KR100538267B1 - Adaptive feedforward linear power amplifier using analog controller and method for linearizing thereof - Google Patents
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Abstract
본 발명은 새로운 적응형 피드포워드 선형화 방식 및 이를 적용한 전력증폭기에 관한 것으로서, 주신호 상쇄루프에서는 각 경로신호가 진폭 및 위상 밸런스를 유지하도록 제어됨으로써 두 개의 주신호 제거기 입력경로신호에 대하여 동일레벨 및 역위상을 얻을 수 있으므로 주신호 제거기 출력포트에서 주신호가 상쇄될 수 있도록 하고, 왜곡신호 상쇄루프에서는 각 경로신호가 고정 이득 및 역위상을 갖도록 제어됨으로써 두 개의 경로왜곡신호에 대하여 동일레벨 및 역위상을 얻을 수 있으므로 왜곡신호가 최종포트에서 상쇄될 수 있도록 하여, 종래의 적응형 선형화 방식과 대비하여 의도적인 신호의 왜곡이나 임의의 파일럿신호가 필요하지 않으며 가변 작동 조건들에 대하여 우수한 전력효율 및 선형성을 갖는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기 및 그 선형화 방법을 제공한다. The present invention relates to a novel adaptive feedforward linearization scheme and a power amplifier using the same. In the main signal cancellation loop, each path signal is controlled to maintain an amplitude and a phase balance so that the same level and Since the inverse phase can be obtained, the main signal can be canceled at the main signal canceller output port, and in the distortion signal cancellation loop, each path signal is controlled to have a fixed gain and inverse phase so that the same level and inverse phase for the two path distortion signals can be obtained. Since the distortion signal can be canceled at the final port, no intentional signal distortion or pilot signal is required as compared to the conventional adaptive linearization method, and excellent power efficiency and linearity for variable operating conditions are obtained. Adaptive avoidance using analog controller A forward forward linear power amplifier and its linearization method are provided.
Description
본 발명은 피드포워드 선형전력증폭기에 관한 것으로서, 특히 아날로그 제어기를 이용한 새로운 적응형 피드포워드 선형화 방식 및 이를 적용한 선형전력증폭기에 관한 것이다. The present invention relates to a feedforward linear power amplifier, and more particularly, to a novel adaptive feedforward linearization scheme using an analog controller and a linear power amplifier using the same.
본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형화 방식은 종래의 적응형 선형화 방식과 대비하여 의도적 신호왜곡이나 임의의 파일럿신호를 필요로 하지 않으며, 주신호 상쇄루프에서는 각 경로신호가 진폭 및 위상 밸런스를 유지하도록 제어됨으로써 두 개의 주신호 제거기 입력경로신호에 대하여 동일레벨 및 역위상을 얻을 수 있으므로 주신호 제거기 출력포트에서 주신호가 상쇄될 수 있도록 하고, 왜곡신호 상쇄루프에서는 각 경로신호가 고정 이득 및 역위상을 갖도록 제어됨으로써 두 개의 경로왜곡신호에 대하여 동일레벨 및 역위상을 얻을 수 있으므로 왜곡신호가 최종포트에서 상쇄될 수 있도록 하여, 종래의 적응형 선형화 방식과 대비하여 의도적인 신호의 왜곡이나 임의의 파일럿신호가 필요하지 않으며 가변 작동 조건들에 대하여 우수한 전력효율 및 선형성을 갖는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 제공할 수 있다. The adaptive feedforward linearization method using the analog controller according to the present invention does not require intentional signal distortion or arbitrary pilot signal as compared with the conventional adaptive linearization method. In the main signal cancellation loop, each path signal has amplitude and phase. By controlling to maintain the balance, the same level and inverse phase can be obtained for the two main signal canceller input path signals so that the main signal can be canceled at the main signal canceller output port.In the distortion signal cancellation loop, each path signal has a fixed gain. And the inverse phase is controlled so that the same level and inverse phase can be obtained for the two path distortion signals, so that the distortion signal can be canceled at the last port. No pilot signal required, variable operating condition It s it is possible to provide an adaptive feedforward linear power amplifier with an analog controller having an excellent power efficiency and linearity with respect to the.
이동 신호 표준의 제3세대(3G; 3Generation, IS-95C 또는 IS-2000)에서는 높은 파고치(Crest Factor)신호를 지원할 수 있는 대단히 높은 선형 송신기가 요구되므로, 전력증폭기 설계에 있어서, 높은 선형성과 높은 전력효율은 대단히 중요하다. The third generation of mobile signal standards (3G; 3 Generation, IS-95C, or IS-2000) requires very high linear transmitters that can support high crest factor signals. High power efficiency is very important.
일반적으로, 전력증폭기는 높은 효율 및 높은 출력전력의 방출이 이루어지는 포화영역에 인접한 곳에서 작동하기 때문에 선형성 열화가 매우 중요하다. In general, linear degradation is very important because the power amplifier operates in the vicinity of the saturation region where high efficiency and high output power are emitted.
따라서, 전력효율 및 선형성 사이에서의 조화가 고려되어야 하는데, 선형화 기술이 전력증폭기의 비선형성을 개선시키는데 있어 유일한 방법이다. Therefore, a balance between power efficiency and linearity should be considered, where linearization techniques are the only way to improve the nonlinearity of power amplifiers.
현재, 피드포워드(Feedfoward), 부궤환(Negative-Feedback), 전치왜곡(Predistortion), LINC(LInear amplification with Nonlinear Components, 비선형 구성요소를 이용한 선형증폭), CALLUM(Combined Analog Locked Loop Universal Modulator, 복합 아날로그 동기루프 범용변조기), EER(Envelope Elimination and Restoration, 포락선 제거 및 복구) 등의 다양한 선형화 방법들이 고안되고 있다. Currently, feedforward, negative-feedback, predistortion, linar amplification with nonlinear components, linear analog locked loop universal modulator (CALLUM) Various linearization methods have been devised such as synchronous loop general purpose modulator) and envelope elimination and restoration (ERE).
상기의 다양한 증폭기 선형화기술에 있어서, 피드포워드 선형화 방식은 광 주파수 대역에서 높은 선형성을 제공하는 잠재적인 장점과 이동국 송신기보다 기지국 송신기에서 더 엄격한 비선형 사양으로 인하여 기지국 송신기에 많이 사용되고 있다. In the various amplifier linearization techniques described above, the feedforward linearization scheme is widely used in base station transmitters due to the potential advantages of providing high linearity in a wide frequency band and stricter nonlinear specifications in base station transmitters than mobile station transmitters.
특히, 전력증폭기의 전력효율 및 선형성과 같은 선형화 매개변수들은 온도, 입력전력레벨 및 공급전압 등과 같은 가변적인 작동조건으로 인하여 극적으로 변화하기 때문에, 적응형 제어회로(Adaptive Control Circuitry)는 피드포워드 선형화 방식에 있어서 필수적이다. In particular, adaptive control circuitry feed-feed linearization because linearization parameters such as power efficiency and linearity of power amplifiers change dramatically due to variable operating conditions such as temperature, input power level and supply voltage. It is essential to the way.
이에 따라, 최근에 고정 파일럿 톤 방법(Fixed pilot tone method), 파일럿 톤 호핑 방법(Pilot tone hopping method), 경사법(The gradient method), 고의적 신호섭동법(Intentional signal perturbation method) 등의 적응형 제어방법이 제안되고 있다. Accordingly, recently, an adaptive control method such as a fixed pilot tone method, a pilot tone hopping method, a gradient method, an intentional signal perturbation method, etc. Is being proposed.
그러나, 이러한 파일럿 톤들을 사용하는 선형전력증폭기들은 파일럿 톤들을 주신호와 함께 인가하기 때문에 메인증폭기에 부담을 주고, 파일럿 톤들의 신호처리 회로가 매우 복잡하게될 뿐만 아니라, 신호처리 시간이 길어져 실시간 제어가 쉽지 않은 문제점이 있다. However, the linear power amplifiers using these pilot tones apply the pilot tones together with the main signal, which burdens the main amplifier, not only makes the signal processing circuit of the pilot tones very complicated, but also the signal processing time is long, thereby real-time control. There is a problem that is not easy.
따라서, 전력효율 및 선형성 사이의 조화를 고려하여 왜곡신호를 감소시킴으로써 전력증폭기의 비선형성을 개선시키기 위한 새로운 적응형 피드포워드 선형화 방법과 이를 적용한 선형전력증폭기가 요망된다. Therefore, there is a need for a new adaptive feedforward linearization method and a linear power amplifier using the same to reduce the distortion signal in consideration of the balance between power efficiency and linearity.
따라서, 상기한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 전력증폭기의 가변적인 작동조건들에 대하여 안정적인 전력효율 및 선형성을 유지할 수 있는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형화 방법을 제공하는데 있다. Accordingly, an object of the present invention to solve the above problems is to provide an adaptive feedforward linearization method using an analog controller that can maintain a stable power efficiency and linearity for the variable operating conditions of the power amplifier.
또한, 본 발명의 다른 목적은 전력증폭기의 가변적인 작동조건들에 대하여 안정적인 전력효율 및 선형성을 유지할 수 있도록 하는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형화 방법을 적용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 제공하는데 있다. In addition, another object of the present invention is to provide an adaptive feedforward linear power amplifier using an adaptive feedforward linearization method using an analog controller to maintain a stable power efficiency and linearity for variable operating conditions of the power amplifier. have.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 입력신호를 주경로 및 보조경로로 분배하고, 상기 주경로 및 보조경로 상에 상기 입력신호에 대하여 주신호 상쇄루프 및 왜곡신호 상쇄루프로 이루어지는 두 개의 신호상쇄루프를 구성하여, 전력증폭기에서 증폭된 증폭신호 중, 주신호인 증폭된 입력신호는 상기 주신호 상쇄루프에서 상쇄되도록 하고, 증폭시 생성된 왜곡신호는 상기 왜곡신호 상쇄루프에서 증폭되고, 상쇄되어, 최종출력신호로써 상기 증폭된 입력신호만 남도록 하는 피드포워드 전력증폭기의 비선형성을 온도, 입력전력레벨 및 공급전압의 가변 작동조건에 대응하여 개선한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 있어서, In order to achieve the above object, the present invention divides an input signal into a main path and an auxiliary path, and comprises two main signal canceling loops and a distortion signal canceling loop with respect to the input signal on the main path and the auxiliary path. By constructing a signal cancellation loop, among the amplified signals amplified by the power amplifier, the amplified input signal as a main signal is canceled by the main signal cancellation loop, and the distortion signal generated during amplification is amplified by the distortion signal cancellation loop. In the adaptive feedforward linear power amplifier which improves the nonlinearity of the feedforward power amplifier so that only the amplified input signal remains as a final output signal in response to variable operating conditions of temperature, input power level, and supply voltage,
상기 주경로의 증폭신호와 상기 보조경로의 입력신호의 진폭을 각각 신호전압으로 변환하고 상호 비교하여, 상기 두 신호가 동일한 레벨로 유지될 수 있도록 상기 주신호 상쇄루프에 제어전압을 인가하며, 상기 두 신호의 위상을 상기 입력신호와 각각 비교한 상대위상데이터를 직류전압으로 변환하고 상호 비교하여, 상기 두 신호가 역위상으로 유지될 수 있도록 상기 주신호 상쇄루프에 제어전압을 생성하여 인가하는 주신호 상쇄 아날로그 제어기와; Converts the amplitude of the amplified signal of the main path and the input signal of the auxiliary path into a signal voltage and compares them with each other, and applies a control voltage to the main signal canceling loop so that the two signals can be maintained at the same level; Relative phase data obtained by comparing the phases of the two signals with the input signal, respectively, is converted into a DC voltage and compared with each other to generate and apply a control voltage to the main signal canceling loop so that the two signals can be maintained in reverse phase. Call cancellation analog controller;
상기 주신호 상쇄 아날로그 제어기로부터 인가되는 제어전압에 따라 상기 주신호 상쇄루프의 입력신호의 레벨 및 위상을 제어하는 가변 감쇄기 및 가변 위상변환기와; A variable attenuator and a variable phase shifter for controlling the level and phase of an input signal of the main signal canceling loop according to a control voltage applied from the main signal canceling analog controller;
상기 주신호 상쇄 아날로그 제어기의 제어에 따라 상기 주신호를 상쇄시키는 주신호 제거기와; A main signal canceller for canceling the main signal under the control of the main signal canceling analog controller;
상기 주신호가 제거된 왜곡신호를 증폭왜곡신호 보상경로와 증폭왜곡경로로 분배하고, 상기 증폭왜곡신호 보상경로로 분배된 왜곡신호와 상기 증폭왜곡경로에서 에러증폭기로 증폭된 증폭왜곡신호의 진폭을 각각 신호전압으로 변환 및 상호 비교하여, 상기 증폭 왜곡신호의 이득이 고정적으로 유지될 수 있도록 상기 왜곡신호 상쇄루프에 제어전압을 인가하며, 상기 두 신호의 위상을 벡터합성한 결합신호를 신호전압으로 변환하고 이를 고정전압과 진폭 비교하여, 상기 왜곡신호와 상기 증폭 왜곡신호 간의 위상차이가 일정하게 유지될 수 있도록 상기 왜곡신호 상쇄루프에 제어전압을 생성하여 인가하는 왜곡신호 상쇄 아날로그 제어기와; The distortion signal from which the main signal is removed is divided into an amplification distortion signal compensation path and an amplification distortion path, and the amplitudes of the distortion signal distributed through the amplification distortion signal compensation path and the amplitude of the amplification distortion signal amplified by the error amplifier in the amplification distortion path, respectively. A control voltage is applied to the distortion signal canceling loop so that the gain of the amplified distortion signal is fixed and converted into a signal voltage and compared with each other. The combined signal obtained by vectorizing the phases of the two signals is converted into a signal voltage. A distortion signal canceling analog controller for generating and applying a control voltage to the distortion signal canceling loop to maintain a constant phase difference between the distortion signal and the amplified distortion signal by comparing the amplitude with a fixed voltage;
상기 왜곡신호 상쇄 아날로그 제어기로부터 인가되는 제어전압에 따라 상기 왜곡신호 상쇄루프의 왜곡신호의 이득 및 위상을 제어하는 가변 감쇄기 및 가변 위상변환기와; A variable attenuator and a variable phase shifter for controlling the gain and phase of the distortion signal of the distortion signal cancellation loop according to a control voltage applied from the distortion signal cancellation analog controller;
상기 왜곡신호 상쇄 아날로그 제어기의 제어에 따라 상기 왜곡신호를 상기 주경로에 결합하여 상기 왜곡신호을 상쇄시키는 결합기로 이루어짐을 특징으로 하는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 제공한다. According to the control of the distortion signal canceling analog controller provides an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller, characterized in that for combining the distortion signal to the main path to cancel the distortion signal.
또한, 본 발명에 따른 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 있어서, 상기 주신호가 제거된 상기 왜곡신호의 위상을 제어하여, 상기 주경로의 증폭신호 중 왜곡신호가 가지는 역위상을 추적할 수 있도록, 온도센서에 의해 제어되는 온도보상 위상추적 아날로그 제어기를 더 구비함을 특징으로 하는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 제공한다. In addition, in the adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention, by controlling the phase of the distortion signal from which the main signal is removed, it is possible to track the reverse phase of the distortion signal of the amplified signal of the main path, An adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller, further comprising a temperature compensation phase tracking analog controller controlled by a sensor.
또한, 상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 입력신호를 주경로 및 보조경로로 분배하고, 상기 주경로 및 보조경로 상에 상기 입력신호에 대하여 주신호 상쇄루프 및 왜곡신호 상쇄루프로 이루어지는 두 개의 신호상쇄루프를 구성하여, 전력증폭기에서 증폭된 증폭신호 중, 주신호인 증폭된 입력신호는 상기 주신호 상쇄루프에서 상쇄되도록 하고, 증폭시 생성된 왜곡신호는 상기 왜곡신호 상쇄루프에서 증폭되고, 상쇄되어, 최종출력신호로써 상기 증폭된 입력신호만 남도록 하는 피드포워드 전력증폭기를 온도, 입력전력레벨 및 공급전압의 가변 작동조건에 대응하여 비선형성을 개선하는 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 선형화 방법에 있어서, In order to achieve the above object, the present invention distributes an input signal into a main path and an auxiliary path, and comprises a main signal canceling loop and a distortion signal canceling loop with respect to the input signal on the main path and the auxiliary path. By constructing two signal cancellation loops, among the amplified signals amplified by the power amplifier, the amplified input signal as a main signal is canceled in the main signal cancellation loop, and the distortion signal generated during amplification is amplified in the distortion signal cancellation loop. Linearization of an adaptive feedforward linear power amplifier that cancels and improves nonlinearity in response to variable operating conditions of temperature, input power level and supply voltage, so that only the amplified input signal remains as a final output signal In the method,
주신호 상쇄 아날로그 제어기를 이용하여 상기 주경로의 증폭신호와 상기 보조경로의 입력신호의 진폭을 각각 신호전압으로 변환하고 상호 비교하여, 상기 두 신호가 동일한 레벨을 유지하도록 두 신호의 레벨을 제어하며, 상기 두 신호의 위상을 상기 입력신호와 각각 비교한 상대위상데이터를 직류전압으로 변환하고 상호 비교하여, 상기 두 신호가 역위상을 유지하도록 두 신호의 위상을 제어하는 주신호 상쇄 아날로그 제어단계와; Using the main signal cancellation analog controller, the amplitude of the amplified signal of the main path and the amplitude of the input signal of the auxiliary path are respectively converted into signal voltages and compared with each other to control the levels of the two signals to maintain the same level. A main signal canceling analog control step of controlling phases of the two signals so that the two signals maintain an inverse phase by converting relative phase data of each of the two signals compared with the input signal to a DC voltage and comparing them with each other; ;
상기 주신호 상쇄 아날로그 제어에 따라 상기 주신호를 상쇄시키는 주신호 상쇄단계와; A main signal canceling step of canceling the main signal according to the main signal canceling analog control;
왜곡신호 상쇄 아날로그 제어기를 이용하여 상기 주신호가 제거된 왜곡신호를 증폭왜곡신호 보상경로와 증폭왜곡경로로 분배하고, 상기 증폭왜곡신호 보상경로로 분배된 왜곡신호와 상기 증폭왜곡경로에서 에러증폭기로 증폭된 증폭왜곡신호의 진폭을 각각 신호전압으로 변환 및 상호 비교하여, 상기 증폭 왜곡신호가 고정이득을 유지하도록 상기 왜곡신호의 레벨을 제어하며, 상기 두 신호의 위상을 벡터합성한 결합신호를 신호전압으로 변환하고 이를 고정전압과 진폭 비교하여, 상기 왜곡신호와 상기 증폭 왜곡신호 간의 위상차이를 일정하게 유지하도록 상기 왜곡신호의 위상을 제어하는 제어전압을 각각 생성하는 왜곡신호 상쇄 아날로그 제어단계와; The distortion signal cancellation analog signal is divided into an amplified distortion signal compensation path and an amplified distortion path by using the analog controller, and the amplified distortion signal and the amplified distortion signal are amplified by the error amplifier in the amplified distortion path. The amplitude of the amplified distortion signal is converted into a signal voltage and compared with each other. The level of the distortion signal is controlled so that the amplified distortion signal maintains a fixed gain, and the combined signal obtained by vector combining the phases of the two signals is a signal voltage. A distortion signal canceling analog control step of generating a control voltage for controlling the phase of the distortion signal so as to maintain the phase difference between the distortion signal and the amplified distortion signal by converting the amplitude into a fixed voltage and comparing the amplitude with the fixed voltage;
상기 왜곡신호 상쇄 아날로그 제어단계에 따라 상기 왜곡신호를 상쇄시키는 왜곡신호 상쇄단계로 이루어짐을 특징으로 하는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형화 방법을 제공한다. According to the distortion signal canceling analog control step, a distortion signal canceling step of canceling the distortion signal is provided.
또한, 본 발명에 따른 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 선형화 방법에 있어서, 상기 주신호 상쇄단계 수행 후, 상기 주신호가 제거된 상기 왜곡신호의 위상을 온도센서에 의해 제어되는 온도보상 위상추적 아날로그 제어기를 이용하여, 상기 주경로의 증폭신호 중 왜곡신호가 가지는 역위상을 추적토록 하는 온도보상 위상추적단계를 더 구비함을 특징으로 하는 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형화 방법을 제공한다. In addition, in the linearization method of the adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention, after performing the main signal canceling step, a temperature compensation phase tracking analog controller controlling the phase of the distortion signal from which the main signal is removed by a temperature sensor The present invention provides an adaptive feedforward linearization method using an analog controller, further comprising a temperature compensation phase tracking step of tracking an inverse phase of a distortion signal of the amplified signal of the main path.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성 요소들에 한해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 그리고 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. First of all, in adding reference numerals to the components of each drawing, it should be noted that the same components have the same reference numerals as much as possible even if they are displayed on different drawings. Detailed descriptions of well-known functions and configurations that are determined to unnecessarily obscure the subject matter of the present invention will be omitted.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 블록구성도로서, 도 1을 참조하여 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기(100)를 상세히 설명한다. FIG. 1 is a block diagram of an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to an exemplary embodiment of the present invention. Referring to FIG. 1, an adaptive feedforward linear power amplifier 100 using an analog controller according to the present invention is described. ) In detail.
본 발명은 작동조건들을 적응적으로 가변시키기 위하여 회로의 매개변수를 조정함으로써 왜곡신호를 저감시키는 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형화 방법을 제공한다. The present invention provides an analog control adaptive feedforward linearization method that reduces the distortion signal by adjusting the parameters of the circuit to adaptively vary the operating conditions.
도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기(100)는 크게 주신호 상쇄루프(Main signal cancellation Loop, ML)와 왜곡신호 상쇄루프(Distortion signal cancellation Loop, DL)로 구성된다. 주신호 상쇄루프(ML)에 있어서, 전력증폭기의 신호를 입력하기 위하여 두 개의 주신호 제거기 입력경로(SP1, SP2)신호들의 진폭 및 상대 위상이 상호 비교되어, 주신호가 주신호 제거기(135)의 출력포트에서 상쇄될 수 있도록 제어된다. As shown, the analog control adaptive feedforward linear power amplifier 100 according to the present invention is composed of a main signal cancellation loop (ML) and a distortion signal cancellation loop (DL). do. In the main signal cancellation loop ML, amplitudes and relative phases of the two main signal eliminator input paths SP1 and SP2 are compared with each other to input a signal of the power amplifier, so that the main signal of the main signal canceler 135 is compared. Controlled to be canceled at the output port.
왜곡신호 상쇄루프(DL)에서, 상기 주신호 제거기(135) 출력포트의 왜곡신호들은 왜곡신호가 최종포트에서 상쇄될 수 있도록 고정 이득 및 위상을 가질 수 있도록 계속하여 제어된다.In the distortion signal canceling loop DL, the distortion signals of the output signal of the main signal remover 135 are continuously controlled to have a fixed gain and phase so that the distortion signal can be canceled at the last port.
일반적으로 피드포워드 선형전력증폭기의 기본적인 구조는 두 개의 신호상쇄루프(ML, DL)로 구성된다. 증폭기 출력 신호들이 증폭된 입력신호 및 왜곡신호의 합이라는 가정 하에, 증폭된 입력신호는 주신호 상쇄루프(ML)에서 상쇄되며, 왜곡신호만을 남기게 된다. In general, the basic structure of a feedforward linear power amplifier consists of two signal cancellation loops (ML, DL). Under the assumption that the amplifier output signals are the sum of the amplified input signal and the distortion signal, the amplified input signal is canceled in the main signal cancellation loop ML, leaving only the distortion signal.
왜곡신호 상쇄루프(DL)에서 왜곡신호는 증폭되고, 피드포워드 선형전력증폭기의 출력포트에서 상쇄되어, 최종 출력신호로써 증폭된 입력신호만을 남기게 된다. In the distortion signal cancellation loop DL, the distortion signal is amplified and canceled at the output port of the feedforward linear power amplifier, leaving only the input signal amplified as the final output signal.
이론적으로는 피드포워드 구조가 완전하게 왜곡 없는 출력신호를 제공할 수 있다 할지라도, 실제적으로 구현 가능한 출력신호는 진폭의 불균형, 루프들을 구성하는 각 경로신호의 위상 및 지연시간에 의존한다.Theoretically, although the feedforward structure can provide a completely distortion-free output signal, the practically feasible output signal depends on the amplitude imbalance, the phase and delay time of each path signal constituting the loops.
도 1에 도시된 바와 같이, 입력신호는 입력신호 분배기(105), 제1 가변 감쇄기(120), 제1 가변 위상변환기(115) 및 메인증폭기(120)를 통과한다. 상기 메인증폭기(140)의 출력포트에서 증폭된 입력신호 및 왜곡신호가 추출되며, 출력신호의 일부는 주신호 제거기(135)와 연결된다. As shown in FIG. 1, an input signal passes through an input signal divider 105, a first variable attenuator 120, a first variable phase converter 115, and a main amplifier 120. An input signal and a distortion signal amplified by the output port of the main amplifier 140 are extracted, and a part of the output signal is connected to the main signal remover 135.
한편, 상기 입력신호 분배기(105)에서 분배된 입력신호는 주신호 제거기 입력경로 시간지연라인(130)을 경유하여, 상기 주신호 제거기(135)로 연결된다. 상기 주신호 제거기(135)에서 두 개의 지연경로(SP1, SP2)신호들 중 하나는 주신호 제거기 제1 입력경로신호 분배기(205)에 의하여 분배되어 제1 RF스위치(215)를 경유한다. 그리고, 다른 하나의 신호는 주신호 제거기 제2 입력경로신호 분배기(210)에 의해 상기 제1 RF스위치(215)를 경유한다.The input signal distributed by the input signal splitter 105 is connected to the main signal remover 135 via the main signal remover input path time delay line 130. One of the two delay paths SP1 and SP2 signals in the main signal remover 135 is distributed by the main signal remover first input path signal splitter 205 and passes through the first RF switch 215. The other signal is passed through the first RF switch 215 by the main signal canceller second input path signal splitter 210.
상기 제1 RF스위치(215)는 클록신호를 제어하여 상기 두 개의 경로(SP1, SP2) 중 한 개의 경로를 연결할 수 있다. 상기 제1 RF스위치(215)의 출력신호는 제1 경로신호 분배기(220)에 의하여 분배되고, 그 중 하나의 신호는 제1 전압검출기(230)에 의하여 신호전압으로 변환된다. The first RF switch 215 may control one of the two paths SP1 and SP2 by controlling a clock signal. The output signal of the first RF switch 215 is distributed by the first path signal divider 220, and one of the signals is converted into a signal voltage by the first voltage detector 230.
상기 제1 전압검출기(230)에서 변환된 신호전압은 제1 진폭비교기(235)의 입력포트 중 하나와 연결된다. 만약 상기 제1 RF스위치(215)가 클록신호를 제어하여 다른 경로로 변경하면, 다른 경로의 신호가 신호전압으로 변환된다. 따라서, 이로부터 상기 제1 진폭비교기(235)에서 상기 주신호 제거기(135)에서의 두 개의 경로신호에 대한 진폭 데이터가 얻어진다. The signal voltage converted by the first voltage detector 230 is connected to one of the input ports of the first amplitude comparator 235. If the first RF switch 215 controls the clock signal to change to another path, the signal of the other path is converted into a signal voltage. Accordingly, amplitude data of two path signals of the main signal canceller 135 in the first amplitude comparator 235 are obtained therefrom.
상기 제1 진폭비교기(235)는 상기 주신호 제거기(135)에서 상기 두 개의 경로(SP1, SP1)의 신호전압이 일치될 수 있도록 제1 가변 감쇄기(110)의 제어전압 V A 1 을 만든다. 상기 제1 진폭비교기(235)는 반전 증폭기(Inverting Amplifier) 및 연산 증폭기(Operational Amplifier)로 구현되는 적분기(Integrator)로 구성된다.The first amplitude comparator 235 generates the control voltage V A 1 of the first variable attenuator 110 so that the signal voltages of the two paths SP1 and SP1 can be matched in the main signal remover 135. The first amplitude comparator 235 is composed of an integrator implemented as an inverting amplifier and an operational amplifier.
상기 제1 경로신호 분배기(220)의 다른 출력신호는 IQ(In-phase/Quadrature-phase)복조기(Demodulator)(240)의 RF포트에 인가되며, 상기 입력신호 분배기(245)로부터 분배된 입력신호의 일부는 상기 IQ복조기(240)의 LO포트에 연결된다. The other output signal of the first path signal divider 220 is applied to an RF port of an in-phase / quadrature-phase demodulator 240 and an input signal distributed from the input signal divider 245. A portion of is connected to the LO port of the IQ demodulator 240.
상기 IQ복조기(240)에서는 LO 및 RF포트의 주파수들이 동일하기 때문에, 상기 IQ복조기(240)의 출력들은 LO 및 RF포트 신호 사이의 상대 위상 데이터를 의미하는 동상(In-phase) 및 직각위상(Quadrature-phase) 직류전압이 된다. Since the frequencies of the LO and RF ports are the same in the IQ demodulator 240, the outputs of the IQ demodulator 240 are in-phase and quadrature phases (meaning relative phase data between the LO and RF port signals). Quadrature-phase) Direct current voltage.
따라서, 제1 RF스위치(215)의 연결경로에 따라 상기 주신호 제거기(135)에서의 두 개의 경로신호의 위상 데이터가 위상비교기(Phase Comparator)(260)에서 얻어 질 수 있다. 상기 위상비교기(260)는 두 개의 진폭비교기로 구성되며, 상기 주신호 제거기(135)에서 두 개의 경로신호의 위상이 상반될 수 있도록 제1 가변 위상변환기(115)의 제어전압 VΦ1을 생성한다.Accordingly, phase data of two path signals in the main signal remover 135 may be obtained by a phase comparator 260 according to the connection path of the first RF switch 215. The phase comparator 260 is composed of two amplitude comparators, and generates the control voltage V Φ 1 of the first variable phase shifter 115 so that the phases of the two path signals are reversed in the main signal remover 135. .
도 2는 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 적용되는 IQ복조기 및 위상비교기의 블록구성도이다. 2 is a block diagram of an IQ demodulator and a phase comparator applied to an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to the present invention.
도시된 바와 같이, 입력단으로부터 입력되는 입력신호는 상기 IQ복조기(240)의 LO단에, 제1 RF스위치(215)으로부터 입력되는 신호는 RF단에 각각 입력되며, IF단에서 상기 두 입력신호들 간의 상대 위상정보로서 VI와 VQ가 출력된다.As shown, the input signal input from the input terminal is input to the LO terminal of the IQ demodulator 240, the signal input from the first RF switch 215 is input to the RF terminal, respectively, the two input signals at the IF terminal V I and V Q are output as relative phase information.
상기 두 입력신호들 간의 상대 위상정보는 스위치(250) 및 스위치(255)를 거쳐 각각 커패시터 C3 및 C5에 충전된다. 또한, 클럭발생기의 신호값에 따라 주경로 신호의 위상정보가 상기 커패시터 C4 및 C6에 저장된다. The relative phase information between the two input signals is charged in the capacitors C3 and C5 via the switch 250 and the switch 255, respectively. In addition, the phase information of the main path signal is stored in the capacitors C4 and C6 according to the signal value of the clock generator.
일반적으로, 가변 감쇄기의 위상은 감쇄레벨이 변화될 때 변하지만, 본 발명에서 사용된 감쇄기의 위상변화는 감쇄에 대하여 최소화된다. In general, the phase of the variable attenuator changes when the attenuation level changes, but the phase change of the attenuator used in the present invention is minimized with respect to the attenuation.
본 발명에 따른 상기 제1 가변 감쇄기(110)에는 감쇄기용 PIN 다이오드가 사용되며, 외부개방 스터브 전송라인은 위상 변화를 일으키는 PIN 다이오드의 내부 기생요소들을 보상한다. 특히, 본 발명에 따른 가변 감쇄기는 우수한 반사계수를 위하여 반사형이 사용된다. In the first variable attenuator 110 according to the present invention, a PIN diode for attenuator is used, and an external open stub transmission line compensates for internal parasitic elements of the PIN diode causing a phase change. In particular, the variable attenuator according to the present invention uses a reflection type for excellent reflection coefficient.
한편, 상기 주신호 상쇄루프(ML)의 두 개의 경로신호가 유사한 주파수 스펙트럼을 가지기 때문에 상기 주신호 상쇄루프(ML)에서의 직접 주파수 스펙트럼 비교는 가능하지만, 상기 왜곡신호 상쇄루프(DL)에서는 두 개 경로의 주파수 스펙트럼이 유사하지 않기 때문에 상기 왜곡신호 상쇄루프(DL)에서의 주파수 스펙트럼 비교는 매우 어렵다. On the other hand, since two path signals of the main signal cancellation loop ML have a similar frequency spectrum, direct frequency spectrum comparison in the main signal cancellation loop ML is possible, but in the distortion signal cancellation loop DL, Since the frequency spectrum of the two paths is not similar, it is very difficult to compare the frequency spectrum in the distortion signal cancellation loop DL.
주신호 시간지연라인(170)의 출력포트에서의 신호들은 증폭된 입력신호 및 왜곡신호의 합이지만, 상기 주신호 제거기(135)를 통과하는 신호는 단지 왜곡신호이다. 따라서, 상기 왜곡신호 상쇄루프(DL)에서의 두개의 경로 신호의 직접 비교는 왜곡신호를 상쇄시키기엔 불가능하다. The signals at the output port of the main signal time delay line 170 are the sum of the amplified input signal and the distortion signal, but the signal passing through the main signal canceller 135 is only a distortion signal. Therefore, the direct comparison of the two path signals in the distortion signal cancellation loop DL is impossible to cancel the distortion signal.
그러나, 만약 두개의 경로왜곡신호의 동일레벨 및 역위상을 얻기 위하여 가변적인 작동 조건에도 불구하고 두 개의 경로신호가 고정 이득 및 위상을 유지할 수 있다면, 왜곡신호는 상쇄될 수 있다. However, if the two path signals can maintain a fixed gain and phase despite variable operating conditions to obtain the same level and antiphase of the two path distortion signals, the distortion signal can be canceled out.
일반적으로, 지연라인의 삽입손실특징은 거의 상수이지만, 위상특징은 작동온도로 인하여 변한다. 따라서, 온도센서(145)에 의해 제어되는 제3 가변 위상변환기(140)를 이용하여 왜곡신호의 위상은 주경로의 왜곡신호가 가지는 역위상을 추적한다. In general, the insertion loss characteristic of the delay line is almost constant, but the phase characteristic changes due to the operating temperature. Accordingly, the phase of the distortion signal tracks the inverse phase of the distortion signal of the main path by using the third variable phase converter 140 controlled by the temperature sensor 145.
상기 주신호 제거기(135)의 출력포트에서의 신호는 제2 경로신호 분배기(150), 제2 가변 감쇄기(155), 제2 가변 위상변환기(160) 및 에러증폭기(165)를 경유한다. 대개의 증폭 왜곡신호는 제2 결합기(175)와 연결되며, 그 중 일부는 경로왜곡신호 분배기(305)를 거쳐 제4 경로신호 분배기(310)와 연결되고, 자동레벨제어기(ALC; Automatic Level Controller)(340) 및 제2 RF스위치(315)를 경유한다. The signal at the output port of the main signal remover 135 passes through the second path signal divider 150, the second variable attenuator 155, the second variable phase converter 160, and the error amplifier 165. Most of the amplified distortion signals are connected to the second combiner 175, some of which are connected to the fourth path signal divider 310 via the path distortion signal divider 305, and an automatic level controller (ALC). Via 340 and the second RF switch 315.
상기 제2 결합기(175)는 10dB 커플러(Coupler)로서, 상기 메인증폭기(120) 및 상기 에러증폭기(165)의 출력포트에서의 출력신호를 결합한다. The second coupler 175 is a 10 dB coupler, and combines an output signal at an output port of the main amplifier 120 and the error amplifier 165.
상기 주신호 제거기(135) 신호 역시 다른 자동레벨제어기(340) 및 상기 제2 RF스위치(315)와 연결된다. 제2 RF스위치(315)의 출력신호는 신호전압으로 변화되며, 상기 신호전압들은 제2 진폭비교기(330)에서 비교된다. The main signal remover 135 signal is also connected to another automatic level controller 340 and the second RF switch 315. The output signal of the second RF switch 315 is changed into a signal voltage, and the signal voltages are compared in the second amplitude comparator 330.
이에 따라, 상기 에러증폭기(165)의 이득이 작동조건에 따라 변하면, 상기 제2 진폭비교기(330)는 고정 이득이 유지될 수 있도록 제2 이득 감쇄기(155)의 감쇄전압 V A 2를 제어한다.Accordingly, when the gain of the error amplifier 165 changes according to an operating condition, the second amplitude comparator 330 controls the attenuation voltage V A 2 of the second gain attenuator 155 to maintain a fixed gain. .
상기 주신호 제거기(135) 및 상기 에러증폭기(165)의 출력신호의 일부는 자동레벨제어기(340)를 통과하며, 전력합성기(345)에서 벡터합성되어, 제3 전압검출기(350)에서 검출전압으로 변환된다. 상기 자동레벨제어기(340)가 저 위상변환 감쇄기 및 검출기로 구성되기 때문에, 자동레벨제어 프로세스에서는 위상변화가 거의 없다. Some of the output signals of the main signal remover 135 and the error amplifier 165 pass through the automatic level controller 340 and are vector synthesized in the power synthesizer 345 to detect the detected voltage in the third voltage detector 350. Is converted to. Since the automatic level controller 340 is composed of a low phase shift attenuator and a detector, there is almost no phase change in the automatic level control process.
상기 전력합성기(345)에서의 결합신호의 레벨은 입력신호 사이의 위상차이 만큼 다르다. 따라서, 결합신호의 검출전압 역시 다르다. 즉, 검출전압은 입력 및 출력신호 사이에서의 위상차이를 나타낸다. 만약, 제3 진폭비교기(360)가 검출전압과 고정전압을 비교하고, 제2 가변 위상변환기(160)의 전압 VΦ2를 제어한다면, 증폭 왜곡경로의 위상은 일정하게 유지된다.The level of the combined signal in the power synthesizer 345 differs by the phase difference between the input signals. Therefore, the detection voltage of the combined signal is also different. In other words, the detection voltage represents the phase difference between the input and output signals. If the third amplitude comparator 360 compares the detected voltage with the fixed voltage, and controls the voltage V phi 2 of the second variable phase converter 160, the phase of the amplifying distortion path is kept constant.
도 3에 본 발명의 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 적용되는 위상제어기(355)의 제어기법을 도시하였다. 3 illustrates a control method of the phase controller 355 applied to the adaptive feedforward linear power amplifier using the analog controller of the present invention.
도시된 바와 같이, 같은 주파수 성분을 갖는 RF신호들이 동위상 전력합성기(345)에서 벡터적으로 합성되며, 벡터합성에 의하여 출력되는 결합신호는 제3 전압검출기(350)에서 DC값으로 변환 출력된다. As shown, RF signals having the same frequency component are synthesized in a vector in the in-phase power synthesizer 345, and the combined signal output by the vector synthesis is converted into a DC value in the third voltage detector 350. .
즉, 상기 전력합성기(345)의 입력단에 인가되는 동일 진폭의 RF신호들의 상대 위상차가 0이면 한 입력단에서 인가된 신호진폭의 2배로 출력되며, RF신호들의 상대적 위상차가 180이면 출력되는 신호가 없게 된다. 따라서, 입력되는 동일진폭의 RF신호들의 상대 위상차가 이면 상기 전력합성기(345)는 입력되는 RF신호들이 벡터적으로 합성된 신호를 출력하게 된다. That is, when the relative phase difference between the RF signals of the same amplitude applied to the input terminal of the power synthesizer 345 is 0, the signal is output at twice the amplitude of the signal applied by one input terminal. When the relative phase difference between the RF signals is 180, there is no signal to be output. do. Therefore, when the relative phase difference between the RF signals of the same amplitude is input, the power synthesizer 345 outputs a signal obtained by vectorly combining the input RF signals.
본 발명의 선형화 방법의 정당성을 확인하기 위하여, IMT-1350 기지국 전송대역에서 작동하는 프로토타입 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 제조하였다. 상기 메인증폭기(140)의 라인-업은 Mini-Circuits의 ERA-5SM과 Motorola의 MHL-21336이고, 상기 메인증폭기(140)의 이득 및 P1dB는 47± 0.1dB 및 34.7dBm이다.To verify the validity of the linearization method of the present invention, a prototype analog controlled adaptive feedforward linear power amplifier operating in the IMT-1350 base station transmission band was fabricated. The line-up of the main amplifier 140 is ERA-5SM of Mini-Circuits and MHL-21336 of Motorola. The gain and P 1dB of the main amplifier 140 are 47 ± 0.1dB and 34.7dBm.
상기 에러증폭기(350)의 라인-업은 두 개의 ERA-5SM 및 Motorola의 MHL-21336이고, 이득은 53± 0.1dB이다. 저 위상변환 가변 감쇄기는 20dB의 동작 입력 레벨 변화에 대하여 ± 0.15°미만의 위상 변화를 일으킨다. The line-up of the error amplifier 350 is two ERA-5SM and Motorola's MHL-21336, with a gain of 53 ± 0.1 dB. The low phase shift variable attenuator produces a phase change of less than ± 0.15 ° for a 20dB operating input level change.
사용된 PIN 다이오드는 HP의 HSMP-4810이고, 가변 위상변환기는 우수한 반사특성을 위하여 반사형으로 구현되며, 12V 의 동작 전압 변화에 의해 55°의 위상 변화를 얻는다. 사용된 버랙터 다이오드(Varactor Diode)는 Sony의 1T362이다. The PIN diode used is HP's HSMP-4810, and the variable phase shifter is implemented as a reflection type for excellent reflection characteristics, and a phase change of 55 ° is obtained by changing the operating voltage of 12V. The varactor diode used is Sony's 1T362.
또한, 중심주파수가 2140MHz인 IS-95 CDMA 3FA 기지국 전송신호가 입력신호로써 사용되는데, 도 4에 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 평균 출력전력레벨 18.3dBm 에서 주신호의 상쇄결과를 나타내었다. In addition, an IS-95 CDMA 3FA base station transmission signal having a center frequency of 2140 MHz is used as an input signal. In FIG. 4, a result of canceling the main signal at an average output power level of 18.3 dBm of the analog control adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention. Indicated.
또한, 도 5는 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 출력전력레벨 및 운용주파수에 따른 주신호의 상쇄결과를 나타낸 도면으로서, 평균 출력전력범위 15.2~25.6dBm에 대하여 19.4~34.1dB의 주신호 상쇄가 얻어진다. 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기를 이용하여 20.8dB의 인접채널전력비가 개선되었다. 5 is a diagram showing a result of canceling the main signal according to the output power level and the operating frequency of the analog control adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention, 19.4 ~ 34.1dB for the average output power range of 15.2 ~ 25.6dBm The main signal cancellation of is obtained. The adjacent channel power ratio of 20.8 dB is improved by using the analog control adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention.
또한, 도 6은 본 발명에 따른 적응형 선형화를 수행한 경우와 수행하지 않은 경우, 평균 출력전력레벨 23.38dBm 에서 인접채널전력비의 개선결과를 비교한 도면이고, 도 7은 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 출력전력레벨 및 운용주파수에 따른 최종포트에서의 인접채널전력비의 개선결과를 도시한 도면으로서, 도시된 바와 같이 인접채널전력비가 6~20.8dB 개선되었으며, 작동주파수가 2130MHz 및 2150MHz로 변할 때, 유사한 주신호 상쇄 및 인접채널전력비의 개선특징이 얻어진다. 6 is a view comparing the improvement result of the adjacent channel power ratio at the average output power level of 23.38dBm with and without adaptive linearization according to the present invention, and FIG. 7 is analog control according to the present invention. This figure shows the improvement of the adjacent channel power ratio in the final port according to the output power level and operating frequency of the adaptive feedforward linear power amplifier. As shown, the adjacent channel power ratio is improved by 6 ~ 20.8dB and the operating frequency is improved. When changing to 2130 MHz and 2150 MHz, similar main signal cancellation and improved characteristics of the adjacent channel power ratio are obtained.
역시, 1.25MHz 스페이싱을 갖는 IS-95 CDMA 3FA는 중앙 주파수가 2140MHz인 곳에서 피드포워드 선형전력증폭기로 테스트한 결과, 인접채널전력비 개선은 평균 출력전력 24.6dBm에서 21dB이고, 출력전력범위에 대하여 인접채널전력비 개선은 5.6~21.4dB이며, 이를 도 8 및 도 9에 도시하였다. Also, the IS-95 CDMA 3FA with 1.25MHz spacing was tested with a feedforward linear power amplifier where the center frequency was 2140MHz, and the adjacent channel power ratio improvement was 21dB at an average output power of 24.6dBm and adjacent to the output power range. The channel power ratio improvement is 5.6-21.4 dB, which is illustrated in FIGS. 8 and 9.
도 8은 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 IS-95 CDMA 3FA를 적용한 경우, 평균 출력전력레벨 24.5dBm 에서 인접채널전력비의 개선결과를 나타낸 도면이고, 도 9는 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 IS-95 CDMA 3FA를 적용한 경우, 출력전력레벨에 따른 최종포트에서의 인접채널전력비의 개선결과를 도시한 도면이다. 8 is a diagram showing an improvement of an adjacent channel power ratio at an average output power level of 24.5 dBm when the IS-95 CDMA 3FA is applied to an analog control adaptive feedforward linear power amplifier according to the present invention. In the case of applying the IS-95 CDMA 3FA to the analog control adaptive feedforward linear power amplifier, the result of the improvement of the adjacent channel power ratio at the last port according to the output power level is shown.
상술한 바와 같이, 본 발명은 주신호 상쇄루프의 주신호 제거기에서 두 개의 경로신호의 진폭 및 위상이 비교되고, 주신호를 상쇄시키기 위하여 상기 두 개의 경로신호가 상호 제어된다. 왜곡신호 상쇄루프에서는 각 경로의 이득 및 위상이 일정하게 유지되도록 제어되며, 이에 따라 두 개의 경로왜곡신호의 동일레벨 및 역위상이 얻어진다. As described above, in the present invention, the amplitude and phase of two path signals in the main signal canceller of the main signal canceling loop are compared, and the two path signals are mutually controlled to cancel the main signals. In the distortion signal cancellation loop, the gain and phase of each path are controlled to be kept constant, thereby obtaining the same level and antiphase of the two path distortion signals.
따라서, 본 발명은 전력증폭기의 가변적인 작동조건들에 대하여 안정적인 전력효율 및 선형성을 유지할 수 있는 새로운 아날로그 제어 적응형 피드포워드 증폭 선형화기 및 이를 적용한 전력증폭기를 제공한다. Accordingly, the present invention provides a novel analog controlled adaptive feedforward amplification linearizer capable of maintaining stable power efficiency and linearity for variable operating conditions of a power amplifier and a power amplifier using the same.
또한, 본 발명에서는 전력증폭기 출력단 분배기를 10dB로 실험하였지만, 본 발명의 다른 실시 예에서 루즈-커플링(Loose-Coupling) 분배기가 적용된다면, 본 발명에 따른 아날로그 제어 적응형 피드포워드 증폭 선형화 방법은 고전력 증폭기에 적용될 수 있다. In addition, although the power amplifier output stage divider was experimented with 10 dB in the present invention, if a loose-coupling divider is applied in another embodiment of the present invention, the analog control adaptive feedforward amplification linearization method according to the present invention It can be applied to high power amplifier.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예를 들어 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.On the other hand, in the detailed description of the present invention has been described with reference to specific embodiments, of course, various modifications are possible without departing from the scope of the invention. Therefore, the scope of the present invention should not be limited to the described embodiments, but should be defined not only by the scope of the following claims, but also by the equivalents of the claims.
상술한 바와 같이 본 발명은 전력효율 및 선형성 사이의 조화를 고려하여 왜곡신호를 감소시킴으로써 전력증폭기의 비선형성을 개선시킬 수 있는 효과가 있다. As described above, the present invention has the effect of improving the nonlinearity of the power amplifier by reducing the distortion signal in consideration of the balance between power efficiency and linearity.
또한, 본 발명은 전력증폭기의 가변적인 작동조건들에 대하여 안정적인 전력효율 및 선형성을 유지할 수 있는 효과가 있다. In addition, the present invention has the effect of maintaining a stable power efficiency and linearity for the variable operating conditions of the power amplifier.
도 1은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 블록구성도, 1 is a block diagram of an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to an embodiment of the present invention;
도 2는 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 적용되는 IQ복조기의 블록구성도, 2 is a block diagram of an IQ demodulator applied to an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to a preferred embodiment of the present invention;
도 3은 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기에 적용되는 위상제어기의 구성과 벡터합성특성을 도시한 도면, 3 is a diagram illustrating the configuration and vector synthesis characteristics of a phase controller applied to an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to an embodiment of the present invention;
도 4는 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 평균출력전력레벨 18.3dBm 에서 주신호의 상쇄결과를 나타낸 도면, 4 is a view showing a cancellation result of a main signal at an average output power level of 18.3 dBm of an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to the present invention;
도 5는 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 선형전력증폭기의 출력전력레벨 및 운용주파수에 따른 주신호의 상쇄결과를 나타낸 도면, 5 is a diagram illustrating a result of canceling a main signal according to an output power level and an operating frequency of an adaptive feedforward linear power amplifier using an analog controller according to the present invention;
도 6은 본 발명에 따른 적응형 선형화를 수행한 경우와 수행하지 않은 경우, 평균출력전력레벨 23.38dBm 에서 인접채널전력비의 개선결과를 비교한 도면, 6 is a view comparing the results of improvement of the adjacent channel power ratio at the average output power level of 23.38 dBm with and without adaptive linearization according to the present invention;
도 7은 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 증폭기의 출력전력레벨 및 운용주파수에 따른 최종포트에서의 인접채널전력비의 개선결과를 도시한 도면, 7 is a view showing an improvement result of an adjacent channel power ratio at a final port according to an output power level and an operating frequency of an adaptive feedforward amplifier using an analog controller according to the present invention;
도 8은 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 증폭기에 IS-95 CDMA 3FA를 적용한 경우, 평균출력전력레벨 24.5dBm 에서 인접채널전력비의 개선결과를 나타낸 도면, 8 is a diagram showing an improvement of an adjacent channel power ratio at an average output power level of 24.5 dBm when the IS-95 CDMA 3FA is applied to an adaptive feedforward amplifier using an analog controller according to the present invention;
도 9는 본 발명에 따른 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 증폭기에 IS-95 CDMA 3FA를 적용한 경우, 출력전력레벨에 따른 최종포트에서의 인접채널전력비의 개선결과를 도시한 도면. 9 is a view showing an improvement of the adjacent channel power ratio at the last port according to the output power level when the IS-95 CDMA 3FA is applied to the adaptive feedforward amplifier using the analog controller according to the present invention.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on the main parts of the drawings
100: 아날로그 제어기를 이용한 적응형 피드포워드 증폭기100: Adaptive Feedforward Amplifier Using Analog Controller
105: 입력신호 분배기 110: 제1 가변 감쇄기105: input signal divider 110: first variable attenuator
115: 제1 가변 위상변환기 120: 메인증폭기115: first variable phase converter 120: main amplifier
125: 제1 결합기125: first coupler
130: 주신호 제거기 입력경로 시간지연라인130: main signal canceller input path time delay line
135: 주신호 제거기 140: 제3 가변 위상변환기135: main signal canceller 140: third variable phase shifter
145: 온도센서 150: 제2 경로신호 분배기145: temperature sensor 150: second path signal distributor
155: 제2 가변 감쇄기 160: 제2 가변 위상변환기155: second variable attenuator 160: second variable phase shifter
165: 에러증폭기 170: 주신호 시간지연라인165: error amplifier 170: main signal time delay line
175: 제2 결합기175: second coupler
205: 주신호 제거기 제1 입력경로신호 분배기205: main signal canceller first input path signal splitter
210: 주신호 제거기 제2 입력경로신호 분배기210: main signal canceller second input path signal splitter
215: 제1 RF스위치 220: 제1 경로신호 분배기215: first RF switch 220: first path signal distributor
225, 250, 255, 320: 스위치 230: 제1 전압검출기225, 250, 255, 320: switch 230: first voltage detector
235, 330, 360: 진폭비교기 240: IQ 복조기235, 330, 360: amplitude comparator 240: IQ demodulator
245: 국부발진신호 분배기 260: 위상비교기245: local oscillation signal splitter 260: phase comparator
305: 경로왜곡신호 분배기 310: 제4 경로신호 분배기305: path distortion signal distributor 310: fourth path signal distributor
315: 제2 RF스위치 325: 제2 전압검출기315: second RF switch 325: second voltage detector
335: 제3 경로신호 분배기 340: 자동레벨제어기335: third path signal distributor 340: automatic level controller
345: 전력합성기 350: 제3 전압검출기345: power synthesizer 350: third voltage detector
355: 위상제어기355: phase controller
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