KR100476120B1 - Cdma무선통신시스템용가입자유니트 - Google Patents

Cdma무선통신시스템용가입자유니트 Download PDF

Info

Publication number
KR100476120B1
KR100476120B1 KR10-1998-0709800A KR19980709800A KR100476120B1 KR 100476120 B1 KR100476120 B1 KR 100476120B1 KR 19980709800 A KR19980709800 A KR 19980709800A KR 100476120 B1 KR100476120 B1 KR 100476120B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
code
signal
generate
phase
stream
Prior art date
Application number
KR10-1998-0709800A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20000016230A (ko
Inventor
요셉 피. 오덴왈더
유-첸 조우
에드워드 지. 주니어 티드만
Original Assignee
콸콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 콸콤 인코포레이티드 filed Critical 콸콤 인코포레이티드
Priority to KR10-1998-0709800A priority Critical patent/KR100476120B1/ko
Publication of KR20000016230A publication Critical patent/KR20000016230A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100476120B1 publication Critical patent/KR100476120B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0059—Convolutional codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H04B7/2628—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA]
    • H04B7/264—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using code-division multiple access [CDMA] or spread spectrum multiple access [SSMA] for data rate control
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/16—Code allocation
    • H04J13/18—Allocation of orthogonal codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/08—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by repeating transmission, e.g. Verdan system
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70701—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation featuring pilot assisted reception
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/0022—PN, e.g. Kronecker
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J13/004—Orthogonal
    • H04J13/0048—Walsh

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 일 세트의 개별적으로 이득 조절된 가입자 채널이 직교 파형 기간당 소수의 PN 확산 칩을 가지는 일 세트의 직교 가입자 코드(Wi)의 사용에 의해 형성되는 고속 CDMA 무선 통신 방법 및 장치에 관한 것이다. 전송 채널중 하나를 통해 전송될 데이터는 낮은 코드 속도 에러 정정 엔코딩(134)되고, 부채널 코드중 하나로 변조되기 전에 순차 반복되고, 이득 조절(152,154,156,158)되고, 다른 부채널 코드를 이용하여 변조된 데이터와 합산(160)된다. 합산된 데이터는 사용자 롱 코드 및 의사잡음 확산 코드(PN 코드)를 이용하여 변조되고 전송을 위해 업컨버팅된다.

Description

CDMA 무선 통신 시스템용 가입자 유니트{SUBSCRIBER UNIT FOR CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 높은 데이터 속도 CDMA 무선 통신을 위한 신규하고 개선된 장치 및 방법에 관한 것이다.
셀룰러, 위성 및 포인트 대 포인트 통신 시스템을 포함한 무선 통신 시스템은 두 개의 시스템 사이에서 데이터를 전송하기 위하여 변조된 무선 주파수(RF) 신호로 이루어진 무선 링크를 사용한다. 무선 링크의 이용은 유선 통신 시스템에 비하여 증대된 이동성 및 감소된 하부구조의 조건등 여러 가지 이유에서 바람직하다. 무선 링크를 사용할 때의 단점중 하나는 제한된 크기의 가용 RF 대역폭에 의해 통신 용량이 제한된다는 것이다. 이러한 제한된 통신 용량은 부가 유선 접속에 의하여 추가 용량이 설치될 수 있는 유선 통신과는 대조된다.
RF 대역폭의 제한된 속성 때문에 여러 가지 신호 처리 기술이 개발되어 무선 통신 시스템이 가용 RF 대역폭을 이용하는 효율을 증가시켜왔다. 이와 같이 대역폭을 효율적으로 이용하는 신호 처리 기술중 가장 널리 사용되는 예는 전기통신 산업 협회(TIA)에서 공표되고 주로 셀룰러 통신 시스템에서 사용되는 에어 인터페이스 표준상의 IS-95 및 이로부터 파생된 예를 들면 IS-95-A와 같은 것(이하에서는 공통적으로 IS-95 표준이라함)이다. IS-95 표준은 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 신호 변조 기술과 결합하여 동일 RF 대역폭 상에서 동시에 다중 통신을 수행하도록 한다. 전반적인 전력 제어와 결합하여 동일 대역폭을 통해 다중 통신을 수행하는 것은 무엇보다도 다른 무선 통신 기술과 비교하여 주파수 재사용을 증가시킴으로써 무선 통신 시스템에서 수행될 수 있는 전체 통화수 또는 기타 통신수를 증가시킨다. 다중 액세스 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 이용은 미국특허 제 4,901,307호, "위성 또는 지상 중계기를 이용한 스펙트럼 확산 통신시스템" 및 미국 특허 제 5,103,459호, "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형을 발생시키는 장치 및 방법"에 개시되어있으며, 이들은 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 이는 여기서 참조된다.
도 1은 IS-95 표준 사용에 따라 구성된 셀룰러 전화 시스템의 개략도이다. 동작시, 가입자 유니트(10a-d)는 CDMA 변조된 RF 신호를 이용하여 하나 이상의 기지국(12a-d)과 하나 이상의 RF 인터페이스를 형성함으로써 무선 통신을 수행한다. 기지국(12)과 가입자 유니트(10)사이의 각각의 RF 인터페이스는 기지국(12)으로부터 전송된 순방향 링크 신호 및 가입자 유니트로부터 전송된 역방향 링크 신호로 구성된다. RF 인터페이스를 이용하여, 다른 사용자와의 통신이 이동 전화 교환국(MTSO)(14) 및 공중 교환 전화망(PSTN)(16)에 의해 수행된다. 추가적인 RF 또는 마이크로파 링크의 사용이 공지되어 있지만, 기지국(12), MTSO(14) 및 PSTN(16)사이의 링크는 일반적으로 유선 접속을 통하여 형성된다.
IS-95 표준에 따라, 각각의 가입자 유니트(10)는 단일 채널 비동기(non-coherent) 역방향 링크 신호를 통하여 선택된 레이트 세트에 따라 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 최대 데이터속도에서 사용자 데이터를 전송한다. 비동기 링크는 위상 정보가 수신 시스템에 의하여 이용되지 않는 링크이다. 동기(coherent) 링크는 수신기가 처리하는 동안 캐리어 신호 위상 정보를 이용하는 링크이다. 위상 정보는 일반적으로 파일롯 신호 형태로 얻어지지만, 또한 전송된 데이터로부터 예측될 수도 있다. IS-95 표준은 64개의 월시 코드를 요구하며, 각각의 월시 코드는 64개의 칩으로 구성되어 순방향 링크를 위하여 이용된다.
IS-95에 의하여 지정된 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 최대 데이터 속도를 가진 단일 채널 비동기 역방향 링크 신호의 사용은 일반적인 통신이 디지털 음성 또는 팩시밀리와 같은 낮은 레이트의 디지털 데이터의 전송과 관련된 무선 셀룰러 전화시스템에 아주 적합하다. 비동기 역방향 링크가 선택되는 이유는 최고 80개의 가입자 유니트(10)가 각각 1.2288MHz의 대역폭으로 기지국(12)과 통신하는 시스템에서, 각각의 가입자 유니트(10)로부터 전송시 필요한 파일럿 신호를 제공하는 것은 가입자 유니트(10) 세트가 서로 간섭하는 정도를 실질적으로 증가시키기 때문이다. 또한, 9.6 또는 14.4 kbit/sec의 데이터속도에서, 사용자 데이터의 전송 파워에 대한 소정 파일럿 신호의 전송 파워 비가 크기 때문에 따라서 가입자 유니트간 간섭이 증가한다. 단일 채널 역방향 링크가 사용되는 이유는 한번에 하나의 통신 형태를 적용하는 것이 유선 전화의 이용과 일치하기 때문이며, 이러한 방식은 현재의 무선 셀룰러 통신의 기초가 된다. 또한, 단일 채널 처리시의 복잡성은 다중 채널 처리시의 복잡성에 비하여 작다.
디지털 통신의 진보에 따라, 대화식 파일 브라우징 및 화상 회의와 같은 응용분야에서 무선 데이터 전송의 요구가 증가하고 있다. 이러한 증가는 무선 통신 시스템이 이용되는 방식을 변화시키고 관련된 RF 인터페이스가 수행되는 상황을 변화시킨다. 특히, 데이터는 더 높은 최대 레이트에서 전송되고 더 다양한 레이트로 전송된다. 또한, 데이터 전송시의 에러는 오디오 정보 전송시의 에러보다 적게 허용되기 때문에 보다 신뢰성 있는 전송이 요구된다. 또한, 데이터 종류의 수가 증가하여 여러 종류의 데이터를 동시에 전송할 필요성이 발생한다. 예를 들어, 오디오 또는 비디오 인터페이스를 유지하면서 데이터 파일을 교환할 필요가 있을 수 있다. 또한, 가입자 유니트로부터의 전송 속도가 증가하면, RF 대역폭의 크기당 기지국(12)과 통신하는 가입자 유니트(10)의 수는 감소하는데, 이는 높은 데이터 전송 속도가 기지국의 데이터 처리용량이 작은 수의 가입자 유니트(10)에 한정되기 때문이다. 일부 예에서, 현재 IS-95 역방향 링크는 모든 이러한 환경에 적합하지 않을 수 있다.
도 1은 셀룰러 전화 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 가입자 유니트와 기지국에 대한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 엔코더 및 QPSK 채널 엔코더의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 전송 신호 처리 시스템의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따라 구성된 수신 처리 시스템의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 핑거 처리 시스템의 블록도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 디코더 및 QPSK 채널 디코더의 블록도이다.
따라서, 본 발명의 목적은 여러 종류의 통신이 수행될 수 있는 대역폭 효율이 높고 데이터 속도가 고속인 CDMA 인터페이스를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 고속 CDMA 무선 통신을 위한 개선되고 신규한 방법 및 장치가 설명된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 개별적으로 이득 조정되는 가입자 채널 세트는 직교 파형 주기당 적은 수의 PN 확산 칩을 가진 직교 서브채널 코드 세트의 이용을 통해 형성된다. 전송 채널중 하나를 통하여 전송될 데이터는 서브채널 코드중 하나에 의해 변조되고, 이득 조정되고, 그리고 다른 서브 채널 코드를 이용하여 변조된 데이터와 합산되기 전에 낮은 코드 레이트 에러 교정 인코딩되고시퀀스로 반복된다. 짧은 직교 코드의 이용은 간섭을 억제하는 한편 광범위한 에러 교정 코딩 및 시간 다이버시티에 대한 반복성을 허용하여 지상 무선 시스템에서 일반적으로 발생되는 Raleigh 페이딩을 극복하도록 한다. 본 발명의 실시예에서, 서브채널 코드 세트는 4개의 월시 코드로 구성되는데, 각각의 월시 코드는 나머지 세트와 직교하고, 4칩 듀레이션을 갖는다. 4개의 서브채널의 이용은 더 짧은 직교 코드가 이용될 수 있도록 하기 때문에 바람직하다. 그러나, 더 많은 수의 채널의 이용 및 이에 따른 더 긴 코드의 이용도 가능하다.
본 발명의 바람직한 실시예에서, 파일롯 데이터는 제 1전송 채널을 통하여 전송되고 파워 제어 데이터는 제 2전송 채널을 통하여 전송된다. 나머지 두 개의 전송 채널은 사용자 데이터 또는 시그널링 데이터, 또는 이 둘을 모두 포함하는 특정되지 않은 디지털 데이터를 전송하기 위하여 이용된다. 실시예에서, 두 개의 특정되지 않은 전송 채널중 하나는 BPSK 변조를 위한 것이고, 다른 하나는 QPSK 변조를 위한 것이다. 이는 시스템의 다양성을 나타내기 위하여 이루어진다. 선택적인 실시예에서, 두 채널은 모두 BPSK 또는 QPSK 변조될 수 있다. 변조되기 전에, 특정되지 않은 데이터가 인코딩되는데, 상기 인코딩은 순환 중복 검사(CRC) 발생, 컨벌루션 인코딩, 인터리빙, 선택적인 시퀀스 반복 및 BPSK 또는 QPSK 맵핑을 포함한다. 반복 크기를 가변하고 정수개의 심볼 시퀀스로 반복 크기를 제한하지 않음으로써, 높은 데이터 속도를 포함하는 광범위한 전송 속도가 달성될 수 있다. 또한, 높은 데이터속도는 특정되지 않은 두 전송 채널을 통하여 동시에 데이터를 전송함으로써 달성될 수 있다. 또한, 각각의 전송 채널에서 수행되는 이득 조정을 자주 갱신함으로써, 전송 시스템에 사용되는 전체 전송 파워는 최소로 유지되어 다중 전송 채널 시스템사이에서 발생하는 간섭이 최소화되고, 따라서 전체 시스템 용량을 증가시킬 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조로 본 발명을 설명한다.
고속 CDMA 무선 통신을 위한 신규하고 개선된 방법 및 장치가 셀룰러 전기통신 시스템의 역방향 링크 전송 부분을 참조로 설명된다. 본 발명은 셀룰러 전화 시스템의 다중 포인트 대 포인트 역방향 링크 전송에 이용하기에 적합하지만, 본 발명은 또한 순방향 링크에도 적합하다. 또한, 위성 무선 통신 시스템, 포인트 대 포인트 무선 통신 시스템 및 동축 또는 다른 광대역 케이블을 사용하여 무선 주파수 신호를 전송하는 시스템을 포함한 많은 다른 무선 통신 시스템은 본 발명과 결합하여 향상될 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따라 가입자 유니트(100) 및 기지국(120)으로 구성된 수신 및 전송 시스템의 블록도이다. 제 1데이터 세트(BPSK 데이터)는 BPSK 채널 엔코더(103)에 의하여 수신되며, 상기 엔코더는 변조기(104)에 의하여 수신되며, 또한 BPSK 변조를 수행하기 위하여 구성된 코드 심볼 스트림을 발생시킨다. 제 2데이터 세트(QPSK 데이터)는 QPSK채널 엔코더(102)에 의하여 수신되며, 상기 엔코더는 역시 변조기(104)에 의하여 수신되며, 또한 QPSK 변조를 수행하기 위하여 구성된 코드 심볼 스트림을 발생시킨다. 변조기(104)는 또한 파워 제어 데이터 및 파일롯 데이터를 수신하는데, 상기 파워 제어 데이터 및 파일롯 데이터는 코드 분할 다중 액세스(CDMA) 기술에 따라 BPSK 및 QPSK 인코딩된 데이터와 함께 변조되어 RF 처리 시스템(106)에 의하여 수신된 변조 심볼 세트를 발생시키도록 한다. RF 처리 시스템(106)은 안테나(108)를 이용하여 기지국(120)으로 전송하기 위하여 상기 변조 심볼 세트를 필터링하고 이를 캐리어 주파수로 상향변환한다. 하나의 가입자 유니트(100)만이 도시되었지만, 바람직한 실시예에서 다수의 가입자 유니트가 기지국(120)과 통신한다.
기지국(120)내에서, RF 처리 시스템(122)은 안테나(121)를 통하여 전송된 RF 신호를 수신하고, 대역 필터링을 수행하고 기저대역으로 하향변환하고 디지털화한다. 복조기(124)는 디지털 신호를 수신하고 CDMA 기술에 의해 복조를 수행하여,파워 제어, BPSK 및 QPSK 소프트 결정 데이터를 형성하도록 한다. BPSK 채널 디코더(128)는 복조기(124)로부터 수신된 BPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여, BPSK 데이터에 대한 최적의 추정치를 발생시키며, QPSK 채널 디코더(126)는 복조기(124)로부터 수신된 QPSK 소프트 결정 데이터를 디코딩하여, QPSK 데이터에 대한 최적의 추정치를 발생시킨다. 제 1및 제 2데이터 세트에 대한 최적의 추정치는 다음의 처리에 이용되거나 또는 다음의 스테이지로 전송되며, 수신된 파워제어 데이터는 직접 또는 디코딩 후에 이용되어 가입자 유니트(100)로 데이터를 전송하기 위하여 이용된 순방향 링크 채널의 전송 파워를 조정하도록 한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 엔코더(103) 및 QPSK 채널 엔코더(102)의 블록도이다. BPSK 채널 엔코더(103)내에서, BPSK 데이터는 CRC 검사합 발생기(130)에 의하여 수신되는데, 상기 발생기는 제 1데이터 세트의 각각의 20ms 프레임에 대하여 검사합을 발생시킨다. CRC 검사합과 함께 데이터 프레임은 테일 비트 발생기(132)에 의하여 수신되는데, 상기 발생기(132)는 각각의 프레임의 끝에서 8개의 로직 제로로 구성된 테일 비트를 추가하여 디코딩 처리 종료시 상태를 알도록 한다. 코드 테일 비트 및 CRC 검사합을 포함하는 프레임은 컨벌루션 엔코더(134)에 의하여 수신되는데, 상기 엔코더는 구속 길이(K)9, 속도(R)1/4 컨벌루션 인코딩을 수행하여 엔코더 입력 속도의 4배의 속도에서 코드심볼을 발생시키도록 한다. 본 발명의 선택적인 실시예에서, 속도1/2를 포함한 다른 인코딩 속도가 수행되지만, 최적의 복잡성 성능 특성 때문에 속도1/4의 이용이 바람직하다. 블록 인터리버(136)는 코드 심볼상에서 비트 인터리빙을 수행하여 고속 페이딩 환경에서 더욱 신뢰성있는 전송을 위한 시간 다이버시티를 제공하도록 한다. 인터리빙된 심볼은 가변 시작점 반복기(138)에 의하여 수신되는데, 상기 반복기는 인터리빙된 심볼 시퀀스를 충분한 횟수NR로 반복하여 일정한 속도의 심볼 스트림을 제공하도록 하는데, 이는 일정한 수의 심볼을 가진 출력 프레임과 상응한다. 심볼 시퀀스의 반복은 데이터에 대한 시간 다이버시티를 증가시켜 페이딩을 극복하도록 한다. 실시예에서, 일정한 수의 심볼은 307.2kps의 심볼속도를 만드는 각각의 프레임에 대하여 6,144심볼이다. 또한, 반복기(138)는 다른 시작점을 이용하여 각각의 심볼 시퀀스에 대한 반복을 시작하도록 한다. 프레임당 6,144개의 심볼을 발생시키는데 필요한 NR값이 정수가 아닐 때, 최종 반복은 심볼 시퀀스의 일부에 대해서만 수행된다. 이에 따라 최종 반복된 심볼 세트는 BPSK 매퍼(139)에 의하여 수신되는데,상기 매퍼는 BPSK 변조를 수행하기 위하여 +1 및 -1값의 BPSK 코드 심볼 스트림(BPSK)을 발생시킨다. 본 발명의 대안적인 실시예에서, 반복기(138)는 블록 인터리버(136) 앞에 배치되어 블록 인터리버(136)가 각각의 프레임에 대하여 동일한수의 심볼을 수신하도록 한다.
QPSK 채널 엔코더(102)내에서, QPSK 데이터는 CRC 검사합 발생기(140)에 수신되는데, 상기 발생기는 각 20ms 프레임에 대하여 검사합을 발생시킨다. CRC 검사합을 포함하는 프레임은 코드 데일 비트 발생기(142)에 수신되는데, 상기 발생기(142)는 프레임 끝에서 8개의 로직 제로의 테일 비트 세트를 추가한다. 코드 테일 비트 및 CRC 검사 합을 포함하는 프레임은 K=9, R=1/4 컨벌루션 인코딩을 수행하는 컨벌루션 엔코더(144)에 의해 수신되어 엔코더 입력 속도(ER)의 4배속도로 심볼을 발생시킨다. 블록 인터리버(146)는 심볼에 대한 비트 인터리빙을 실행하며, 결과적으로 인터리빙된 심볼은 가변 시작점 반복기(148)에 의해 수신된다. 가변 시작점 반복기(148)는 초당 614.4 kilosymbol의 코드 심볼속도(ksps)를가지는 각 프레임에 대해 12,288 심볼을 발생시키기 위하여 각각의 반복에 대해 심볼 시퀀스내의 다른 시작점을 사용하여 충분한 수 NR만큼 인터리빙된 심볼 시퀀스를 반복한다. NR이 정수가 아닐 때, 최종 반복은 심볼 시퀀스의 일부분만을 위해 실행된다. 결과적인 반복 심볼은 +1 및 -1 값의 동위상 QPSK 코드 심볼 스트림(QPSKI) 및 +1 및 -1 값의 직교 QPSK 코드 심볼 스트림(QPSKQ)으로 이루어진 QPSK 변조를 수행하기 위해 구성된 QPSK 코드 심볼 스트림을 발생시키는 QPSK 매퍼(149)에 의해 수신된다. 본 발명의 다른 실시예에 있어서, 반복기(148)는 블록 인터리버(146)가 각 프레임에 대해 동일한 수의 심볼을 수신하도록 블록 인터리버(146) 앞에 위치한다.
도 4는 본 발명의 전형적인 실시예에 따라 구성된 도 2의 변조기(104)에 대한 블록도이다. BPSK 채널 엔코더(103)로부터의 BPSK 심볼은 승산기(150b)를 사용하여 월시코드(W2)에 의해 각각 변조되며, QPSK 채널 엔코더(102)로부터의 QPSKI 및 QPSKQ심볼은 승산기(150c, 154d)를 사용하여 월시 코드(W3)로 각각 변조된다. 파워 제어 데이터(PC)는 승산기(150a)를 사용하여 월시 코드(W1)에 의해 변조된다. 이득 조절기(152)는 본 발명의 바람직한 실시예에서 양의 전압과 연관된 논리레벨로이루어진 파일럿 데이터(PILOT)를 수신하여 이득 조절 인자 A0에 따라 진폭을 제어한다. PILOT 신호는 사용자 데이터를 제공하지 않고 나머지 부채널을 통해 전송되는 데이터를 동기 복조할 수있도록 기지국에 위상 및 진폭 정보를 제공하며, 조합을 위해 소프트 결정 출력값을 스케일링한다. 이득 제어기(154)는 이득 제어 인자 A1에 따라 월시 코드 W1 변조 파워 제어데이터의 진폭을 제어하며, 이득 제어기(156)는 증폭 변수 A2에 따라 월시 코드 W2 변조 BPSK 채널 데이터의 진폭을 조절한다. 이득 제어기(158a, 158b)는 이득 제어 인자A3에 따라 각각 직교위상 코드 W3 변조 QPSK 심볼의 진폭을 제어한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 사용된 4개의 월시 코드는 표 I에 도시되어 있다.
표 I
월시 코드 변조 심볼
W0 + + + +
W1 + - + -
W2 + + - -
W3 + - - +
W0 코드는 전혀 변조되지 않으며, 이는 제시된 파일럿 데이터 처리와 일치함은 당업자에게 명백하다. 파워제어 데이터는 W1 코드에 의해 변조되며, BPSK 데이터는 W2 코드에 의해 변조되며, QPSK 데이터는 W3 코드에 의해 변조된다. 일단 적절한 월시 코드에 의해 변조되면, 파일럿, 파워 제어 데이터 및 BPSK 데이터는 BPSK 기술에 따라 전송되며,QPSK 데이터(QPSKI, QPSKQ)는 이하에 기술되는 바와같이 QPSK 기술에 따라 전송된다. 모든 직교채널이 사용될 필요가 없으며, 대안적 실시예에서 단지 하나의 사용자 채널만이 제공될 수 있으며, 이 경우에는 4개의 월시코드중 단지 3개의 월시코드만이 사용된다.
짧은 직교코드를 사용하면 심볼당 적은 수의 칩이 발생되어, 긴 월시코드를 사용하는 시스템에 비교할 때 보다 광범위한 코딩과 반복성이 허용된다. 이와같은 광범위한 코딩과 반복성은 지상 통신 시스템에서 중요한 에러원인 레일레이 페이딩을 방지한다. 다른 수의 코드 및 코드 길이를 사용하는 것은 본 발명의 기술에 속하나, 많은 세트의 긴 월시코드를 사용하면 페이딩에 대한 강화된 방지 기능을 감소시킨다. 4개의 칩 코드를 사용하며 4개의 채널이 짧은 코드 길이를 유지하면서 이하에 기술된 바와같이 다양한 형태의 데이터를 융통성 있게 제공하기 때문에 최적으로 간주된다.
합산기(160)는 합산된 변조 심볼(161)을 발생시키기 위하여 이득 조절기(152, 154, 156, 158a)로부터 결과적인 진폭 조절 변조 심볼을 합산한다. PN 확산 코드 PNI 및 PNQ는 승산기(162a, 162b)를 사용하여 롱 코드(180)에 의해 확산된다. 승산기(162a, 162b)에 의해 제공된 결과적인 의사잡음 코드는 승산기(164a-d) 및 합산기(166a, 166b)를 사용하여 복합 승산을 통해 합산된 변조 심볼(161) 및 이득이 조절된 직교위상 심볼 QPSKQ를 변조시키기 위하여 사용된다. 결과적인 동위상 항XI 및 직교위상 항 XQ는 필터링되며(도시안됨), 승산기(168)와 동위상 및 직교위상 정현파를 사용하여 매우 단순한 형태로 도시된 RF 처리시스템(106)내의 캐리어 주파수로 변환된다. 오프셋 QPSK 변환은 또한 본 발명의 다른 실시예에 사용될수있다. 결과적인 동위상 및 직교위상 변환된 신호는 합산기(170)를 사용하여 합산되며, 기지국(120)에 전송되는 신호를 발생시키기 위하여 주이득 조절기 AM에 따라 주증폭기(172)에 의해 증폭된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 신호는 확산된후 기존의 CDMA 채널의 대역폭과 호환성을 유지하기 위하여 1.2288MHz 대역폭으로 필터링된다.
데이터가 전송되는 다중 직교채널을 제공하고 고속 입력 데이터에 응답하여 실행되는 반복 NR의 양을 감소시키는 가변속도 반복기를 사용함으로써, 전송 신호를 처리하는 전술한 방법 및 시스템은 단일 가입자 장치 또는 다른 전송 시스템이다양한 데이터 속도로 데이터를 전송하도록 한다. 특히, 도 3의 가변 시작점 반복기(138 또는 148)에 의해 실행도는 반복 NR의 속도를 감소시킴으로써, 고속 엔코더 입력 ER이 유지될 수있다. 본 발명의 다른 바람직한 실시예에 있어서, 1/2속도 컨벌루션 인코딩은 2만큼 증가된 반복 NR의 속도로 실행된다. 다양한 반복속도 NR에 의해 지원된 한세트의 전형적인 엔코더 속도 ER 및 BPSK 채널 및 QPSK 채널에 대해 1/4 및 1/2와 동일한 인코딩 속도 R은 표 II 및 표 III에 각각 도시되어 있다.
표 II. BPSK 채널
라벨 ER,BPSK(bps) 엔코더 출력R=1/4(비트/프레임) NR, R=1/4(반복속도,R=1/4) 엔코더 출력R=1/2(비트/프레임) NR,R=1/2(반복 속도,R=1/2)
고속-72 76,800 6,144 1 3,072 2
고속-64 70,400 5,632 1 1/11 2,816 2 2/11
51,200 4,096 1 1/2 2,048 3
고속-32 38,400 3,072 2 1,536 4
25,600 2,048 3 1,024 6
RS2-전속도 14,400 1,152 5 1/3 576 10 2/3
RS1-전속도 9,600 768 8 384 16
널 850 68 90 6/17 34 180 12/17
표 III. QPSK 채널
라벨 ER,BPSK(bps) 엔코더 출력R=1/4(비트/프레임) NR, R=1/4(반복속도,R=1/4) 엔코더 출력R=1/2(비트/프레임) NR,R=1/2(반복 속도,R=1/2)
153,600 12,288 1 6,144 2
고속-72 76,800 6,144 2 3,072 4
고속-64 70,400 5,632 2 2/11 2,816 4 4/11
51,200 4,096 3 2,048 6
고속-32 38,400 3,072 4 1,536 8
25,600 2,048 6 1,024 12
RS2-전속도 14,400 1,152 10 2/3 576 21 1/3
RS1-전속도 9,600 768 16 384 32
널 850 68 180 12/17 34 361 7/17
표 II 및 표 III는 시퀀스 반복 NR의 수를 조절함으로써 고속 데이터 속도를 포함하여 다양한 데이터 속도가 지원될 수 있음을 보여준다. 엔코더 입력속도 ER 는 CRC, 코드 테일 비트 및 임의의 다른 오버헤드 정보를 전송하기에 필요한 상수를 뺀 데이터 전송속도에 일치한다. 표 II 및 표 III에 도시된 바와같이, QPSK 변조는 데이터 전송 속도를 증가시키기 위하여 사용될 수있다. 통상적으로 사용되는 속도는 "고속-72 및 고속-32"와 같은 라벨로 제공된다. 고속-72, 고속-64 및 고속-32로 표시된 속도들은 72, 64 및 32 kbps의 트래픽 속도를 각각 가지며, 3.6, 5.2 및 5.2kbps의 속도를 가진 시그널링 및 다른 제어 데이터로 멀티플렉싱된다. RS1-전속도 및 RS2-전속도는 IS-95 컴플라이언스 통신 시스템에 대응하며, 호환성을 위한 정보를 수신할 것이다. 널 속도는 단일 비트의 전송이며 IS-95 표준의 일부분인 프레임 삭제부분을 지시하는데 사용된다.
데이터 전송속도는 반복속도 NR의 감소를 통한 전송속도 증가에 부가하여 또는 전송속도를 증가시키는 것 대신에, 두 개이상의 다중 직교채널을 통해 데이터를 동시에 전송시킴으로써 증가될 수 있다. 예를들어, 멀티플렉서(도시안됨)는 다중 데이터 서브채널을 통해 전송될 다중 데이터 소스로 단일 데이터 소스를 분할할 수 있다. 따라서, 전체 전송속도는 수신 시스템의 신호처리 용량이 초과되고 에러율이 허용되지 않거나 전송 시스템 파워의 최대 전송파워가 도달될때까지 특정 채널을 통한 고속 전송 또는 다중채널을 통해 동시에 실행되는 다중전송 또는 둘다를 통해 증가될 수 있다.
다중채널을 제공하면 상이한 형태의 데이터의 전송에 있어서 유연성을 향상시킨다. 예를들어, BPSK 채널은 음성정보를 위해 지정되며, QPSK 채널은 디지털 데이터의 전송을 위해 지정된다. 이 실시예는 음성과 같은 시간 민감 데이터를 전송하기 위한 데이터를 느린 데이터 속도로 지정하고 디지털 파일과 같은 시간에 덜 민감한 데이터를 전송하기 위해 다른 채널을 지정함으로써 더 일반화될 수있다. 이 실시예에 있어서, 인터리빙은 시간 다이버시티를 증가시키기 위하여 시간에 덜 민감한데이터에 대해 큰 블록에서 실행될 수있다. 본 발명의 다른 실시예에 있어서, BPSK 채널은 데이터의 주전송을 수행하며, QPSK 채널은 오버플로우 전송을 수행한다. 직교 월시 코드를 사용하면, 가입자 장치로부터 전송되는 채널 세트 사이의 임의의 간섭을 제거 또는 감소시키며 기지국에서 성공적으로 수신하기 위해 필요한 전송 에너지를 최소화시킨다.
수신 시스템에서 처리 용량을 증대시키고 가입자 장치의 높은 전송용량이 이용될 수 있는 범위를 증대시키기 위하여, 파일럿 데이터는 직교채널중 하나를 통해 전송된다. 파일럿 데이터를 사용하면, 코히어런트 처리가 역방향 링크 신호의 위상 오프셋을 결정 및 제거함으로써 수신 시스템에서 실행될 수있다. 또한, 파일럿 데이터는 레이크 수신기에 결합되기전에 상이한 시간지연으로 수신된 다중경로 신호를 최적으로 결정하기 위하여 사용될 수있다. 일단 위상 오프셋이 제거되고 다중경로 신호가 적절히 가중되면, 다중경로 신호는 역방향 링크 신호가 적절한 처리를 위해 수신되어야 하는 파워가 감소되도록 결합될 수있다. 요구된 수신 파워의 감소는 빠른 전송속도가 성공적으로 처리되거나 역으로 한세트의 역방향 링크 신호 사이의 간섭이 감소되도록 한다. 임의의 추가 전송파워가 파일럿 신호를 전송하기에 필요한 반면에, 빠른 전송속도에서는 파일럿 채널 파워 대 전체 역방향 링크 신호 파워의 비가 느린 데이터 속도의 디지털 음성 데이터 전송 셀룰라 시스템과 연관된 것보다 실질적으로 낮다. 따라서, 빠른 데이터 속도 CDMA 시스템내에서는 코히어런트 역방향 링크의 사용에 의해 얻어진 Eb/No 이득이 각각의 가입자 장치로부터 파일럿 데이터를 전송하는데 필요한 추가 전력을 능가한다.
이득 조절기(152-158) 및 주증폭기(172)를 사용하면, 전술한 시스템의 높은 전송용량이 전송 시스템을 다양한 무선채널상태, 전송 속도 및 데이터 형태에 적합하게 함으로써 이용될 수 있는 가능성이 증대된다. 특히, 적절한 수신에 필요한 채널의 전송 파워는 시간에 따라 변화하며, 변화조건은 다른 직교채널에 독립적이다. 예를들어, 역방향 채널 신호의 초기 수신동안 파일럿 채널의 파워는 기지국에서 검출 및 동기화를 용이하게 하기 위하여 증가될 필요가 있다. 일단 역방향 링크 신호가 수신되면 파일럿 채널의 필요한 전송 파워는 실질적으로 감소하며 가입자 장치의 이동속도를 포함하는 다양한 인자에 따라 변화한다. 따라서, 이득 조절인자 A0의 값은 신호 수신동안 증가된후 통신이 진행되는 동안 감소된다. 다른 실시예에 있어서, 에러가 어느정도 허용된 정보가 순방향 링크를 통해 전송되거나 순방향 링크 전송이 수행되는 환경이 페이딩을 유발하지 않을 때, 이득 조절 인자 A1는 낮은 에러율로 파워 제어 데이터를 전송할 필요성이 감소함에 따라 감소될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 있어서, 파워 제어 조절이 불필요할 때마다 이득제어 인자 A1는 0으로 감소된다.
본 발명의 다른 실시예에 있어서, 각 직교채널 또는 전체 역방향 신호에 대한 이득제어 능력은 기지국(120) 또는 다른 수신 시스템이 순방향 링크 신호를 통해 전송되는 파워 제어 명령의 사용을 통해 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 이득조절을 변화시키도록 함으로써 더 향상된다. 특히, 기지국은 조절되는 특정 채널 또는 전체 역방향 링크 신호의 전송 파워를 요구하는 파워 제어 정보를 전송할 수 있다. 이것은 디지털화 음성 및 디지털 데이터와 같은 에러에 민감한 두가지형태의 데이터가 BPSK 및 QPSK 채널을 통해 전송될 때를 포함하여 여러 환경에서 유리하다. 이러한 경우에, 기지국(120)은 연관된 두 개의 채널에 대해 상이한 목표 에러율을 설정한다. 만일 채널의 실제 에러율이 목표 에러율을 초과한다면, 기지국은 실제 에러율이 목표 에러율에 도달할때까지 채널의 이득 제어를 감소시키기 위하여 가입자 장치를 제어한다. 이것은 경우에 따라 한 채널의 이득조절인자가 다른 채널에 비해 증가되도록 한다. 즉, 에러에 보다 민감한 데이터와 연관된 이득 조절인자는 에러에 덜 민감한 데이터에 연관된 이득 조절인자에 비해 증가된다. 다른 경우에, 전체 역방향 링크의 전송 파워는 가입자 장치(100)의 페이딩 조건 또는 이동 때문에 조절될 필요가 있다. 이 경우에, 기지국(120)은 단일 전력 제어 명령을 전송함으로써 상기와 같은 기능을 수행할 수있다.
따라서, 4개의 직교채널의 이득이 개별적으로 그리고 서로에 관련하여 조절되도록 함으로써, 역방향 링크 신호의 전체 전송전력은 신호가 파일럿 데이터, 전력 제어 데이터, 시그널링 데이터 또는 다른 형태의 사용자 데이터인지의 여부에 따라 각 데이터 형태를 성공적으로 전송하는데 필요한 전력으로 유지될 수있다. 더욱이, 성공적인 전송은 각 데이터 형태에 대해 다르게 정의될 수있다. 필요한 최소량의 전력으로 전송하면, 가입자 장치의 제한된 전송 전력용량에 따라 기지국에 최대 량의 데이터가 전송될 수있으며 또한 가입자 장치간의 간섭이 감소된다. 이러한 간섭의 감소는 전체 CDMA 무선 셀룰라 시스템의 전체 통신 용량을 증대시킨다.
역방향 링크 신호에 사용된 전력 제어 채널은 가입자 유니트로 하여금 초당 800 전력 제어비트의 속도를 포함하는 다양한 속도로 기지국에 전력 제어정보를 전송할 수 있도록 한다. 본 발명의 바람직한 실시예에 있어서, 전력 제어비트는 가입자 유니트에 정보를 전송하는데 사용되는 순방향 링크 트래픽 채널의 전송 전력를 증가시키거나 감소시키도록 기지국에 지시한다. 이 전력 제어비트는 일반적으로 CDMA 시스템내에 고속으로 전력을 제어하는데 유용하지만, 특히 데이터 전송을 수반하는 고속 데이터 속도 통신에서 유용한데, 그 이유는 디지털 데이터가 에러에 더 민감하고 고속 전송으로 인해 많은 양의 데이터가 아주 간단한 페이딩 상태 동안에도 손상되기 때문이다. 고속 역방향 링크 전송이 고속 순방향 링크 전송을 동반할 것이라고 가정하면, 역방향 링크를 통해 전력 제어의 고속 전송을 제공하는 것은 CDMA 무선 전기통신 시스템내에 고속 통신을 더욱 용이하게 한다.
본 발명의 대안적인 실시예에서, 특정 NR에 의해 정의된 일 세트의 엔코더 입력속도 ER은 특정 타입의 데이터를 전송하는데 사용된다. 즉, 데이터는 상응하게 조절된 관련 NR 을 통해, 최대 엔코더 입력속도 ER 또는 일 세트의 낮은 엔코더 입력속도 ER로 전송될 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 최대속도는 RS1-전속과 RS2-전속으로서 표 Ⅱ 및 Ⅲ에 대하여 참조된 IS-95 컴플라이언트 무선 통신시스템에 사용된 최대속도에 상응하며, 각각의 낮은 속도는 대략 다음 높은 속도의 절반정도이며, 전속, ㅍ속, ㅌ속, 및 ⅛속으로 이루어진 일 세트의 속도를 초래한다. 낮은 데이터 속도는 표 Ⅳ에 제공된 BPSK채널에서 속도 세트 1과 속도 세트 2에 대한 NR의 값으로 심볼 반복속도 NR을 증가시킴으로써 발생된다.
라벨 ER,BPSK(bps) 엔코더 출력R=1/4(비트/프레임) NR, R=1/4(반복속도,R=1/4) 엔코더 출력R=1/2(비트/프레임) NR, R=1/2(반복속도,R=1/2)
RS2-전속 14,400 1,152 5 ⅓ 576 10 ⅔
RS2-1/2속 7,200 576 10 ⅔ 288 21 ⅓
RS2-1/4속 3,600 288 21 ⅓ 144 42 ⅔
RS2-1/8속 1,900 152 40 8/19 76 80 16/19
RS1-전속 9,600 768 8 384 16
RS1-1/2속 4,800 384 16 192 32
RS1-1/4속 2,800 224 27 3/7 112 54 6/7
RS1-1/8속 1,600 128 48 64 96
널(NULL) 850 68 90 6/17 34 180 12/17
표 Ⅳ. RS1 및 RS2 속도 세트 (BPSK 채널에서)
QPSK 채널에 대한 반복속도는 BPSK 채널에 대한 반복속도의 두배이다.
본 발명의 예시적인 실시예에 따르면, 프레임의 데이터 속도가 이전 프레임에 대하여 변화할 때, 프레임의 전송 전력은 전송속도의 변화에 따라 조절된다. 즉, 낮은 속도 프레임이 높은 속도 프레임후에 전송될 때, 그 프레임에 대한 전송 채널의 전송 전력은 속도의 감소등에 비례하여 낮은 속도 프레임동안 감소된다. 예를 들면, 전속 프레임 전송동안에 채널의 전송 전력은 전송 전력 T이며, 다음의 ㅍ 속도 프레임 전송동안에 전송 전력은 전송전력 T/2이다. 감소는 프레임의 전체 존속기간동안 전송 전력을 감소시킴으로써 수행되지만, 일부 용장 정보가 "블랭크 아웃(blanked out)"되도록 전송 듀티사이클을 감소시킴으로써 수행될 수도 있다. 어떤 경우이든, 전송 전력 조절은 폐루프 전력 제어 메카니즘과 조합하여 이루어지며 그로인해 전송 전력은 기지국으로부터 전송된 전력 제어 데이터에 응답하여 더 조절된다.
도 5는 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 도 2의 RF 처리시스템(122) 및 복조기(124)의 블록도이다. 승산기(180a,180b)는 안테나(120)로부터 수신된 신호를 각각 동위상 수신 샘플 RI 및 직교위상 수신 샘플 RQ을 생성하는 동위상 사인곡선 및 직교위상 사인곡선을 통해 다운컨버팅한다. RF 처리시스템(122)은 아주 간단한 형태이며 신호는 널리 공지된 기술에 따라 매칭 필터링되고 디지털화(도시하지 않음)된다는 것이 이해될 것이다. 수신 샘플 RI 및 RQ는 복조기(124)내의 핑거 복조기(182)에 인가된다. 각 핑거 복조기(182)는 가입자 유니트(100)에 의해 전송된 역방향 링크 신호의 인스턴스를 처리하며, 이러한 인스턴스가 이용가능할 경우, 역방향 링크 신호의 각 인스턴스는 다중경로 현상을 경유하여 발생된다. 3개의 핑거 복조기가 도시되었지만, 다양한 수의 핑거 처리기의 사용은 단일 핑거 복조기(182)의 사용을 포함하는 본 발명과 일치한다. 각 핑거 복조기(182)는 전력 제어 데이터, BPSK 데이터, QPSKI 데이터 및 QPSKQ 데이터로 이루어진 일 세트의 소프트 결정 데이터를 생성한다. 각 세트의 소프트 결정 데이터는 시간 조절이 본 발명의 다른 실시예의 조합기(184)내에서 수행될 수 있다 하더라도, 대응 핑거 복조기(182)내에서 시간조절된다. 조합기(184)는 전력 제어 데이터, BPSK 데이터, QPSKI 데이터 및 QPSKQ 소프트 결정 데이터의 단일 인스턴스를 산출하기 위하여 핑거 복조기(182)로부터 수신된 소프트 결정 데이터 세트를 합산한다.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 도 5의 핑거 복조기의 블록도이다. RI 및 RQ는 처리될 역방향 링크 신호의 특정 인스턴스의 전송 경로에 의해 유도된 지연량에 따라서 시간 조절(190)을 이용하여 시간 조절된다. 롱 코드(200)는 승산기(201)를 이용하여 의사잡음 확산 코드 PNI 및 PNQ와 혼합되며, 결과적인 롱 코드 변조된 PNI 및 PNQ 확산 코드의 공액 복소수는 항(term) XI 및 XQ를 산출하는 승산기(202) 및 합산기(204)를 이용하여 시간 조절된 RI 및 RQ수신 샘플과 복소 승산된다. XI및 XQ항의 3개의 별도의 인스턴스는 월시 코드 W1,W 2 및 W3를 이용하여 각각 복조되고 월시 복조된 데이터는 4 대 1 합산기(212)를 이용하여 4개의 복조 칩을 통해 합산된다. XI 및 XQ 데이터의 제 4 인스턴스는 합산기(208)를 이용하여 4개의 복조 칩을 통해 합산되고, 이어서 파일럿 필터(214)를 이용하여 필터링된다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 파일럿 필터(214)는 합산기(208)에 의해 수행된 일련의 합산을 통해 평균작업(averaging)을 수행하지만, 다른 필터링 기술 역시 당업자에게 명백할 것이다. 필터링된 동위상 및 직교위상 파일럿 신호는 소프트 결정 전력 제어 및 BPSK 데이터를 산출하기 위해 승산기(216) 및 가산기(217)를 이용하여 공액 복소 승산을 통해 BPSK 변조된 데이터에 따라 W1,W2월시 코드 복조된 데이터를 위상 회전 및 스케일링하는데 사용된다. W3 월시 코드 변조된 데이터는 소프트 결정 QPSK 데이터를 산출하기 위해 승산기(218) 및 가산기(219)를 이용하여 QPSK 변조된 데이터에 따라 동위상 및 직교위상 필터링된 파일럿신호를 이용하여 위상 회전된다. 소프트 결정 전력 제어 데이터는 전력 제어 소프트 결정 데이터를 산출하는 384대1 합산기(222)에 의해 384 변조 심볼을 통해 합산된다. 이어서 위상 회전된 W2 월시 코드 변조된 데이터, W3 월시 코드 변조된 데이터, 및 전력 제어 소프트 결정 데이터는 조합하는데 이용될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 인코딩 및 디코딩은 마찬가지로 전력 제어 데이터에 대하여 수행된다.
위상 정보를 제공하는 것에 더하여, 파일럿은 타이밍 트랙킹을 용이하게 하기 위하여 수신 시스템내에 사용될 수도 있다. 타이밍 트랙킹은 처리되는 현재 수신 샘플의 하나의 샘플 시간 이전(초기), 및 하나의 샘플시간 이후(나중)에 수신된 데이터를 처리함으로써 수행된다. 실제 도달시간과 가장 근접하게 매칭하는 시간을 결정하기 위하여, 초기 및 나중 샘플 시간에서의 파일럿 채널의 진폭이 가장 큰 것을 결정하기 위하여 현재 샘플 시간에서의 진폭과 비교될 수 있다. 인접샘플 시간중 하나에서의 신호가 현재 샘플 시간에서의 신호보다 더 클 경우, 타이밍은 최상의 복조 결과가 얻어질 수 있도록 조절될 수 있다.
도 7은 본 발명의 예시적인 실시예에 따라 구성된 BPSK 채널 디코더(128) 및 QPSK 채널 디코더(126)(도 2)의 블록도이다. 조합기(184)(도 5)로부터의 BPSK 소프트 결정 데이터는 수신된 프레임내에 6,144/NR 복조 심볼의 제 1 시퀀스를 저장하는 누산기(240)에 의해 수신되며, 여기서 NR은 상기한 바와같이 BPSK 소프트 결정 데이터의 전송 속도에 의존하고 대응하는 저장 및 누산된 심볼에 프레임내에 포함된 6,144/NR 복조 심볼의 각 연속 세트를 가산한다. 블록 디인터리버(242)는 가변시작점 합산기(240)로부터 누산된 소프트 결정 데이터를 디인터리빙하고, 비터비 디코더(244)는 CRC 검사 합 결과와 아울러 하드 결정 데이터를 생성하기 위하여 디인터리브된 소프트 결정 데이터를 디코딩한다. QPSK 디코더(126)내에서 조합기(184)(도 5)로부터의 QPSKI 및 QPSKQ 소프트 결정 데이터는 디멀티플렉서(246)에 의해 단일 소프트 결정 데이터 스트림으로 디멀티플렉싱되며, 단일 소프트 결정 데이터 스트림은 매 6,144/NR 복조 심볼을 누산하는 누산기(248)에 의해 수신되며, 여기서 NR은 QPSK 데이터의 전송 속도에 의존한다. 블록 디인터리버(250)는 가변 시작점 합산기(248)로부터 소프트 결정 데이터를 디인터리빙하고, 비터비 디코더(252)는 CRC 검사 합 결과치와 함께 하드 결정 데이터를 생성하기 위하여 디인터리빙된 변조 심볼을 디코딩한다. 심볼 반복이 인터리브전에 수행되는 도 3에 대하여 상술한 다른 예시적인 실시예에서, 누산기(240,248)는 블록 디인터리버(242,250) 후에 놓여진다. 특정 세트는 공지되지 않은 속도 세트의 사용을 포함하는 본 발명의 실시예에서, 각각은 상이한 전송속도로 동작하며, 계속 사용되기 위하여 전송속도에 연관된 프레임은 CRC 검사합 결과를 기초로하여 선택된다. 다른 에러 검사 방법의 사용은 본 발명의 실시와 일치된다.
그러므로, 다중 채널, 높은 속도, CDMA 무선통신 시스템이 기술되었다. 상세한 설명은 어느 당업자가 본 발명을 사용할 수 있도록 하기 위해 제공된다. 이들 실시예에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백할 것이며, 여기에 한정된 일반 원리들은 발명적 기능의 사용없이 다른 실시예에 적용될 수 있을 것이다. 그러므로, 본 발명은 여기에 도시된 실시예에 한정되는 것은 아니며, 여기에 기술된 원리 및 신규한 특징들과 일치하는 폭넓은 범위가 허용될 것이다.

Claims (70)

  1. 가입자국으로부터 기지국으로의 전송을 위한 데이터를 발생시키는 방법으로서,
    복수의 변조된 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하는 단계;
    복수의 변조된 심벌들 스트림을 적어도 하나의 결합 스트림으로 결합하는 단계; 및
    상기 적어도 하나의 결합 스트림을 복소 의사잡음 코드(complex pseudonoise code)로 복소 승산(complex multiply)하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하는 단계는
    제1 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 파일럿 채널 인코딩된 데이터를 제1 코드로 변조하는 단계; 및
    제2 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제1 채널 인코딩된 데이터를 제2 코드로 변조하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    제3 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제2 채널 인코딩된 데이터를 상기 제2 코드로 변조하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  4. 제2항에 있어서,
    제3 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제2 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  5. 제2항에 있어서,
    제4 및 제5 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제3 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 복수의 변조 심벌들 스트림들을 결합하는 상기 단계는
    상기 제1 변조 심벌들 스트림, 상기 제2 변조 심벌들 스트림, 및 상기 제4 변조 심벌들 스트림을 합산하는 단계; 및
    상기 제5 변조 심벌들 스트림과는 분리하여 상기 합산된 스트림을 상기 복소 승산을 위해 제공하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  7. 제5항에 있어서,
    제8 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 전력 제어 채널 인코딩된 데이터를 제5 코드로 변조하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    복수의 변조 심벌들 스트림들을 결합하는 상기 단계는
    상기 제1 변조 심벌들 스트림, 상기 제2 변조 심벌들 스트림, 상기 제4 변조 심벌들 스트림, 및 상기 제8 변조 심벌들 스트림을 합산하는 단계; 및
    상기 제5 변조 심벌들 스트림과는 분리하여 상기 합산된 스트림들을 상기 복소 승산을 위해 제공하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하는 상기 단계는
    제1 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 파일럿 채널 인코딩된 데이터를 제1 코드로 변조하는 단계;
    제4 및 제5 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제3 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 단계; 및
    제6 및 제7 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제4 채널 인코딩된 데이터를 제4 코드로 변조하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  10. 제2항 또는 제9항에 있어서,
    제8 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 전력 제어 채널 인코딩된 데이터를 제5 코드로 변조하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 복소 의사잡음 코드는 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분이 롱 코드에 의해 승산되는 전송 데이터 발생 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 복소 승산 단계는
    제1 적어도 하나의 결합 스트림 및 동위상 의사잡음 코드 성분을 실수부로서 사용하는 단계; 및
    제2 적어도 하나의 결합 스트림 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 허수부로서 사용하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 복소 승산 단계는
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 적어도 하나의 결합 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 제2 적어도 하나의 결합 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 적어도 하나의 결합 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 제2 적어도 하나의 결합 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    동위상 산출 신호를 발생시키기 위해서 상기 제1 중간 신호에서 상기 제4 중간 신호를 감산하는 단계; 및
    직교위상 산출 신호를 발생시키기 위해서 상기 제3 중간 신호에서 상기 제2 중간 신호를 가산하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    복수의 관련 코드들은 월쉬 코드인 전송 데이터 발생 방법.
  16. 제15항에 있어서,
    월쉬 코드들의 길이는 4칩인 전송 데이터 발생 방법.
  17. 제1항에 있어서,
    복수의 변조된 심벌들 스트림 각각의 이득을 조정하는 단계를 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  18. 제17항에 있어서,
    복수의 변조된 심벌들 스트림 각각의 이득을 조정하는 상기 단계는
    제1 변조 심벌들 스트림의 이득을 조정하는 단계; 및
    제1 스트림 이득에 대해 상대적으로 결정된 값으로 나머지 스트림들 각각의 이득을 조정하는 단계를 포함하는 전송 데이터 발생 방법.
  19. 가입자국으로부터 기지국으로 전송을 위한 데이터를 발생시키기 위한 장치로서,
    복수의 변조된 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하기 위한 수단;
    복수의 변조된 심벌들 스트림을 적어도 하나의 결합 스트림으로 결합하기 위한 수단; 및
    상기 적어도 하나의 결합 스트림을 복소 의사잡음 코드로 복소 승산하기 위한 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하는 수단은
    제1 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 파일럿 채널 인코딩된 데이터를 제1 코드로 변조하기 위한 수단; 및
    제2 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제1 채널 인코딩된 데이터를 제2 코드로 변조하기 위한 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    제3 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제2 채널 인코딩된 데이터를 상기 제2 코드로 변조하는 수단을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  22. 제20항에 있어서,
    제3 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제2 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 수단을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  23. 제20항에 있어서,
    제4 및 제5 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제3 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 수단을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 복수의 변조된 심벌들 스트림을 결합하는 상기 수단은
    상기 제1 변조 심벌들 스트림, 상기 제2 변조 심벌들 스트림, 및 상기 제4 변조 심벌들 스트림을 가산하는 수단; 및
    상기 제5 변조 심벌들 스트림과는 분리하여 상기 가산된 스트림들을 상기 복소 승산을 위해 제공하는 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  25. 제23항에 있어서,
    제8 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 전력 제어 채널 인코딩된 데이터를 제5 코드로 변조하는 수단을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    복수의 변조 심벌들 스트림들을 결합하는 상기 수단은
    상기 제1 변조 심벌들 스트림, 상기 제2 변조 심벌들 스트림, 상기 제4 변조 심벌들 스트림, 및 상기 제8 변조 심벌들 스트림을 가산하는 수단; 및
    상기 제5 변조 심벌들 스트림과는 분리하여 상기 가산된 스트림들을 상기 복소 승산을 위해 제공하는 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  27. 제19항에 있어서,
    복수의 채널 인코딩된 데이터 각각을 관련 코드로 변조하는 상기 수단은
    제1 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 파일럿 채널 인코딩된 데이터를 제1 코드로 변조하는 수단;
    제4 및 제5 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제3 채널 인코딩된 데이터를 제3 코드로 변조하는 수단; 및
    제6 및 제7 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 사용자 제4 채널 인코딩된 데이터를 제4 코드로 변조하는 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  28. 제20항 또는 제27항에 있어서,
    제8 변조 심벌들 스트림을 발생시키기 위해서 전력 제어 인코딩된 데이터를 제5 코드로 변조하는 수단을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  29. 제19항에 있어서,
    복소 의사잡음 코드는 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분은 롱 코드에 의해 승산되는 전송 데이터 발생 장치.
  31. 제19항에 있어서,
    상기 복소 승산 수단은
    제1 적어도 하나의 결합 스트림 및 동위상 의사잡음 코드 성분을 실수부로서 이용하는 수단; 및
    제2 적어도 하나의 결합 스트림 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 허수부로서 이용하는 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  32. 제31항에 있어서,
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 적어도 하나의 결합 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 제2 적어도 하나의 결합 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 적어도 하나의 결합 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 제2 적어도 하나의 결합 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    동위상 산출 신호를 발생시키기 위해서 상기 제1 중간 신호에서 상기 제4 중간 신호를 감산하는 수단; 및
    직교위상 산출 신호를 발생시키기 위해서 상기 제3 중간 신호에서 상기 제2 중간 신호를 가산하는 수단을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  33. 제19항에 있어서,
    상기 복수의 관련 코드들은 월쉬 코드인 전송 데이터 발생 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 월쉬 코드의 길이는 4칩인 전송 데이터 발생 장치.
  35. 제19항에 있어서,
    복수의 변조된 심벌들 스트림 각각의 이득을 조정하는 것을 추가로 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  36. 제35항에 있어서,
    상기 복수의 변조된 심벌 스트림 각각의 이득을 조정하는 것은
    제1 변조 심벌들 스트림의 이득을 조정하고; 그리고
    상기 제1 스트림의 이득에 대해 상대적으로 결정된 값으로 나머지 스트림들 각각의 이득을 조정하는 것을 포함하는 전송 데이터 발생 장치.
  37. 수신 신호를 복조하는 방법으로서,
    복소 의사잡음 역확산 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호를 복소 의사잡음 코드로 복소 승산하는 단계;
    복소 필터링된 파일럿 신호를 제공하기 위해서 상기 복소 의사잡음 역확산 신호를 필터링하는 단계;
    제1 복소 복조 데이터 신호를 제공하기 위해서 상기 복소 의사잡음 역확산 신호를 제1 복조 코드로 승산하는 단계; 및
    제1 소프트 결정 데이터를 제공하기 위해서 복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 상기 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 복소 의사잡음 코드는 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분은 롱 코드에 의해 승산되는 수신 신호 복조 방법.
  40. 제37항에 있어서,
    상기 복소 승산은
    상기 수신된 신호의 제1 샘플 스트림 및 동위상 의사잡음 코드 성분을 실수부로서 이용하는 단계; 및
    상기 수신된 신호의 제2 샘플 스트림 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 허수부로서 이용하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  41. 제40항에 있어서,
    상기 복소 승산 단계는
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 단계;
    동위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 상기 제1 중간 신호에 상기 제4 중간 신호를 가산하는 단계; 및
    직교위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 상기 제2 중간 신호에서 상기 제3 중간 신호를 감산하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  42. 제37항에 있어서,
    상기 필터링은 복소 의사잡음 역확산 신호를 평균화하는 것을 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  43. 제37항에 있어서,
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 상기 복소 의사잡음 역확산 신호를 합산하는 것을 추가로 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  44. 제37항에 있어서,
    복소 의사잡음 역확산 신호에 제1 복조 코드를 승산하는 상기 단계는
    제1 동위상 복조 데이터 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림에 제1 복조 코드를 승산하는 단계; 및
    제1 직교위상 복조 데이터 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림에 제1 복조 코드를 승산하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  45. 제44항에 있어서,
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 제1 동위상 복조 데이터 신호를 합산하는 단계; 및
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 제1 직교위상 복조 데이터 신호를 합산하는 단계를 추가로 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  46. 제37항에 있어서,
    복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 상기 단계는
    제1 동위상 성분을 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 단계;
    제1 직교위상 성분을 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 단계; 및
    제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제1 동위상 성분에 제1 직교위상 성분을 가산하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  47. 제46항에 있어서,
    미리 결정된 다수의 변조 심벌들에 대해 제1 소프트 결정 데이터를 합산하는 단계를 추가로 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  48. 제37항에 있어서,
    복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 상기 단계는
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 단계;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 단계;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 단계;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 단계; 및
    동위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제1 중간 신호에 제4 중간 신호를 가산하는 단계; 및
    직교 위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제2 중간 신호로부터 제3 중간 신호를 감산하는 단계를 포함하는 수신 신호 복조 방법.
  49. 제37항에 있어서,
    상기 제1 복조 코드는 월쉬 코드인 수신 신호 복조 방법.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 월쉬 코드의 길이는 4칩인 수신 신호 복조 방법.
  51. 제49항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,-,+,- 인 수신 신호 복조 방법.
  52. 제49항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,+,-,- 인 수신 신호 복조 방법.
  53. 제49항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,-,-,+ 인 수신 신호 복조 방법.
  54. 수신 신호를 복조하기 위한 장치로서,
    복소 의사잡음 역확산 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호를 복소 의사잡음 코드로 복소 승산하는 수단;
    복소 필터링된 파일럿 신호를 제공하기 위해서 상기 복소 의사잡음 역확산 신호를 필터링하는 수단;
    제1 복소 복조 데이터 신호를 제공하기 위해서 상기 복소 의사잡음 역확산 신호를 제1 복조 코드로 승산하는 단계; 및
    제1 소프트 결정 데이터를 제공하기 위해서 복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 상기 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  55. 제54항에 있어서,
    상기 복소 의사잡음 코드는 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  56. 제55항에 있어서,
    상기 동위상 의사잡음 코드 성분 및 직교위상 의사잡음 코드 성분은 롱 코드에 의해 승산되는 수신 신호 복조 장치.
  57. 제37항에 있어서,
    상기 복소 승산 수단은
    상기 수신된 신호의 제1 샘플 스트림 및 동위상 의사잡음 코드 성분을 실수부로서 이용하는 수단; 및
    상기 수신된 신호의 제2 샘플 스트림 및 직교위상 의사잡음 코드 성분을 허수부로서 이용하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  58. 제57항에 있어서,
    상기 복소 승산 수단은
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림과 동위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림과 직교 위상 의사잡음 코드 성분을 승산하는 수단;
    동위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 상기 제1 중간 신호에 상기 제4 중간 신호를 가산하는 수단; 및
    직교위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 상기 제2 중간 신호에서 상기 제3 중간 신호를 감산하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  59. 제54항에 있어서,
    상기 필터링 수단은 복소 의사잡음 역확산 신호를 평균화하는 것을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  60. 제54항에 있어서,
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 복소 의사잡음 역확산 신호를 합산하는 수단을 추가로 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  61. 제61항에 있어서,
    복소 의사잡음 역확산 신호에 제1 복조 코드를 승산하는 상기 수단은
    제1 동위상 복조 데이터 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제1 샘플 스트림에 제1 복조 코드를 승산하는 수단; 및
    제1 직교위상 복조 데이터 신호를 발생시키기 위해서 수신된 신호의 제2 샘플 스트림에 제1 복조 코드를 승산하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  62. 제61항에 있어서,
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 제1 동위상 복조 데이터 신호를 합산하는 수단; 및
    제1 복조 코드의 듀레이션 상에서 제1 직교위상 복조 데이터 신호를 합산하는 수단을 추가로 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  63. 제54항에 있어서,
    복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 상기 수단은
    제1 동위상 성분을 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 수단;
    제1 직교위상 성분을 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 수단; 및
    제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제1 동위상 성분에 제1 직교위상 성분을 가산하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  64. 제63항에 있어서,
    미리 결정된 다수의 변조 심벌들에 대해서 제1 소프트 결정 데이터를 합산하는 수단을 추가로 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  65. 제54항에 있어서,
    복소 필터링된 파일럿 신호에 따라 제1 복소 복조 데이터 신호를 위상 회전 및 스케일링하는 상기 수단은
    제1 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 수단;
    제2 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 동위상 파일럿 신호를 승산하는 수단;
    제3 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 동위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 수단;
    제4 중간 신호를 발생시키기 위해서 제1 직교위상 복조 데이터 신호와 필터링된 직교위상 파일럿 신호를 승산하는 수단; 및
    동위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제1 중간 신호에 제4 중간 신호를 가산하는 수단; 및
    직교 위상 제1 소프트 결정 데이터를 발생시키기 위해서 제2 중간 신호로부터 제3 중간 신호를 감산하는 수단을 포함하는 수신 신호 복조 장치.
  66. 제54항에 있어서,
    상기 제1 복조 코드는 월쉬 코드인 수신 신호 복조 장치.
  67. 제66항에 있어서,
    상기 월쉬 코드의 길이는 4칩인 수신 신호 복조 장치.
  68. 제66항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,-,+,- 인 수신 신호 복조 장치.
  69. 제66항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,+,-,- 인 수신 신호 복조 장치.
  70. 제66항에 있어서,
    상기 월쉬 코드는 +,-,-,+ 인 수신 신호 복조 장치.
KR10-1998-0709800A 1996-05-28 1997-05-28 Cdma무선통신시스템용가입자유니트 KR100476120B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (ko) 1996-05-28 1997-05-28 Cdma무선통신시스템용가입자유니트

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US654,443 1991-02-11
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (ko) 1996-05-28 1997-05-28 Cdma무선통신시스템용가입자유니트

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20000016230A KR20000016230A (ko) 2000-03-25
KR100476120B1 true KR100476120B1 (ko) 2005-05-16

Family

ID=43667030

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-1998-0709800A KR100476120B1 (ko) 1996-05-28 1997-05-28 Cdma무선통신시스템용가입자유니트

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100476120B1 (ko)

Also Published As

Publication number Publication date
KR20000016230A (ko) 2000-03-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5930230A (en) High data rate CDMA wireless communication system
US5926500A (en) Reduced peak-to-average transmit power high data rate CDMA wireless communication system
CA2294895C (en) A subscriber unit and method for use in a wireless communication system
CA2463381C (en) A subscriber unit and method for use in a wireless communication system
KR100476120B1 (ko) Cdma무선통신시스템용가입자유니트
KR100472692B1 (ko) Cdma무선통신시스템용가입자유닛

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130227

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140227

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150227

Year of fee payment: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20151230

Year of fee payment: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161229

Year of fee payment: 13

EXPY Expiration of term