)가 유지되는 시간은 코히어런스 시간으로 참조된다.

만약 활성 발진기의 발진이 기준 신호와 의사-위상-코히어런트될 뿐만 아니라, 활성 발진기 스스로의 여기가 의사-위상-코히어런트하게 수행되면, 접속시 매우 편리하다. 그러나, 선행 기술에 따른 디바이스들 및 방법들에서, 활성 발진기는 열잡음에 의해 여기되고 발진들은 이후에 고가의 조절 프로세스 및 고정(lock-in)에 의해 의사 코히어런트될 수 있으며, 여기에서, 발진기는 여기되거나 적용가능한 경우에 베이스 신호의 결과로서 의사-위성-코히어런트하게 발진하기 시작하여 위상 코히어런스가 말하자면, 자동적으로 성립되도록 하는 것이 유리하다.

따라서, 트랜스폰더(TR)에서 수신된 또는 베이스 신호(e_rxt(t))의 대다수 또는 소수는 적용가능한 경우에, 발진기(OSZ_T)로 입력된다. 바람직하게, 베이스 신호 및 상응하는 발진기 신호는 전기적이다. 그러나 원칙적으로, 시각적이거나, 청각적이거나 또는 다른 신호들을 사용하는 장치를 구현하는 것이 가능하다. 수신된 또는 베이스 신호(e_rxt(t))는 발진기(OSZ_T)내의 발진을 의사-위상-코히어런트하게 야기시킴으로써 발진기로부터 신호(s_OSZ(t))로서 추출되고 출력을 통해 탭오프되는 발 진기 신호를 발생시킨다. 수신된 또는 베이스 신호(e_rxt(t))에 대한 입력 및 발진기 신호(B)에 대한 출력은 전체적으로 또는 부분적으로 동일할 수 있다. 그러나, 상기 입력 및 출력은 서로 개별적으로 구현될 수 있다.

트랜스폰더(TR)의 안테나(ANT_T)를 사용할 때, 트랜스폰더(TR)에서 발생되는 신호(s_OSZ(t))는 기지국(BS)으로 다시 전송되고 이후에 안테나(ANT_B)를 사용하여 수신된다.

지향성 커플러(RK)를 통해, 기지국(BS)에서 상기 방식으로 수신된 신호는 동일한 순간에 전송되는 임의의 신호로부터 분리되어 기지국의 발진기(OSZ_B)가 상기 순간에 발생시키는 신호들의 부분과 함께 혼합기(RXMIX)에서 혼합된다.

혼합기(RXMIX)로부터의 출력에서 필터(FLT)는 중요하지 않은 혼합 성분들을 억제한다. 기지국(BS)내의 상기 필터(FLT)는 바람직하게 중심 주파수가 트랜스폰더(TR)의 클럭 제어기(CLK/Sw)의 클럭 레이트와 매칭되기 위해 대역통과 필터 형태를 사용할 것이다.

결과적으로, 예시적인 기지국은 오직 일 예를 나타내는 설명된 토폴로지를 사용하여 공통 FMCW 레이더 디바이스와 같이 설계되지만, 원칙적으로 주파수 변조를 사용하는 공통 레이더 설계들의 임의의 바람직한 선택이 수행되어야만 한다. 수신된 신호의 혼합기(RXMIX)로부터 출력된 성분들과 신호 분석은 트랜스폰더(TR)내의 변조와 상응하도록 적응되는 것이 유리하다.

거리 측정을 위한 유리한 방법의 함수는 다음과 같이 유도된다:

우리는 먼저 기지국으로부터의 전송 신호(s_tx(t))가 다음 형태를 가지는 단일-주파수 신호임을 가정한다:

상기 ω_c는 중심 주파수를 표시하며, ω_SW는 초기에 고정된 변조 주파수를 표시하고, t는 시간을 표시하며, φ₀는 임의의 정해지지 않은 위상 오프셋을 표시한다.

상기 신호는 기지국으로부터 트랜스폰더로 전송되어 전파 시간 τ/2 만큼 지연되어 트랜스폰더(TR)에 도달하며, 상기 τ/2 = dist/c 이고, dist는 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)사이의 거리이고, c는 빛의 속도이며, 따라서 트랜스폰더의 수신된 신호는 e_rxt(t) = s_tx(t-τ/2)이다. 전술된 것과 같이, 트랜스폰더(TR)의 발진기(OSZ_T)는 주기적으로 스위치 온 및 오프된다. 발진기(OSZ_T)가 각각 스위치 온 또는 오프되는 주기의 지속 기간은 하기에서 Ts라 표시되며, 상기 Ts = 1/(2f_mk)이다.

바람직한 장치와 함께, 스위치-온 프로세스가 수행되는 각각의 시간에 발진기(OSZ_T)는 현재 e_rxt(t)의 위상 위치에서 자신의 발진 주파수(ω_OSZ)로 정확히 발진하기 시작한다. 예를 들어, 만약 발진기가 시간 포인트(t = -τ/2)에서 스위치 온 되면, 발진기가 발진하기 시작할 때의 위상은 다음과 같으며:

그 결과 발진기 신호(s_OSZ(t))는 다음과 같이 주어진다:

발진기 신호(s_OSZ(t))는 그후에 수신된 신호기지국(BS)에 전파 시간(τ/2)만큼 지연되어 도달하며, 따라서 수신된 신호(s_rx(t))는 다음과 같으며:

이는 현재의 전송 신호(s_tx(t))와 함께 혼합된다. 고주파수 혼합 결과들을 무시하고 ω_OSZ = ω_c이며, ω_SW의 적절한 선택시 일반적인 손실이 발생하지 않을 수 있다고 간단히 가정할 때, 혼합 신호(s_mix(t))는 다음과 같이 주어진다:

이후에, 수신 혼합기(RXMIX)로 부터의 출력에서 전자 구성요소들/설비들인 DEMOD가 스위치 온 및 스위치 오프사이의 시간 간격, 즉 0...Ts동안 전압의 시간적인 변경이 평균적으로 제거되도록 하는 효과를 가지는 것이 가정된다. 신호가 정류되어 저역 통과 필터링되는 간단한 선행 기술의 엔벨로프 곡선 변조기는 상기 의미에서 예로서 사용될 것이다. 상기와 같은 정류기(GR)와 저역통과 필터(TP)를 가지는 간단한 변조기(DEMOD)가 도 2에 도시된다.

도 3에 도시된 복조기(DEMOD)의 더 유리한 변형은 혼합 신호를 클럭 제어기(CLK/Sw)의 주기적인 주파수와 인접하거나 동일한 주파수를 사용하여 더 낮은 주파수로 혼합하여 최소한의 저역통과 특성들을 보이는 필터(TP)를 사용하여 상기 신호를 필터링하는 것을 포함한다. 상기 변형의 일 실시예는 로컬 발진기(LOZF), 혼합기(ZFMIX), 및 저역통과 필터(TP)를 포함한다. 만약 로컬 발진기의 주파수가 음의 혼합 주파수들이 발생하도록 정렬되면, 일반적으로 공지된 바와 같이 혼합기(ZFMIX)는 IQ 혼합기(IQ: 동위상 및 직교 위상, 즉 90°위상 이동)로 배치되어 실수 및 허수부들을 제공해야만 한다. 저역 통과 필터(TP) 대신에, 예를 들면, 대역통과 필터를 사용하는 것도 가능하다.

0 내지 Ts의 시간 간격을 고려할 때, 전술된 설비들은 혼합 신호(s_mix(t))로 부터의 전압의 유효값의 형태를 결정하는데 영향을 미친다. 상기 유효값은 그후에 실제 측정 신호(s_mix(t))를 형성한다. 이후의 설명에서, 일반적인 유효성에는 문제가 되지 않는 일정한 진폭 인자들이 무시된다. 시간 간격(0 내지 Ts)에서 s_mix(t)의 유효값, 즉 s_mess(t)은 다음과 같이 계산된다:

측정 시스템의 연산은 바람직하게 주파수 변조되기 때문에, 우리는 하기에서 변조 주파수(ω_SW)가 시간의 함수로서 변조되는 경우를 고려한다. 만약 ω_SW가 -B/2부터 +B/2까지의 대역폭(B)에서 시간간격(T)을 통해 선형으로 변화되면, 다음 공식이 적용되며:

따라서 s_mess(t)로부터 발생하는 FMCW 측정 신호(s_messfmcw(t))는 다음과 같다:

전술된 바와 같이, 신호(s_messfmcw(t))를 사용하는 유도식에서 정확히 표시된 스위치-온 주기를 통한 신호만이 존재한다. 상기 신호가 트랜스폰더에서 주기적인 변조에 의해 추가로 변조되는 결과로써, 주파수 쉬프트는 s_messfmcw(t)에서 발생하거나 적용가능한 경우에 또다른 스펙트럼 성분들에서 발생한다. 상기 변조의 영향은 공지되어 있으며, 전술된 선행 기술에서 설명되기 때문에, 하기에서 우리는 일례로서, 단 하나의 개별 스펙트럼 성분 또는 적용가능한 경우에 신호(s_messfmcw(t))가 초기에 주기적으로 변조되지 않는 것을 고려한다.

상기 측정 신호(s_messfmcw(t))는 표준 FMCW 트랜스폰더 시스템으로부터의 신호들로부터 두개의 중요하고 매우 유리한 차이들을 제공한다.

다시 말해서, 코사인 함수의 독립 변수의 위상에 대한 도함수에 의해 제공되는 측정 주파수(f_mess)는 다음과 같으며;

주파수 성분 △b = B*Ts/(2T)에 의해 치환된다. 주파수(f_beat)는 정규 FMCW 측정 주파수와 상응하며, 실제 측정 데이터, 즉 τ= 2 dist/c인 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)사이의 거리를 포함한다. 다시 말해서, 신호(s_messfmcw(t))는 삼각 함수, 특히 Si 함수(Si(x) = sine(x)/x)에 의해 진폭-가중된다. 만약 푸리에 변환을 사용하여 상기 진폭-가중된 신호를 주파수 도메인 내에서 변환하면, 상기 신호들의 불명확한 측정 특성들이 명백해진다. 현재 Si 함수의 푸리에 변환은 사각파 함수를 생성하며, 직사각형의 폭(△p)은 다음과 같다:

전술된 주파수 쉬프트로 인해 사각파의 중심 주파수(f_mess)가 f_beat+ △b = f_beat + 0.5△p에 놓이는 것은 코사인 함수의 좌우 측파대들이 거리가 0일 때 서로 이동하지 않도록 한다. 즉, 적절한 트랜스폰더 시스템에서 원칙적으로 대역폭과 상관없이 0 이하의 거리를 측정하는 것이 가능하다. 이후에 상기 시스템은 유사한 공지된 방법들에 대하여 짧은 거리에 대한 문제들을 갖지 않는다.

상기 장점은 스펙트럼의 엔벨로프가 도시된 것과 같이 사각파 함수인 사실에 의해 지원된다. 따라서, 비트 주파수(f_beat) 및 그와 함께 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)사이의 거리는 좌우 협대역의 외부 에지들 사이의 거리를 참조로 하여 결정될 수 있다. 종래의 FMCW 백스캐터 시스템과 본 발명의 시스템으로부터의 전술된 비교 및 그들의 평가 원칙은 도 4에서 설명된다.

도 10은 일반적인 설명을 위한 것이며, FMCW 백스캐터 시스템의 기지국(BS)에 의해 측정 신호들(에코 신호들)로 수신되는 에코 신호들의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 전체 주파수 범위를 통해 또는 주파수 범위들의 일부분을 통해 에코 신호들의 진폭들(

) 모두의 엔벨로프는 평가되어야만 하는 에코 프로파일로 참조된다. 즉, 에코 신호들의 진폭들(

), 위상들(φ), 및 주파수들(f)이 측정되어 컴퓨터 유니트내에서 추가 처리된다.

기지국(BS)은 원래 레이더 기술로부터 공지된 FM-CW의 원리에 따라 동작할 수 있다. 상기 원리를 사용하여, 전송 주파수는 지정된 주파수 범위(대역폭)내에서 변화된다. 전송 주파수 및 수신 주파수간의 주파수 편차(△f) 또는 위상 편차(△

)의 측정으로부터, 물체가 떨어져있는 거리를 결정하는 것이 가능하다. 즉, 수신된 주파수(f) 또는 위상(

)은 거리와 비례한다.

트랜스폰더에 의한 주파수 전이의 결과로써, 더 높은 주파수 범위의 에코 신호들은 양측파대 변조의 경우에 에코 신호들을 분석하여 거리를 결정하기 위해 주파수(f) 및/또는 시간(t)에 대한 에코 프로파일 또는 에코 신호들의 분포로서 참조되는 두개의 측파대들(42 및 42')과 상응한다. 변조 결과로서, 트랜스폰더의 변조 주파수(f_M)에 대하여 대칭인 적어도 두개의 측파대들(42 및 42')이 존재한다. 온/오프 변조의 경우에, 동일한 방식으로 분석될 수 있지만 낮은 진폭을 가지지 않는 더 높은 변조 성분들에 대하여 추가의 스펙트럼 라인들이 발생하며, 따라서 상기 라인들은 평가에는 바람직하지 못하며 보통 간단히 필터링되고, 본 명세서의 설명들을 평이하게 하도록 고려되지 않는다. 트랜스폰더로부터 방사된 임의의 에코 신호들이 물체들로부터 반복해서 반사될 수 있기 때문에, 몇 개의 최대값들이 주파수(f)에 대하여 획득되며, 상기 경우에 관련된 주파수의 위치는 전송 경로의 유효 길이를 반영한다. 하나의 측파대의 에코 프로파일(42 또는 42')은 마이크로프로세서(27)와 같은 평가 유니트에서 분석을 수행하기에 충분하다.

예를 들면 도 8에서 도 10으로부터 변조 주파수(f_m)와 인접하여 놓여있는 상측파대(42)의 최대값과 같은 제 1 최대값은 트랜스폰더로부터 직접 에코 신호가 되며, 즉 반사 없이 직접적인 자유-공간 전송으로부터 발생된다. 추가의 최대값은 물체들로부터의 반사로 인해 발생하는 더 긴 전송 경로들을 표시한다.

물체들로부터 직접 반사된 에코 신호들은 기저대역(41)이라 지칭되는 0Hz의 혼합 주파수 주위의 주파수 범위 내에 있으며, 종래의 FMCW 레이더를 사용하여 발생한다. 상기 기저대역(41)내의 에코 신호들은 여기에서 중요하지는 않다.

본 발명의 실시예 형태는 선행기술과는 다르며, 다음 사실들을 포함한다:

a) 두개의 측파대들, 즉 주파수 성분(△b) 좌측의 측파대(42') 및 주파수 성분(△b) 우측의 측파대(42)는 여기에서 주파수 성분(△b)으로 치환되어 두개의 측파대들은 0의 거리에 대하여 서로 충돌하지 않으며,

b) 스펙트럼 라인들의 각각의 엔벨로프는 △p의 폭을 가지는 사각파 함수를 형성하며, 내부 에지들, 즉 평가를 목적으로 변조 주파수(f_m)의 좌우측들에 인접하여 놓인 두개의 사각파 에지들을 사용하는 것이 유리하다.

특히 유리하게, 트랜스폰더는 로컬 위치측정 시스템들(LPSs)과 함께 사용될 수 있다. 로컬 위치측정 시스템들의 경우에, 거리는 트랜스폰더(TR)부터 공지된 위치들을 가지는 적어도 두개의 기지국들로 측정된다. 삼각법에 의해, 트랜트폰더(TR)의 위치는 평면에서 또는, 만약 더많은 기지국들(BS)이 3차원 공간에서 사용되는 경우 3차원 공간에서 결정될 수 있으며, 상기 경우에 구형 횡단면 방법(spherical cross-section method)을 사용한다. 로컬 위치측정 시스템들의 경우에, 적용가능한 경우에 비트 주파수(f_beat) 또는 개별 거리(dist)를 결정하기 위한 사각파 함수의 외부 에지들을 사용하는 가능성이 설명되며, 이는 특히 로컬 위치측정 시스템들에 대하여, 항상 중요한 것은 기지국(BS)과 트랜스폰더(TR)사이의 최단 측정 거리이기 때문에 매우 유리하다. 보통의 시스템들의 경우에 스펙트럼 성분들의 중복으로 인한 전술된 문제점들과 여기에서 설명되는 시스템의 장점들이 도 5에 명백히 도시된다.

예를 들어, 도 5에 도시된 것과 같은 6개 신호 성분들(1, 2, ..., 6)의 중복에서, 일반적인 경우에 특정 측정값(f_mess), 즉 스펙트럼의 최대값은 여기에서 예를 들어 100Hz인 개별 거리에 비례하는 실제 주파수와 상응하지 않는 것으로 보여진 다. 이와 대조적으로, 여기에서 설명되는 시스템에서, 좌측 에지는 신호 성분들의 중복시 정확한 위치에 놓여있으며, 즉 정확한 값은 구간 거리에 대하여 결정될 것이다.

"M. Vossiek, R.roskosch, 및 P.Heide, Precise 3-D Object Position Tracking using FMCW Radar, 29^th European Microwave Conference, Munich, Germany, 1999"에 개시된 가정들과 유사한 방식에서, 시작 포인트는 피크값들이며, 트랜스폰더의 변조 주파수는 우선순위가 공지되어 있지 않고, 평가를 수행하지 않기 때문에 두개의 측파대들 사이의 거리를 평가하는 것이 유리하다. 만약, 전술된 바와 같이 측정 신호가 종래의 엔벨로프 복조기를 사용하여 복조되거나, 다른 수단들에 의해 정확히 0의 주파수, 가능하면 정확히 공지된 또다른 주파수로 혼합되면, 물론 정규 FMCW 시스템들에서 가정된 것과 같이 측파대에서의 주파수 간격은 거리를 결정하기에 충분하다.

본 발명의 FMCW 레이더에서, 주파수 변조는 바람직하게 간섭을 방지하기 위해 선형이어야만 함에 유의하여야 한다. 근본적으로, FMCW 시스템들과 공통이며 특히 간섭을 억제하는 평가 방법들은 본 시스템을 통해 전달될 수 있다.

특히 본 발명의 방법과 관련하여 기지국(BS)에서 수신된 신호(s_tx(t))의 평가를 위해 추가의 유리한 장치들 및 방법들이 하기에 설명된다.

가능하면 정확하게 거리 값들을 결정하기 위해, 하기에 바람직한 평가 변형들이 제안된다. 먼저, 측정 신호(s_rx(t))는 윈도우 함수를 사용하여 가중된다. 원 칙적으로 이미 Si 엔벨로프로 인한 진폭 가중이 존재하기 때문에 약한 가중 및 낮은 사이드 로브 감쇠를 가지는 윈도우 함수를 사용하는 것이 가능하다. 적절한 윈도우 함수들이 원래 공지되어 있다. 윈도우 함수의 한가지 효과는 'Gibbsian phenomenon'을 최소화시키는 것이며, 즉 진동들에 무관하고 완만한 그래프를 가지는 스펙트럼 사각파 함수를 생성하는 것이다. 스펙트럼의 계산을 위해 바람직하게 고속 푸리에 변환이 사용되어야만 하며, 이는 스펙트럼의 특성들이 Si함수를 유리한 스펙트럼 사각파 함수로 변환시키는 직접적인 결과를 가지기 때문이다. 바람직하게, 스펙트럼의 크기가 평가될 것이다. 선행기술로부터 원래 사용가능한 경우에 위상의 평가가 가능하다.

에지들, 특히 제 1 의 가장 안쪽 에지를 가능하면 정확하게 결정하기 위해서는 사각파의 급격한 에지들이 표시된 피크값들을 제공하기 때문에 스펙트럼 진폭을 구별하는 것이 유리하다. 최대 피크값들의 위치들은 에지들의 위치들 또는 적용가능한 경우에 에지 함수들의 굴곡(inflection) 포인트들에 상응한다. 상기 평가 형태는 간단한 임계값 평가들을 사용하는 경우에서와 같이 신호의 진폭이 위치측정을 위해 결정된 위치 또는 결정된 거리에 영향을 미치는 것을 피하는 간단한 수단들을 제공한다.

측정 신호들 및 스펙트럼은 대부분 시간-불연속 형태에서만 사용가능하기 때문에, 보간(interpolation) 계산을 사용하여 구별된 스펙트럼의 최대값의 위치들을 결정하는 것을 더 개선시키는 것이 유리하다. 바람직한 보간 계산은 예를 들면, 공통 다항 적합(common polynomial fit)을 사용하여 수행될 수 있다. 상기 목적을 위해, 예를 들어 3의 최대값의 직접 근사값, 즉 최대값과 그 좌우 근사값들, 및 예를 들면 2^nd차와 같은 짝수 차수의 다항식, 즉 포물선에서 다수의 불연속 스펙트럼 포인트들을 사용하는 것이 바람직하다. 다른 보간 방법들은 예를 들면, 스플라인(spline) 방법들 또는 "최소 제곱(least squares)"법에 의해 측정된 커브에 예측된 커브 형태를 일치시키는 것과 같은 방법들을 동일하게 사용할 수 있다.

전술된 모든 방법들은 물론 개별적으로, 또는 다른 조합들로 사용될 때 설명되는 장점들을 제공할 수 있고, FMCW 레이더 시스템들 또는 트랜스폰더들로부터 동반하는 다른 방법들과 조합될 수 있다.

전술된 것과 같이, 두개의 스펙트럼 측파대들이 평가되는 경우의 거리 측정은 트랜스폰더의 변조 주파수(f_mk)와는 독립적이다. 따라서, 변조 주파수는 거리 측정과 동시에 또는 거리측정을 대신하여 트랜스폰더(TR)로부터 기지국(BS)으로 데이터를 전송하기 위해 사용된다. 이미 공지된 주파수에 의한 위치 코딩은 특히 상기 접속에 적합하다. 상기 목적을 위해, 트랜스폰더(TR)는 적어도 두개의 주파수들 사이에서 변조 주파수(f_mk)가 교환되도록 하는 디바이스들과 함께 제공되어야만 한다.

하나의 그룹내의 서로 다른 트랜스폰더들에 서로 다른 변조 주파수들(f_mk)을 제공하여 상기 트랜스폰더들이 동시에 신호가 전송될 때도 기지국(BS)에서 명확히 구별될 수 있도록 하는 것이 유리할 수 있다. 다수(K)개의 트랜스폰더들을 가지는 하나의 그룹에 대한 주파수들을 할당하고 N-값 코드를 사용하는 편리한 도표가 도 6에 도시된다. 임의의 두개의 트랜스폰더들(TR)에 대한 변조 주파수들간의 최소 간격(△f_min)은 트랜스폰더(TR)와 기지국(BS)간의 코드 및 거리들에 관계없이 트랜스폰더의 신호들에 대한 스펙트럼이 중복되지 않도록 선택되어야만 한다. 변조 스텝 폭은 바람직하게 주파수 측정시 불확실하게 예측된 최대값보다 약간 크도록 선택된다. 상기 관계 및 상응하는 위치 코딩 방법의 실시예의 예시적인 형태들은 예를 들어 DE 198 60 058에 원래 공지되어 있으며, 무선으로 신호가 전송될 수 있는 최적의 코드 길이를 가지는 표면파 엘리먼트를 취급한다.

시스템 파라미터들을 유리하게 선택하는 트랜스폰더와 기지국의 실시예의 편리한 형태는 도 7에 공지된다. 여기에서, 기지국(BS)내의 전송/송신 구분은 전송 혼합기(TRXMIX)를 사용하여 수행된다. 트랜스폰더(TR)내의 변조 주파수(f_mk)는 예를 들면 25MHz이며, 유리하게 기지국내의 전압 제어 발진기(VCO)의 변조 대역폭(B)(상기 경우에 예를 들면 100MHz)의 약 1/4이 될 수 있다. 변조 주파수(f_mk)에 중심이 놓여야만 하는 대역 통과 필터(BP1)는 먼저 트랜스폰더 신호로부터의 신호 성분들로부터의 간섭 신호 성분들을 제거하기 위해 사용된다. 중간 주파수 혼합기(ZFMIX)의 혼합 주파수(f_mb)는 바람직하게 혼합이 0의 주파수가 아니라 임의의 다른 더 낮은 중간 주파수(f_ZF2)를 생성하도록 선택된다. 상기 중간 주파수 범위는 f_ZF2주위에 중심이 놓여야만 하는 대역통과 필터(BP2)를 사용하여 선택된다. 여기에서 50kHz인 중간 주파수(f_ZF2)는 두개의 측파대들이 되는 모든 신호 성분들이 특정 선택된 거리들의 범위에 대하여 주파수 범위 〉0인 범위에 놓이도록 선택되어 혼합 데이터값의 기록 및 평가가 불필요하도록 해야한다. 바람직하게, 측정 데이터는 아날로그/디지털 변환기를 사용하여 디지털화되고 마이크로프로세서에서 처리된다. 여기에서 예를 들어 200kHz인 아날로그/디지털 변환기의 샘플링 주파수는 바람직하게 중간 주파수(f_ZF2)보다 약 4배 더 크도록 선택될 것이다. 대역 통과 필터(BP2)의 기능은 바람직하게 마이크로프로세서 내의 또다른 디지털 대역통과 필터에 의해 보충되거나 실제로 교체된다.

만약 데이터가 트랜스폰더(TR)로 부터 기지국(BS)으로 전송되거나 트랜스폰더(TR)가 전술된 것과 같이 특정하게 정의할 수 있는 주파수 채널내에서 동작하기 위한 것이면, 트랜스폰더내의 변조 주파수(f_mk)는 바람직하게 프로그램가능한 주파수 혼합기를 사용하여 발생되거나 프로그램가능한 펄스 분배기로부터 유도되어야만 한다. 변조 주파수(f_mk)의 제어는 바람직하게 트랜스폰더(TR)내의 마이크로프로세서에 의해 수행될 것이다.

기지국(BS)에서 혼합 주파수(f_mb)의 유동적인 세팅을 수행하고 대역통과 필터(BP2)를 통해 특정 주파수 채널들을 선택하기 위해, 프로그램가능한 주파수 발생기를 사용하여 중간 주파수 혼합기(ZFMIX)의 혼합 주파수(f_mb)를 발생시키는 것이 필연적이다.

본 발명의 트랜스폰더 시스템은 다양한 애플리케이션에서 사용될 수 있고 물 론 트랜스폰더들 및 위치측정 시스템들의 분야의 선행 기술로부터 사용될 수 있는 다양한 방법들과 구성요소들을 사용하여 증진되거나 변경될 수 있다.

특히, 본 발명의 원칙은 예를 들면, 약간의 Hz로부터 빛의 범위까지의 전체 전자기파들의 범위 또는 예를 들면, 사운드와 같은 다른 파형들을 통해 전송될 수 있도록 제공된다.

전술된 애플리케이션에서, 일반적으로 만약 고주파수 모듈들의 구성은 특히 트랜스폰더(TR)에서 가능한 한 소형인 것이 매우 유리하다. 액세스 시스템들 또는 지불 시스템들에서, 트랜스폰더(TR)는 보통 사용자 본인 주위로 운반되며, 운반의 편리함은 예를 들면, 키 또는 지불/엔트리 카드의 형태로 트랜스폰더(TR)의 크기에 의해 비판적으로 결정된다.

고주파수 모듈들은 일반적으로 예를 들면 Teflon

- 또는 에폭시-기반의 유기적인 재료들로 이루어진 회로 보드들 상에 형성된다. 특히, 예를 들면 1GHz-10GHz의 더 낮은 HF 주파수들에서, 파장들과 구조적인 크기 사이의 링크로 인해 소형 유니트들에 대한 요구는 더 제한된 범위에서 만족할 수 있다. 그 대안은 박막 세라믹들상의 회로들이지만, 그 제작비용은 너무 비싸다.

상기 이유를 위해, 트랜스폰더(TR) 및 기지국(BS)은 특히 LTCC(저온동시소성 세라믹)모듈로 또는 LTCC 모듈들을 사용하여 유리하게 구현될 수 있다. 주성분으로 LTCC를 사용하는 고주파수 구조들은 한편으로는 LTCC의 비교적 큰 상대 유전율로 인해, 다른 한편으로는 상기 구조들이 회로가 다중-계층 형태로 구현되도록 하 기 때문에 소형이다. LTCC의 제작은 비용효율적이다. 이와 달리, LTCC 모듈들은 대량 생산이 가능한 방식에서 구성요소들로 적용될 수 있다.

HF 회로 또는 중요한 서브-구성요소들이 LTCC 모듈에 완전히 통합될 수 있기 때문에, 상기 통합된 LTCC 모듈들은 그들의 부분에 대하여 필수적으로 HF 호환가능하지 않아도 되는 비용 효율적인 표준 회로 보드상에 표준 SMT(표면 장착 기술) 구성요소들로서 삽입될 수 있다. 물론 기술들을 조합하고 LTCC 서브모듈들을 상당히 작은 유기적인 재료들의 회로 보드들 상에 형성하는 것이 가능하다.

LTCC HF 모듈들을 사용하는 바람직한 트랜스폰더(TR)가 도 8에 도시된다. 통합된 LTCC 모듈(LM)은 예를 들어, 고주파수 발진기(HFO), 타이밍 발생기(TGEN)로부터 발생하는 간섭 변조 성분들을 필터링하기 위한 대역통과 필터(BP1), 및 고주파수 펄스 분배기 또는 카운터(CNT)가 된다. 분배된 클럭 펄스들과 함께 제공되는 폐쇄형 루프 제어 회로(RK) 또는 적용가능한 경우에 카운터값은 예를 들면 도 7에서 지시된 바와 같이 발진기(HFO)를 그 타겟 주파수로 조절한다. 안테나(ANTT)에 대한 접속없이, 단지 LTCC 모듈(LM)로부터 외부로 제공되는 신호들은 비교적 낮은 주파수의 디지털 신호들이므로 상기 모듈(LM)은 저렴하고 회로의 휴지에 대한 문제 없이 집적될 수 있다.

LTCC 모듈의 한가지 가능한 구성이 도 9에 개략적으로 도시된다. 여기에서, HF 회로는 몇 개의 계층들 또는 HF 계층들을 포함한다. 예를 들면 반도체들과 같이 주로 내부 계층들로 집적될 수 없는 상기 구성요소들은 LTCC 기판들의 상부측으로 삽입된다. 도 8의 회로에서, 상기 구성요소들은 예를 들면 발진기(HFO), 분배 기(CNT), 및 임의의 다른 불연속 구성요소들(B)이 될 것이다. 그 자신을 제공하는 삽입 기술은 특히 [P. Heide: "Business Opportunities and Technologytrends - Millimeterwave Modules for Sensor Products and Broadband Wireless Communications", Compound Semiconductors Magazine, Vol.6, No.2, March 2000, pp. 82-88]에 공지되어 있는 SMT 삽입 또는 플립-칩 삽입이다. LTCC 모듈(LM)은 예를 들면, 이른바 볼-그리드(ball-grid) 또는 랜드-그리드(land-grid) 기술(BG/LG)을 사용하는 표준 회로 보드(LP)상에 장착될 수 있다.

예시적인 실시예들에서 한가지 기초적으로 고려할 것은 활성 발진기의 발진들이 베이스 신호와 의사-위상-코히어런트된 트랜스폰더(TR)내에 있는 것뿐만 아니라 활성 발진기의 여기가 의사-코히어런트하게 수행되는 것이다. 그러나, 선행기술에 따른 디바이스들 및 방법들을 사용하여, 활성 발진기의 여기는 열잡음에 의해 초래되고, 발진들은 이후에 고가의 조절 프로세스 및 고정(lock-in)에 의해 의사-위상-코히어런트로 구성되며, 상기 경우에 본 애플리케이션의 목적은 발진기가 베이스 신호에 의해 의사-위상-코히어런트하게 여기되거나, 적용가능한 경우에 의사-위상-코히어런트하게 발진하기 시작하며, 따라서 위상-코히어런스는 말하자면 자동적으로 수행된다.

휴지(idle) 상태에서 발진기는 민감하게 평가되며, 외부 에너지의 입력에 의해 스위치 온 될 때, 어떠한 특성이라도 발진으로 먼저 여기되어야만 하는 것이 기본 개념이다. 이후에 상기 초기 임펄스는 발진이 유지되는 피드백이 활성이 되도록 한다. 정상적으로, 예를 들면, 열잡음은 발진 회로의 시작을 위해 사용된다. 즉, 발진기는 랜덤 위상 및 진폭에서 발진을 시작하며, 그후에 공진 회로에 의해 지시된 주파수에서 발진한다. 그러나, 만약 외부 여기 신호가 발진기가 스위칭 온될 때 발진기로 주입되고, 신호가 공진 회로의 대역폭내의 주파수를 가지고 전력은 열잡음보다 훨씬 이상이면, 발진기는 여기하는 베이스 신호의 위상과 동기인 것이 아니라 랜덤하게 발진하기 시작한다. 여기하는 베이스 신호와 발진기 신호의 주파수 차이 및 두 개의 발진기들의 위상 잡음에 따라, 상기 의사-위상-코히어런스는 적어도 몇번동안 계속될 것이다.

본 발명의 개념과 공지된 패시브(passive) 디바이스들 및 방법들의 차이는 활성 발진기의 사용을 포함한다. 따라서, 베이스 신호는 간단히 다시 반사되는 것은 아니지만, 다시 전송되기 이전에 거의 잡음과 상관없는 발진 신호가 개별 의사-위상-코히어런트한 소스를 사용하여 활동적으로 구성된다. 따라서 시스템은 선행 기술의 패시브 시스템들보다 상당히 큰 범위를 가지지만 다른 점에서 유사한 기능을 갖는다.

활성 발진기의 발진기 신호는 신호 전송이 단방향성 또는 양방향성인지에 따라 회신 신호 또는 참조 신호로서 제공될 수 있다.

추가로, 본발명의 디바이스와 함께 임의의 캐리어 복원을 위한 폐쇄형 루프 제어 회로들이 요구될 필요는 없다. 트랜스폰더 장치들의 경우에, 시간, 주파수 또는 편파 멀티플렉싱의 형태가 베이스 신호 및 발진기 신호들이 서로 영향을 미치거나, 적용가능한 경우에 일시적인 형성의 시작시 상기 영향이 바람직하며, 따라서 상기 신호들이 서로 독립적으로 의사-위상-코히어런트되기 때문에 필수적이지 않을 때 특히 유리하다.

이는 만약 디바이스가 활성 발진기의 의사-위상-코히어런트 여기를 스위칭하기 위한 스위칭 설비를 갖는다면 가능하다. 상기 스위칭 설비는 활성 발진기가 베이스 신호에 의해 여기되는 경우 베이스 신호와 의사-위상-코히어런트하게 발진하기 시작할 수 있는 상태가 되도록한다.

여기를 스위칭하는 것은 발진들이 완전히 스위칭 온 및 오프되는 것만을 요구하지는 않는다. 예를 들면, 만약 활성 발진기가 서로다른 모드들에서 발진할 수 있다면, 제 2 모드는 제 1 모드의 발진이 계속되는 동안 간단히 스위칭될 수 있다. 만약 하나의 모드만이 있다면, 발진은 완전히 스위칭 오프되어야만 하는 것이 아니라, 일반적인 감쇠가 충분하도록 하여 베이스 신호가 다음 의사-위상 코히어런트 여기에 영향을 미치기에 충분하도록 한다.

만약 활성 발진기의 여기가 코히어런스 시간 이후에 다시 스위칭 온되면, 의사-위상-코히어런스는 더 긴 시간 주기에 걸쳐서 지속된다.

만약, 개발시에 활성 발진기의 의사-위상-코히어런트 여기가 주기적으로 반복되면, 의사-위상-코히어런스는 더 긴 시간 주기들에 걸쳐서 지속된다. 이는 스위칭 설비를 설계하여 미리 정해진 클럭 레이트로 활성 발진기를 스위칭함으로써 수행될 수 있다.

바람직하게, 클럭 레이트에 대한 클럭 사이클들의 길이는 대략 코히어런스 시간과 상응할 것이다. 그러나, 상기 시간보다 더 빠른 스위칭은 베이스 신호 및 발진기 신호들간의 의사-코히어런스가 손실되지 않고 가능하다. 반면에, 만약 의 사-위상-코히어런스가 특정 시간 윈도우내에서만 요구되면, 선택된 클럭 시간은 코히어런스 시간 보다 길 수 있다.

만약, 활성 발진기의 스위칭이 주기적으로 반복되고 활성 발진기가 주기적으로 기지국과 의사-위상-코히어런트하게 발진하기 시작하면, 활성 발진기에 의해 발생된 발진기 신호는 베이스 신호의 샘플링된 복사본으로 간주된다. 만약 샘플링 법칙이 적용되면, 신호는 샘플값에 의해 완전히 설명된다. 활성 발진기의 스위치-오프 간격이 스위치-온 간격보다 훨씬 더 길지 않도록, 즉, 코히어런스 시간보다 훨씬 더 길지 않도록 하는 것이 논리적이다. 상기 경우에, 샘플링 법칙은 본질적으로 코히어런스 조건으로 인해 적용된다. 샘플링 법칙에 따라, 두개의 샘플링 포인트들간의 위상 차이는 180°미만이어야 한다. 상기 조건은 의사-코히어런스 조건보다는 덜 제한적이다. 따라서 정보기술적인 관점에서, 스위칭된 발진기로부터의 신호는 스위칭 프로세스에도 불구하고 참조신호의 복사본으로 간주될 수 있거나 적용가능한 경우에 완전한 정보를 운반하는 것으로 간주될 수 있다.

활성 발진기의 여기는 발진기 자신을 스위칭함으로써 상대적으로 간단히 스위칭될 수 있다. 따라서, 디바이스는 활성 발진기를 스위칭 온 및 스위칭 오프하기 위한 설비를 갖는다. 발진기가 발진하는 조건들이 적용되거나 적용되지 않도록 하는데 영향을 주는 임의의 설비는 발진기의 스위칭에 적합할 수 있다. 따라서, 예를 들면, 발진 회로에서의 증폭은 스위칭 오프될 수 있거나, 감쇠값들 또는 지연 시간들(위상들)이 변경되거나, 피드백 회로가 접속해제될 수 있다.

발진기가 기본적인 모드에서 여기되는 것은 다른 문제로 하고, 발진기는 서 브-고조파(sub-harmonic) 발진 모드들에 의해 의사-위상-코히어런트하게 여기될 수 있다. 따라서 여기를 위해, 베이스 신호의 기본적인 모드 또는 서브-고조파 발진 모드가 사용될 수 있다.

만약 디바이스가 ID 태그로서 식별을 위해서나 또는 통신을 위해 사용되면, 코딩은 예를 들면 의사-위상-코히어런트 신호가 다시 전송되기 이전에 변조되는 클럭 레이트 및/또는 추가 변조 유니트에 의해 영향받을 수 있다.

이미 설명된 것과 같이, 코히어런스 시간은 베이스 신호 및 발진기 신호들간의 주파수 차이에 따라 결정된다. 상기 주파수들이 더 정확하게 일치할 수록 신호들의 위상들은 사실상 더 길게 식별된다. 스위칭 설비의 클럭 레이트는 낮은 값으로 유지될 수 있는 것을 의미하는 코히어런스 시간을 증가시키기 위해, 베이스 신호의 주파수와 적응가능하게 발진 주파수를 매칭시키기 위한 적절한 수단들을 제공하는 것이 유리할 수 있다.

활성 발진기의 선택시에, 발진기의 과도 시간은 코히어런스 시간과 비교할때 작아야만 한다. 그래서 발진기의 품질은 과도하게 선택될 필요는 없다. 그러나, 상기 품질은 낮은 품질을 가지는 발진기들이 정상적으로 높은 위상 잡음을 가지기 때문에 너무 많이 감소되지는 않아야만 한다.

발진기 신호를 발생하기 위한 디바이스와, 베이스 신호가 발생되어 디바이스에 전송될 수 있는 기지국을 가지는 장치의 경우에, 발진기 신호는 베이스 신호의 응답신호로서 기지국에 다시 전송될 수 있다.

디바이스가 질의 및 응답신호로서, 베이스 신호 및 발진기 신호들을 통해 기지국과 통신하는 장치에서, 기지국은 바람직하게, 대역 통과 필터, 클럭 레이트와 거의 상응하는 중심 주파수 및/또는 클럭 레이트의 효과를 제거하기 위한 수단들 가질 것이다. 상기 수단들은 추가의 혼합기 또는 정류기 및 저역 통과필터가 될 수 있다.

Claims

하나의 기지국(BS)과 적어도 하나의 트랜스폰더(TR)사이의 거리(dist)를 결정하기 위한 방법으로서,

기지국 발진기(OSZ_B)로부터의 신호(s_tx(t))를 상기 기지국(BS)을 통해 방사하는 단계;

상기 트랜스폰더(TR)의 발진하는 발진기(OSZ_T)를 사용해서, 상기 기지국(BS)으로부터 수신되는 신호(e_rxt(t))에 기초하여 상기 신호(e_rxt(t))와 위상-코히어런트(phase-coherent) 신호(s_OSZ(t))를 생성하고, 상기 신호(s_OSZ(t))를 방사하는 단계; 및

상기 트랜스폰더(TR)로부터 수신되는 상기 위상-코히어런트 신호(s_rx(t))에 기초하여 상기 기지국(BS)에서 상기 거리(dist)를 결정하는 단계를 포함하고,

상기 위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 생성하기 위한 상기 발진기(OSZ_T)는 상기 수신되는 신호(s_rxt(t))와 의사-위상-코히어런트하게(quasi-phase-coherently) 여기되는(excited) 것을 특징으로 하는 거리 결정 방법.
하나의 기지국(BS)과 적어도 하나의 트랜스폰더(TR)사이의 거리(dist)를 결정하기 위한 거리 결정 시스템으로서,

상기 기지국(BS)은 신호(s_tx(t))를 생성하기 위해서 발진하는 신호 소스(OSZ_B)와 상기 신호(s_tx(t))를 방사하기 위한 전송 디바이스(ANT_B)를 포함하고,

상기 트랜스폰더(TR)는 상기 기지국(BS)으로부터 신호(e_rtx(t))를 수신하기 위한 수신 디바이스(ANT_T), 상기 신호(e_rtx(t))와 위상-코히어런트하게 되는 신호(s_OSZ(t))를 생성하기 위한 발진기(OSZ_T), 및 상기 위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 방사하기 위한 전송 디바이스(ANT_T)를 포함하고,

상기 기지국(BS)은 상기 트랜스폰더(TR)로부터 상기 위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 수신하기 위한 수신 디바이스(ANT_B)와, 상기 기지국(BS)과 상기 트랜스폰더(TR)사이의 상기 거리(dist)를 결정하기 위한 거리 결정 장비(RMIX, FLT, DEMOD)를 추가적으로 포함하며,

상기 트랜스폰더(TR)내의 발진기(OSZ_T)는 의사-위상-코히어런트 신호(s_OSZ(t))를 생성하기 위해 상기 수신된 신호(s_rxt(t))로 여기되는 것을 특징으로 하는 거리 결정 시스템.
제 2항에 따른 거리 결정 시스템을 사용하여 트랜스폰더(TR)까지의 거리를 결정하기 위한 기지국(BS)으로서,

상기 기지국(BS)내의 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 상기 트랜스폰더(TR)로부터 수신된 의사-위상-코히어런트 신호(s_rxt(t))와 순간적인 전송 신호(s_tx(t))를 혼합하여 혼합 신호(S_mix(t))를 형성하기 위한 혼합기(RXMIX)를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 다음과 같이 주어진 혼합 신호 (s_mix(t))를 형성하도록 구성되며,

상기 ω_c는 상기 기지국 발진기(OSZ_B)의 중심 주파수이고, ω_SW는 상기 기지국(BS)으로부터의 전송 신호(s_tx(t))의 변조 주파수이고, t는 0 - Ts의 시간 간격이며, τ는 상기 기지국(BS)과 상기 트랜스폰더(TR)사이의 상기 거리(dist)를 통해 신호들을 전파하기 위한 시간인 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 측정 신호(s_mess(t))를 생성하기 위해 상기 기지국(BS)에서 측정의 스위치 온과 스위치 오프 사이의 시간 간격(0-Ts)에 걸쳐 상기 혼합 신호(s_mix(t))의 전압 변경들을 감소 또는 제거하기 위한 복조 장비(DEMOD, GR, TP)를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 상기 트랜스폰더(TR)내의 발진기(OSZ_T)를 주기적으로 스위칭 온 및 스위칭 오프하기 위해 클럭 주파수(f_mk)와 동일하거나 인접한 주파수를 가지는 상기 혼합 신호(s_mix(t))를 상기 클럭 주파수(f_mk)보다 훨씬 낮은 주파수로 혼합 다운(mixing down)한 후에 고주파수 성분들을 필터링함으로써 측정 신호(s_mess(t))를 생성하기 위한 복조 장비(DEMOD, ZFMIX, LO, TP)를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 상기 기지국(BS)의 전송 신호(s_tx(t))의 변조 주파수(ω_SW)를 다음과 같이 변조하도록 구성되며,

상기 T는 대역폭(B)에 걸쳐서 주파수가 변조되는 시간 길이인 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 다음과 같은 결과의 FMCW 신호(s_messfmcw(t))를 형성하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 3항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 주파수 성분(△b = b*Ts / (2T))에 의해 치환된 정규 FMCW(주파수 변조된 연속파) 측정 주파수에 상응하는 측정 주파수(f_mess)로부터 상기 거리(dist)를 결정하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 8항에 있어서,

상기 거리 결정 장비(RXMIX, FLT, DEMOD)는 주파수 도메인내에서 진폭-가중된(amplitude-weighted) 측정 신호(s_messfmcw(t))의 푸리에 변환이 수행되어 적어도 하나의 사각파의 좌우 측파대의 에지들이 상기 기지국(BS)과 상기 트랜스폰더(TR)사이의 거리를 결정하는 결과값으로 기능하도록 하는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).
제 2항에 따른 거리 결정 시스템을 사용하여 기지국(BS)으로부터의 거리를 결정하기 위한 트랜스폰더(TR)로서,

상기 트랜스폰더(TR)는 LTCC(저온 동시소성 세라믹) 모듈(LM)로 구성되거나 적어도 하나의 LTCC 모듈(LM)을 사용하는 것을 특징으로 하는 트랜스폰더(TR).
제 2항에 따른 거리 결정 시스템을 사용하여 기지국(BS)으로부터의 거리를 결정하기 위한 트랜스폰더(TR)로서,

발진기(OSZ_T) 및 상기 발진기(OSZ_T)를 주기적으로 스위칭 온 및 스위칭 오프하기 위한 스위칭 설비(CLK/Sw)를 사용하여 상기 트랜스폰더에 의해 수신된 신호(e_rxt(t) = s_tx(t-τ/2))로 부터 다음과 같이 정의되는 발진기 신호(s_OSZ(t))를 생성하기 위한 신호 발생 장비(OSZ_T, CLK/Sw)를 구비하고,

상기 ω_c는 상기 기지국 발진기(OSZ_B)의 중심 주파수이고, ω_SW는 상기 기지국(BS)으로부터의 상기 전송 신호(s_tx(t))의 변조 주파수이고, t는 0 - Ts의 시간 간격이며, τ는 상기 기지국(BS)과 상기 트랜스폰더(TR)사이의 상기 거리(dist)를 통해 신호들을 전파하는 시간이며, φ₀는 정해지지 않은 위상 오프셋인 것을 특징으로 하는 트랜스폰더(TR).
제 2항에 있어서,

변조(f_mk)는 상기 트랜스폰더(TR)로부터 상기 기지국(BS)으로 추가 정보를 전송하기 위해 상기 트랜스폰더(TR)내의 상기 발진기(OSZ_T)를 스위칭 온 및 스위칭 오프하기 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 거리 결정 시스템.
제 2항에 있어서,

상기 트랜스폰더(TR)내의 발진기(OSZ_T)를 스위칭 온 및 스위칭 오프하기 위한 상기 변조(f_mk)는 다수의 트랜스폰더들(TR) 각각에 개별적으로 할당되는 것을 특징으로 하는 거리 결정 시스템.
제 2항에 따른 거리 결정 시스템을 사용하여 트랜스폰더(TR)까지의 거리를 결정하기 위한 기지국(BS)으로서,

상기 기지국(BS)은 LTCC(저온 동시소성 세라믹) 모듈(LM)로 구성되거나 적어도 하나의 LTCC 모듈(LM)을 사용하는 것을 특징으로 하는 기지국(BS).