KR100413136B1 - 적응적인 어레이 안테나 수신 장치 및 수신 방법 - Google Patents

적응적인 어레이 안테나 수신 장치 및 수신 방법 Download PDF

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Abstract

핑거들(fingers)의 미리 정해진 수 L(L은 1보다 큰 정수)을 포함하고 CDMA 통신 시스템에서 사용되는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서는 개개의 핑거들 사이에 상관관계가 존재하지 않는다. 개개의 핑거에 대해 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 사용하여 안테나 가중치(weighting) 계수를 계산하는 적응적인 업데이트 알고리즘은(NxL)차 상관관계 매트릭스를 계산하는 적응적인 업데이트 알고리즘과 동일하다. 이 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서의 안테나 가중치 계수는 레이크(rake) 조합 회로(6)에 의한 레이크 조합 이후 감산기(8)에 의해 만들어진 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 각 핑거에 대해 독립적으로 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 제어된다. 이러한 방식에서, 모든 MMSE 제어 회로들에서 사용되는 적응적인 업데이트 알고리즘에서의 계산량은(NL)2에서 N2L까지 비율적으로 상당히 감소된다. 결과적으로, DSP 상의 처리부하는 감소될 수 있다.

Description

적응적인 어레이 안테나 수신 장치 및 수신 방법{Adaptive array antenna receiving apparatus}
본 발명은 적응적인 어레이 안테나(adaptive array antenna) 수신 장치 및 그에 대한 방법에 관한 것으로, 특히 CDMA 시스템의 전송된 신호가 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자에 의해 수신되는 적응적인 어레이 안테나 수신 시스템에 관한 것이다.
CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템은 가입자 용량을 상당히 증가시킬 수 있는 무선 전송 시스템으로서 관심을 끌고 있다. 예를 들어, CDMA 시스템에서 사용되는 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는 Wang의 "직접-순차/확산-스펙트럼 다중 억세스 시스템에서 처리 이득을 사용한 탭 지연 라인과 조합되는 적응적인 어레이 안테나(Adaptive Array Antenna Combined with Tapped Delay Line Using Processing Gain for Direct-Sequence/Spread-Spectrum Multiple Access System"(IEICE Transactions, Vol.J75-BII, No.11, pp.815-825, 1992) 및 Tanaka의 "DS-CDMA 역링크에서 결정-관련 간섭성 적응적인 다이버시티의 성능(The Performance of Decision-Directed Coherent Adaptive Diversity in DS-CDMA Reverse Link)"(IEICE, Technical Report on Radio Communication System, RCS96-2, 1996년 11월)에서 설명된다. 이들 논문에서 설명되는 바와 같이, 안테나 무게는 역확산(despreading) 이후 유도되는 무게 제어 에러 신호의 사용으로 제어된다. 이 방식에서, 적응적인 제어는 수신된 SIR(Signal to Interference Ratio)을 최대화하는 안테나 직접적인 패턴이 간섭을 소거하게 형성되도록 실행된다.
도 1을 참고로, 공통 에러 신호가 사용되는 경우에 관련된 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치가 설명된다. 여기서는 수신 안테나의 수가 N(N은 2 보다 작지 않은 정수)이고, 다중경로의 경로들 수가 L(L은 1 보다 작지 않은 정수)인 것으로 가정된다. 제k 사용자(k는 1 보다 큰 정수)에 대해 고려될 것이다.
도 1에 도시된 바와 같이, CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는 어레이 안테나를 형성하는 N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N), 다중경로 중 제1 경로를 제외하고 각각 다중경로의 제2 내지 제L 경로에 대응하는(L-1)개의 지연 유닛(2-2) 내지(2-L), 다중경로의 제1 내지 제L 경로와 N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 대응하는(NxL)개의 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N), L개의 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L), 및 L개 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L), 기준 신호 생성 회로(7), 가산기(6), 및 감산기(8)에 공통적으로 연결된 MMSE(Minimum Mean Square Error) 제어 회로(5)를 포함한다.
N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)는 그에 의해 수신된 복수의 수신된 신호가 서로 상관되도록 서로에 근접하게 배열된다. 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)은 다중경로의 제2 내지 제L 경로들을 통해 전파되고 N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신된 신호들을 지연시키도록 동작한다. 수신된 신호들은 다중 경로의 제1 내지 제L 경로에서의 지연 시간 때문에 제1 내지 제L 다중경로 수신된 신호들로 분류된다. 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호들은 각각 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)에 공급되고, 제1 다중경로 수신된 신호들이 직접 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에 공급된다. 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)은 제2 내지 제L 지연 신호를 생성하도록 다중경로의 제1 경로에서의 타이밍과 동기화되어 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호들을 지연시킨다. 그러므로, 다중경로의 제1 경로에 대응하는 지연 유닛(2-1)은 지연이 요구되지 않으므로 도 1에서 생략된다.
다중경로의 제1 경로에 대한 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에는 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 각각 수신된 제1 다중경로 수신된 신호가 직접 공급된다. 다중경로의 제2 경로에 대한 역확산 회로(3-2-1) 내지(3-2-N)에는 지연 유닛(2-2)에 의해 제공되는 제2 지연 신호가 공급된다. 다중경로의 제L 경로에 대한 역확산 회로(3-L-1) 내지(3-L-N)에는 지연 유닛(2-L)에 의해 제공되는 제L 지연 신호가 공급된다. 이와 같이, 다중경로의 제ℓ(ℓ = 2 내지 L) 경로에 대한 역확산 회로(3-ℓ-1) 내지(3-ℓ-N)에는 지연 유닛(2-ℓ)에 의해 제공되는 제ℓ 지연 신호가 공급된다.
수신 안테나(1-1) 내지(1-N)로부터 직접 제1 다중경로 수신된 신호들이 공급되고 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)으로부터 제2 내지 제L 지연 신호가 공급되는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)는 역확산 신호를 만든다. 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)는 역확산 신호를 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L) 및 MMSE 제어 회로(5)에 전달한다. 역확산 신호가 공급된 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)는 가중화되고 조합된 신호를 안테나 조합된 신호로 제공한다. 가산기(6)는 안테나 가중/조합 회로들(4-1 내지 4-L)의 출력들을 합산하여 합 신호를 레이크 결합된 신호로 생성하고, 레이크(rake) 조합된 신호를 감산기(8)에 공급한다.
임시로 도 2를 참고하여, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)가 설명된다. 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)가 똑같은 구조를 가지므로, 안테나 가중/조합 회로(4-1)만이 예로 설명된다. 도 2에 도시된 바와 같이, 안테나 가중/조합 회로(4-1)는 복수의 곱셈기(9-1) 내지(9-N)와 가산기(10)를 포함한다.
상술된 바와 같이, 안테나 가중/조합 회로(4-1)에는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에 의해 역확산된 역확산 신호가 공급된다. MMSE 제어 회로(5)에 의해 만들어진 역확산 신호 및 안테나 가중치가 공급되는 곱셈기(9-1) 내지(9-N)는 역확산 신호를 안테나 가중치로 곱하여 가중된 신호를 만든다. 가산기(10)는 가중된 신호를 합산하여 안테나 조합된 신호를 신호들의 합으로서 만들고, 그 안테나 조합된 신호를 도 1의 가산기(6)에 공급한다. 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신된 신호들의 진폭들 및 위상들을 제어함으로서, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)는 어레이 안테나의 직접적인 패턴을 형성하여, 원하는 신호 성분에 이득이 주어지고 간섭 신호 성분들이 억제된다.
가산기(6)는 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)의 출력 신호들을 합산하여 레이크 조합된 신호를 만든다. 그래서, 레이크 조합이 실행되다. 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호와 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호가 공급된 가산기(8)는 기준 신호에서 레이크 조합된 신호를 감산하여 공통 에러 신호를 구한다. 감산기(8)는 공통 에러 신호를 MMSE 제어 회로(5)에 공급한다. 감산기(8)로부터 공통 에러 신호가 공급되고 역확산 회로(3-1) 내지(3-L-N)로부터 역확산 신호가 공급된 MMSE 제어 회로(5)는 공통 에러 신호가 최소화되도록 안테나 가중치를 제어한다.
여기서, MMSE 제어 회로(5)는 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 안테나 가중치를 제어 또는 업데이트한다. 안테나 가중치를 제어하여 순간적인 채널 변동을 일으키기 위해, 고속 알고리즘, 예를 들면 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘이 적응적인 업데이트 알고리즘으로 사용될 수 있다.
제 k 번째 사용자에 대해 다중경로의 제ℓ(ℓ = 1 내지 L) 경로를 통해 수신된 제m 심볼(시간 순간 mT일 때, 여기서 T는 심볼 주기)에서 수신된 신호의 작용이 설명된다. 여기서, 다중경로의 제ℓ 경로를 통해 제n(n = 1 내지 N) 수신 안테나에 의해 수신된 수신 신호로부터 유도되는 역확산 신호는 yk,ℓ,n(m)로 나타내진다. 역확산 신호 yk,ℓ,n(m)는 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)에 공급된다. 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)의 곱셈기(9-1) 내지(9-N)는 역확산 신호 yk,ℓ,n(m)를 MMSE 제어 회로(5)에 의해 만들어진 안테나 가중치로 곱하여 가중된 신호를 만든다. 가중된 신호는 가산기(10)에 의해 안테나 조합된 신호로 조합된다. 가산기(10)는 출력 신호를 안테나 결합된 신호로 생성한다.
제n 번째 수신 안테나에 대한 안테나 가중치를 wk,ℓ,n(m)으로 나타나게 한다. 그후, 다중경로의 제 ℓ 번째 경로 및 제 k 번째 사용자에 대한 안테나 조합된 신호 zk,ℓ(m)는 다음과 같이 주어진다:
여기서, *는 공액복소수를 나타낸다.
도 1의 가산기(6)는 레이크 조합이 실행되도록 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)에 의해 만들어진 안테나 조합된 신호들을 더한다. 제k 사용자에 대한레이크 조합된 신호 zk(m)은 다음과 같이 주어진다:
레이크 조합된 신호 zk(m)는 감산기(8)에 공급된다.
RLS 알고리즘에 따라 현재 시간까지의 모든 입력 샘플들을 사용하여, MMSE 제어 회로(5)는 지수 가중치 에러의 제곱합이 직접적으로 최소화되도록 안테나 가중치를 제어한다. 제곱합(m)은 다음과 같이 나타내진다:
여기서, α는 가중치 계수(0 < α ≤ 1)를 나타내고, ek(m)은 감산기(8)에 의해 만들어진 공통 에러 신호를 나타낸다. 상기에 설명된 바와 같이, 공통 에러 신호는 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호로부터 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호를 감산하여 구해진다.
감산기(8)는 공통 에러 신호를 MMSE 제어 회로(6)에 전달한다. 공통 에러 신호 ek(m)는 다음과 같이 주어진다:
여기서,(m)은 제k 사용자에 대한 기준 신호를 나타낸다.
RLS 알고리즘에서, 상관관계 매트릭스 Rxxk는 식(3)에 따른 지수 가중치의 시간 평균에 의해 계산된다:
여기서, δ는 양의 상수이고, H는 공액복소수 전위이고, U는 단위 매트릭스이다. Xk(m)은 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N) 각각에 의해 만들어진 역확산 신호의 역확산 신호 벡터를 나타내고, 다음과 같이 정의된다:
여기서, T는 전위를 나타낸다.
적응적인 업데이트 알고리즘에 따라, MMSE 제어 회로(5)는 감산기(8)에 의해 만들어진 공통 에러 신호 ek(m) 및 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)에 의해 만들어진 역확산 신호를 사용하여 안테나 가중치를 업데이트한다. 이 업데이트 동작에서, 안테나 가중치는 공통 에러 신호 ek(m)를 최소화하도록 MMSE 기준에 의해 적응적으로 제어된다. 업데이트 동작은 다음과 같이 나타내진다:
여기서, Wk(m)은 MMSE 제어 회로(5)에 의해 만들어진 안테나 가중치의 안테나 가중치 벡터를 나타내고, 다음과 같이 정의된다:
식(8) 및(9)는 상관관계 매트릭스 Rxxk의 역매트릭스 Rxxk -1의 계산을 요구한다. 역매트릭스 Rxxk -1은 매트릭스 공식을 사용하여 계산된다:
그러나, 상술된 기술은 다음과 같은 면에서 불편하다. MMSE 제어 회로(5)는 적응적인 업데이트 알고리즘에 따라 많은 양의 계산을 요구한다. 이러한 많은 양의 계산은 디지털 신호 프로세서(DSP)에 큰 처리 로드를 부여한다. 이는 제어 에러 신호가 사용되므로, 공통 에러 신호의 평균 제곱을 최소화하도록 안테나 가중치를 제어하는 적응적인 업데이트 알고리즘이(NxL)차 상관관계 매트릭스 Rxxk의 계산을 요구하기 때문이다.
본 발명의 목적은 안테나 가중치 계수를 계산하는 적응적인 업데이트 알고리즘에서 계산량을 상당히 줄임으로서 DSP의 처리 로드를 줄일 수 있는 CDMA 적응적인 어레이 안테나(adaptive array antenna) 수신 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 적응적인 어레이 안테나들 수신 장치와 본 발명에 따른 수신 방법은 다음과 같다:
[1] 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수일 때, 미리 정해진 수 L의 핑거(finger)들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는:
각각에 수신된 신호들을 역확산(despread) 처리하도록 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되어 역확산 신호들을 생성하는 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N);
각각에 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산 신호들이 공급되고, 각각이 역확산 신호들을 가중치(weighting) 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L);
가중된 신호들을 조합하여 레이크(rake) 조합 신호를 생성하도록 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단으로부터 가중된 신호들이 공급되는 조합 수단(6);
레이크 조합된 신호와 기준 신호 사이의 차이를 계산하여 그 차이를 나타내는 공통 에러 신호를 생성하도록 레이크 조합된 신호 및 기준 신호가 공급되는 에러 신호 생성 수단(8); 및
각각에 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산 신호들이 공급되고 공통적으로 공통 에러 신호가 공급되고, 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단에 연결되어, 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 각각이 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)을 포함한다.
[2] [1]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘을 사용한다.
[3] [1]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 수신된 신호들 각각이 공지된 파일럿(pilot) 신호인 경우, 기준 신호는 공지된 파일럿 신호와 동일한 신호이다.
[4] [3]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서는 결정 출력 신호를 생성하도록 레이크 조합 수단에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호에 대해 데이터를 결정하는 결정 수단(11), 및 결정 수단에 의해 만들어진 결정 출력 신호와 기준 신호를 선택적으로 교환하는 스위칭 수단(12)을 더 포함하고, 스위칭 수단은 수신된 신호가 파일럿 신호이고 수신된 신호가 파일럿 신호 이외의 데이터 신호일 때, 기준 신호와 결정 출력 신호가 각각 선택되어 에러 신호 생성 수단에 공급되도록 제어된다.
[5] [1]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수)상관관계 매트릭스를 사용하여 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어한다.
[6] [1]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수의 역확산 수단은 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 미리 정해진 수 L의 경로에 대응하고, 수신 장치는 각각 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호를 지연시켜 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 수단을 더 포함하고, 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것들은 다중경로의 경로들에 대응한다.
[7] 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수일 때, 미리 정해진 수 L의 핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는:
각각에 수신된 신호들을 역확산 처리하도록 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되어 역확산 신호들을 생성하는 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N);
각각에 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산 신호들이 공급되고, 각각이 역확산 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L);
가중된 신호들을 조합하도록 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단으로부터 가중된 신호들이 공급되는 조합 수단(6); 및
각각에 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산 신호들이 공급되고, 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단에 연결되어, 각각이 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)을 포함한다.
[8] [7]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수 L의 제어 수단 각각은 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 SMI(Sample Matrix Inversion) 알고리즘을 사용한다.
[9] [7]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어한다.
[10] [7]에서 설명된 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수의 역확산 수단은 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 미리 정해진 수 L의 경로에 대응하고, 수신 장치는 각각 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호를 지연시켜 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 수단을 더 포함하고, 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것들은 다중경로의 경로들에 대응한다.
[11] 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수일 때, 제1 내지 제L핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 사용되는 수신 방법은:
각각의 단계가 수신된 신호들을 역확산 처리하도록 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되어 역확산 신호들을 생성하는 단계로서, 제1 내지 제L 핑거들에서 실행되는 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N);
각각 제1 내지 제L 역확산 단계로부터 역확산 신호들이 공급되고, 각각이 역확산 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L);
가중된 신호들을 조합하여 레이크 조합된 신호를 생성하도록 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계로부터 가중된 신호들이 공급되는 조합 단계(6);
레이크 조합된 신호와 기준 신호 사이의 차이를 계산하여 그 차이를 나타내는 공통 에러 신호를 생성하도록 레이크 조합된 신호 및 기준 신호가 공급되는 에러 신호 생성 단계(8); 및
각각 제1 내지 제L 역확산 단계로부터 역확산 신호들이 공급되고 공통적으로 공통 에러 신호가 공급되고, 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 각각이 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)를 포함한다.
[12] [11]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 제어 단계 각각은 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘을 사용한다.
[13] [11]에서 설명된 수신 방법에서, 수신된 신호들 각각이 공지된파일럿(pilot) 신호인 경우, 기준 신호는 공지된 파일럿 신호와 동일한 신호이다.
[14] [13]에서 설명된 수신 방법에서, 결정 출력 신호를 생성하도록 레이크 조합 단계에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호에 대해 데이터를 결정하는 결정 단계(11), 및 결정 단계에 의해 만들어진 결정 출력 신호와 기준 신호를 선택적으로 교환하는 스위칭 단계(12)를 더 포함하고, 스위칭 단계는 수신된 신호가 파일럿 신호이고 수신된 신호가 파일럿 신호 이외의 데이터 신호일 때, 기준 신호와 결정 출력 신호가 각각 선택되어 에러 신호 생성 단계에 공급되도록 제어된다.
[15] [11]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 제어 단계 각각은 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어한다.
[16] [11]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 역확산 처리를 실행하는 제1 내지 제L 핑거들은 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 제1 내지 제L 경로에 대응하고, 수신 방법은 각각 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 제1 내지 제L 역확산 단계 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 단계를 더 포함하고, 제1 내지 제L 역확산 단계 중 대응하는 것들은 다중경로의 제1 내지 제L 경로들에 대응한다.
[17] 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수일 때, 제1 내지 제L 핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 사용되는 수신 방법에있어서:
각각의 단계가 수신된 신호들을 역확산 처리하도록 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되어 역확산 신호들을 생성하는 단계로서, 제1 내지 제L 핑거들에서 실행되는 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N);
각각 제1 내지 제L 역확산 단계로부터 역확산 신호들이 공급되고, 각각이 역확산 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L);
가중된 신호들을 조합하도록 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계로부터 가중된 신호들이 공급되는 조합 단계(6); 및
각각 제1 내지 제L 역확산 단계로부터 역확산 신호들이 공급되고, 각각이 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)를 포함한다.
[18] [17]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 제어 단계 각각은 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 SMI(Sample Matrix Inversion) 알고리즘을 사용한다.
[19] [17]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 제어 단계 각각은 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어한다.
[20] [17]에서 설명된 수신 방법에서, 제1 내지 제L 역확산 단계를 실행하는 제1 내지 제L 핑거들은 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중제1 내지 제L 경로에 대응하고, 수신 방법은 각각 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 제1 내지 제L 역확산 단계 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 단계를 더 포함하고, 제1 내지 제L 역확산 단계 중 대응하는 것들은 다중경로의 제1 내지 제L 경로들에 대응한다.
CDMA 통신 시스템에서는 각 핑거들 사이에 상관관계가 존재하지 않는다. 그러므로, 각 핑거에 대해 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 사용하여 안테나 가중치 계수들을 계산하는 적응적인 업데이트 알고리즘이(NxL)차 상관관계 매트릭스를 계산하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘과 동일하다. 그러므로, 안테나 가중치 계수들은 레이크 조합 이후에 공통 에러 신호의 평균 제곱을 최소화하도록 각 핑거들에 대해 독립적으로 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 제어된다. 이 방식으로, 모든 MMSE 제어 회로에서 사용되는 적응적인 업데이트 알고리즘의 계산량이(NL)2에서 N2L로 비례하여 상당히 감소된다.
도 1은 종래 기술에 따른 수신 장치를 도시하는 도면.
도 2는 도 1에 도시된 안테나 가중(weighting) 회로를 도시하는 도면.
도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 수신 장치를 도시하는 도면.
도 4는 도 3에 도시된 안테나 가중 회로를 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 수신 장치를 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따른 수신 장치를 도시하는 도면.
*도면의 주요부분에 대한 부호의 설명*
3-1-1 : 역확산 회로 2-2 : 지연 유닛
7 : 기준 신호 생성 회로 12 : 스위치
이제는 도면을 참고로 본 발명의 몇가지 바람직한 실시예가 설명된다.
도 3을 참고로, 공통 에러 신호가 사용되는 경우에서 본 발명의 제1 실시예에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나(adaptive array antenna) 수신 장치가 설명된다. 여기서는 수신 안테나의 수가 N(N은 2 보다 작지 않은 정수)이고, 다중경로의 경로수가 L(L은 1 보다 작지 않은 정수)인 것으로 가정된다. 제k 사용자(k는 1 보다 큰 정수)에 대해 고려해 본다.
도 3에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는 어레이 안테나를 형성하는 N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N), 각각 다중경로의 제1 경로를 제외한 다중경로의 제2 내지 제L 경로에 대응하는(L-1)개의 지연 유닛(2-2) 내지(2-L), 다중경로의 제1 내지 제L 경로 및 N개의 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 대응하는(NxL)개의 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N), L개의 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L), 및 제1 내지 제L 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L), 기준 신호 생성 회로(7), 가산기(6), 및 감산기(8)에 각각 연결된 L개의 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)를 포함한다.
도 3에서, 이 신호들은 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신되고, 다중경로의 제1 내지 제L 경로에서 지연 시간들 때문에 제1 내지 제L 다중경로 수신된 신호들로 분류된다. 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호는 각각 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)에 공급되고, 제1 다중경로 수신된 신호는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에 직접 공급된다. 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)은 제2 내지 제L 지연 신호를 생성하도록 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호를 지연시킨다. 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)로부터의 제1 다중경로 수신된 신호 및 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)으로부터의 제2 내지 제L 지연 신호가 공급된 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)는 역확산 신호를 생성하도록 제1 다중경로 수신된 신호 및 제2 내지 제L 지연 신호를 역확산 처리한다. 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)은 역확산 신호를 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L) 및 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 전달한다.
역확산된 신호들이 공급되어, 안테나 가중/조합 회로들 (4-1) 내지(4-L)는가중화되고 조합된 신호들을 안테나 조합된 신호들로 만들고, 안테나 조합된 신호들을 가산기(6)에 공급한다. 가산기(6)는 안테나 조합된 신호들을 합산하여 합산 신호를 레이크(rake) 조합 신호로 만들고, 레이크 조합된 신호를 감산기(8)에 공급한다.
임시로 도 4를 참고하여, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)는 각각 복수의 곱셈기(9-1) 내지(9-N)와 가산기(10)를 포함한다. 상술된 바와 같이, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)에는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)로부터 역확산 신호가 공급된다. 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L) 각각의 곱셈기(9-1) 내지(9-N)는 가중된 신호를 생성하도록 역확산 신호를 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)의 각 대응하는 것에 의해 만들어진 안테나 가중치로 곱한다. 곱셈기(9-1) 내지(9-N)로부터 가중된 신호가 공급된 가산기(10)는 가중된 신호들을 합산하여 안테나 조합된 신호를 만든다. 안테나 조합된 신호는 도 3의 가산기(6)에 전달된다.
가산기(6)는 레이크 조합된 신호들을 생성하도록 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)에 의해 만들어진 안테나 조합된 신호를 합산한다. 그래서, 레이크 조합이 실행된다. 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호 및 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호가 공급된 감산기(8)는 기준 신호로부터 레이크 조합된 신호를 감산하여 공통 에러 신호를 구한다. 감산기(8)는 공통 에러 신호를 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 공급한다. 감산기(8)로부터의 공통 에러 신호와 다중경로의 각 경로에 대응하는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)로부터의 역확산 신호가 공급된 MMSE 제어 회로(5-1 내지 5-L)는 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 안테나 가중치를 제어한다.
여기서, MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)는 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 안테나 가중치를 제어 또는 업데이트한다. 안테나 가중치를 제어함으로서 순간적인 채널 변동을 따르기 위해서는 고속 알고리즘인 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘이 바람직하게 사용된다. 각 핑거들에 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 사용하여 안테나 가중치를 제어하는 알고리즘은 DSP에 대한 처리 로드 및 계산량을 상당히 감소시키는데 공헌한다.
도 3 및 도 4를 참고로, 수신 장치가 보다 상세히 설명된다.
수신 안테나(1-1 내지 1-N)는 각각이 원하는 신호 성분 및 그와 다중화된 복수의 간섭 신호를 포함하는 수신된 신호들을 수신한다. 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)는 수신된 신호들이 서로 상관되도록 서로 근접하게 배열된다. 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)은 제2 내지 제L 경로를 통해 전파되고 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신된 수신된 신호들을 지연시키도록 동작한다. 수신된 신호들은 다중경로의 제1 내지 제L 경로에서의 지연 시간들을 참고로 제1 내지 제L 다중경로 수신된 신호로 분류된다. 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호는 각각 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)에 공급되고, 제1 다중경로 수신된 신호는 직접 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에 공급된다.
지연 유닛(2-2) 내지(2-L)은 다중경로의 제1 경로에서의 타이밍과 동기화되어 제2 내지 제L 다중경로 수신된 신호를 지연시킨다. 그러므로, 다중경로의 제1 경로에 대응하는 지연 유닛(2-1)은 지연이 요구되지 않아 도 3에서 생략된다.
다중경로의 제1 경로에 대한 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에는 각각 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신된 제1 다중경로 수신된 신호가 직접 공급된다. 다중경로의 제2 경로에 대한 역확산 회로(3-2-1) 내지(3-2-N)에는 지연 유닛(2-2)에 의해 만들어진 제2 지연 신호들이 공급된다. 다중경로의 제L 경로에 대한 역확산 회로(3-L-1) 내지(3-L-N)에는 지연 유닛(2-L)에 의해 만들어진 제L 지연 신호들이 공급된다. 그래서, 다중경로의 제ℓ(ℓ = 2 내지 L) 경로에 대한 역확산 회로(3-ℓ-1) 내지(3-ℓ-N)에는 지연 유닛(2-ℓ)에 의해 만들어진 제ℓ 지연 신호들이 공급된다. 다중경로의 특정한 경로에서의 타이밍은 모든 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 공통적으로 사용된다. 이는 수신된 신호들이 서로 상관되도록 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)가 서로 근접하게 배열되기 때문이므로, 수신 안테나(1-1) 내지(1-N)는 똑같은 지연 프로파일을 갖는 것으로 가정된다.
수신 안테나(1-1) 내지(1-N)로부터 직접 제1 다중경로 수신된 신호가 공급되고 지연 유닛(2-2) 내지(2-L)로부터 제2 내지 제L 지연 신호가 공급되는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)는 역확산 신호를 만든다. 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)는 역확산 신호를 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L) 및 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 전달한다. 역확산 신호들이 공급된 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)는 가중화되고 조합된 신호를 안테나 조합된 신호로 만들고, 그 안테나 조합된 신호를 가산기(6)에 전달한다. 가산기(6)는 가중된 그리고 조합된 가중 출력들을 합산하여, 합산 신호를 레이크 조합된 신호로 만들고, 그 레이크 조합된 신호를 감산기(8)에 공급한다.
임시로 도 4를 참고하여, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)가 설명된다. 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)가 똑같은 구조를 가지므로, 안테나 가중/조합 회로(4-1)만이 예로 설명된다.
도 4에 도시된 바와 같이, 안테나 가중/조합 회로(4-1)는 곱셈기(9-1) 내지(9-N) 및 가산기(10)를 포함한다. 안테나 가중/조합 회로(4-1)에는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-1-N)에 의해 역확산 처리된 역확산 신호가 공급된다. 역확산 신호 및 MMSE 제어 회로(5-1)에 의해 만들어진 안테나 가중치가 공급되는 곱셈기(9-1) 내지(9-N)는 가중된 신호를 생성하도록 확산 신호를 안테나 가중치로 곱한다. 가산기(10)는 가중된 신호들을 합산하여 안테나 조합된 신호를 만들고, 그 안테나 조합된 신호를 도 3의 가산기(6)에 공급한다.
수신 안테나(1-1) 내지(1-N)에 의해 수신된 수신 신호의 진폭 및 위상을 제어함으로서, 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지 (4-L)는 원하는 신호 구성성분에 이득이 주어지고 간섭 신호 구성성분이 억제되도록 어레이 안테나의 직접적인 패턴을 형성한다. 가산기(6)는 안테나 가중/조합 회로(4-1) 내지(4-L)에 의해 만들어진 안테나 조합된 신호를 합산한다. 그래서, 레이크 조합이 실행된다. 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호 및 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호가 공급되는 감산기(8)는 기준 신호로부터 레이크 조합된 신호를 감산하여 공통 에러 신호를 만든다. 감산기(8)는 공통 에러 신호를 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 공급한다. 감산기(8)로부터의 공통 에러 신호 및 다중경로의 각 경로에 대응하는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)로부터의 역확산 신호들이 공급되는 MMSE제어 회로(5-1) 내지(5-L)는 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 안테나 가중치를 제어한다.
여기서, MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)는 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 안테나 가중치를 제어 또는 업데이트한다. 안테나 가중치를 제어하여 순간적인 채널 변동을 따르기 위해서는 고속 알고리즘인 RLS 알고리즘이 바람직하게 사용된다. 각 핑거들에 대해 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 사용하는 안테나 가중치를 제어하기 위한 알고리즘이 사용된다.
도 3 및 도 4를 참고로, 본 실시예의 동작이 설명된다. 여기서는 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 사용되는 RLS 알고리즘이 상세히 설명된다. 제k 사용자에 대해 다중경로의 제ℓ(ℓ = 1 내지 L) 경로를 통해 제m 심볼에서(시간 순간 mT에서, T는 심볼 주기) 수신된 신호의 작용이 고려된다.
MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L) 각각에서 사용되는 RLS 알고리즘에서, 상관관계 매트릭스는 다음과 같이 계산된다:
여기서, δ는 양의 상수이고, H는 공액복소수 전위이고, α는 가중치 계수(0 < α ≤1)이다.
가중치 계수 α가 크면, 적응적인 제어의 정확성 및 안정성은 뛰어나지만, 적응적인 제어의 수렴성이 느리다. 한편, 가중치 계수 α가 작으면, 적응적인 제어의 수렴성은 빠르지만, 적응적인 제어의 정확성 및 안전성이 악화된다.
MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L) 각각에서 사용되는 RLS 알고리즘에서, 가중치 계수 α는 순간적인 채널 변동이 안테나 가중치로 이어지도록 패이딩(fading) 주파수에 의존하여 적응적으로 변화되어야 한다. 특별히, 패이딩 주파수가 작으면, 가중치 계수 α가 증가된다. 패이징 주파수가 크면, 가중치 계수 α가 감소된다.
Xk,ℓ(m)은 다중경로의 제ℓ(ℓ = 1 내지 L) 경로에 대응하는 역확산 회로(3-ℓ-1) 내지(3-ℓ-N)에 의해 생성된 역확산 신호들의 역확산된 신호 벡터를 나타내고, 다음식에 의해 정의 된다:
여기서, T는 전위를 나타낸다.
RLS 알고리즘에 따라, 각 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)는 감산기(8)에 의해 만들어진 공통 에러 신호 ek(m) 및 다중경로의 각 경로들에 대응하는 역확산 회로(3-ℓ-1) 내지(3-ℓ-N)(ℓ = 1 내지 L)에 의해 만들어진 역확산 신호를 사용하여 안테나 가중치를 업데이트한다. 상술된 바와 같이, 공통 에러 신호는 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호로부터 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호를 감산함으로서 구해진다.
이 업데이팅 동작에서, 안테나 가중치는 공통 에러 신호 ek(m)가 최소화되도록 MMSE 기준에 의해 적응적으로 제어된다. 업데이팅 동작은 다음과 같이 표현된다:
여기서, Wk,ℓ(m)은 다중경로의 제ℓ 경로에 대응하는 MMSE 제어 회로(5-ℓ)(ℓ = 1 내지 L)에 의해 만들어진 안테나 가중치의 안테나 가중치 벡터를 나타내고, 다음과 같이 정의된다:
식(16) 및(17)은 상관관계 매트릭스 Rxxk,ℓ의 역매트릭스 계산을 요구한다. 역매트릭스의 계산량을 줄이기 위해, 식(13) 및(14)의 양측은 매트릭스 공식을 사용하여 역매트릭스로 변환된다. 그래서, Rxxk,ℓ -1은 다음과 같이 주어진다:
식(13) 및(14) 대신에 식(19) 및(20)을 사용함으로서, 엄청난 역매트릭스의 계산량없이 Rxxk,ℓ -1을 구하는 것이 가능하다. 그래서, 안테나 가중치를 계산하는데 요구되는 계산량을 줄이는 것이 가능하다.
CDMA 시스템에서, 다중경로 수신된 신호는 확산 코드에 의해 분리되어, 각 핑거들 사이의 상관관계는 더 이상 존재하지 않는다. 그러므로, 각 핑거들에 대해 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 사용하여 안테나 가중치를 계산하는 RLS 알고리즘은(NxL)차 상관관계 매트릭스를 계산하는 RLS 알고리즘과 동일하다. 이후에는 본 발명에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 사용되는 RLS 알고리즘이 관련된 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 단일 MMSE 제어 회로(5)에 사용되는 RLS 알고리즘과 동일함이 증명된다.
간략하게 설명하도록, 다중경로의 경로수가 2개, 즉 핑거의 수가 2개인 경우를 고려해 본다. 관련된 CDAMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 공통 에러 신호가 모든 핑거에 사용되는 경우의 상관관계 매트릭스 Rxx는 다음과 같이 분할 매트릭스로 나타내진다:
여기서, R11은 핑거(1)의 자기상관관계 매트릭스를 나타내고, R22는 핑거(2)의 자기상관관계 매트릭스, R12는 핑거(2)에 대한 핑거(1)의 상호상관관계 매트릭스, 또한 R21은 핑거(1)에 대한 핑거(2)의 상호상관관계 매트릭스를 나타낸다.
CDMA 시스템에서, 역확산에 의해 분리된 다중경로의 각 경로는 서로에 대해 상관관계를 갖지 않는다. 그러므로, 각 핑거들 사이의 상관관계는 R12= R21= 0으로 주어진다. 그러므로, 상관관계 매트릭스 Rxx는 다음과 같이 표현된다:
이때, 대각선에만 소자를 갖는 상관관계 매트릭스 Rxx의 역매트릭스 Rxx -1는 다음과 같이 표현된다:
관련된 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서, 단일 MMSE 제어 회로(5)가 모든 핑거에 대해 공통된 에러 신호를 사용하는 경우의 RLS 알고리즘은 다음과 같이 주어진다:
여기서, W(m)은 제m 심볼에서 핑거(1) 및 핑거(2)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, W1(m)은 제m 심볼에서 핑거(1)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, W2(m)은 제m 심볼에서 핑거(2)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, X(m)은 제m 심볼에서 핑거(1) 및 핑거(2)에 대한 역확산 신호를 나타내고, X1(m)은 제m 심볼에서 핑거(1)에 대한 역확산 신호 벡터를 나타내고, X2(m)은 제m 심볼에서 핑거(2)에 대한 역확산 신호 벡터를 나타내고, e(m)은 공통 에러 신호를 나타낸다.
상기 식은 다음과 같이 분할 매트릭스로 표현된다:
상기 식에서는 각 핑거들 사이에 상관관계가 존재하지 않으면,(NxL)차 상관관계 매트릭스를 계산하는 RLS 알고리즘이 각 핑거들에 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스를 계산하는 RLS 알고리즘과 동일한 것으로 나타난다.
다음에는 본 발명에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 의해 구해진 최적 가중치가 상관된 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 단일 MMSE 제어 회로(5)에 의해 구해진 최적 가중치와 동일함이 증명된다.
W = Rxx -1S로부터, 최적 가중치는 분할 매트릭스로 표현된다:
여기서, W는 핑거(1) 및 핑거(2)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, W1은핑거(1)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, W2는 핑거(2)에 대한 가중치 벡터를 나타내고, S는 핑거(1) 및 핑거(2)에 대한 상관관계 벡터를 나타내고, S1은 핑거(1)에 대한 상관관계 벡터를 나타내고, S2는 핑거(2)에 대한 상관관계 벡터를 나타낸다.
상기 식에서는 각 핑거들 사이에 상관관계가 존재하지 않으면,(NxL)차 상관관계 매트릭스로부터 계산된 최적 가중치가 각 핑거들에 대해 독립적으로 N차 상관관계 매트릭스로부터 계산된 최적 가중치와 동일한 것으로 나타난다. 간략하게 설명하도록, 핑거의 수가 2인 경우를 고려해 본다. 그러나, 상술된 증명은 또한 임의의 수의 핑거에도 유효함이 명백하다.
상술된 바와 같이, 상관관계 매트릭스에서 다중경로의 각 경로들 사이에 상호상관관계가 존재하지 않는다는 사실을 사용하여, 단일(NxL)차 상관관계 매트릭스는 N 순서 상관관계 매트릭스, L개로 감소될 수 있다. 그래서, 계산량은(NL)2에서 N2L로 비례하여 상당히 감소될 수 있다. 그러므로, DSP에 대한 처리 로드를 감소시키는 것이 가능하다.
도 5를 참고로, 본 발명의 제2 실시예에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치는 기본적으로 제1 실시예와 유사한 구조이다. 유사한 부분은 똑같은 참고번호로 나타내진다. 도 5에서, 수신 장치는 가산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호의 심볼 데이터를 결정하고 결정 출력 신호를 생성하는 결정 유닛(11), 및 그 결정 출력 신호와 기준 신호 생성 회로(7)의 기준 신호에 연결된 스위치(12)를 더 포함한다.
결정 유닛(11)에는 가산기(6)로부터 레이크 조합된 신호가 공급되고, 심볼 데이터가 결정된다. 그래서, 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호 뿐만 아니라 결정 유닛(11)에 의해 만들어진 결정 출력 신호도 사용하여 공통 에러 신호를 계산한다. 그러므로, 적응적인 업데이트 알고리즘에 따라 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에서 계산된 안테나 가중치를 보다 신속하게 수렴시키는 것이 가능하다.
특히, 도 3에 도시된 실시예에서는 수신된 신호들 중 공지된 파일럿(pilot)신호가 데이터 신호로 수신된다. 각 핑거들에 대한 파일럿 신호들은 레이크 조합되어 레이크 조합된 신호를 만든다. 레이크 조합된 신호는 안테나 가중치가 제어되도록 공통 에러 신호를 만들기 위해 기준 신호와 비교된다. 한편, 도 5에서 설명된 실시예는 또한 파일럿 신호들 이외의 다른 신호들의 수신에 적용될 수 있다. 파일럿 신호들을 수신하면, 스위치(12)는 기준 신호 생성 회로(7)로부터 기준 신호를 선택한다. 다른 데이터 신호을 수신하면, 스위치(12)는 결정 유닛(11)으로부터의 결정 출력 신호가 기준 신호 대신에 사용되도록 선택한다.
본 실시예는 적응적인 업데이트 알고리즘에 따라 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에서 계산되는 안테나 가중치가 보다 신속하게 수렴될 수 있다는 점에서 새로운 장점을 갖는다.
MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에서 사용되는 적응적인 업데이트 알고리즘으로는 안테나 가중치를 제어함으로서 순간적인 채널 변동에 따르기 위한 또 다른 고속 알고리즘인 SMI(Sample Matrix Inversion) 알고리즘이 사용될 수 있다. SMI 알고리즘의 사용은 유사한 효과를 나타낸다. 즉, DSP에 대한 처리 로드와 계산량을 상당히 감소시킨다.
도 6을 참고로, 본 발명의 제3 실시예에 따른 CDMA 적응적인 어레이 안테나 수신 장치가 설명된다. 제3 실시예에서, SMI 알고리즘은 MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에서 사용되는 적응적인 업데이트 알고리즘으로 사용된다. 유사한 부분은 똑같은 참고 번호로 나타내진다.
본 실시예에서는 기준 신호에 의해 만들어진 기준 신호로부터 감산기(6)에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호를 감산하여 공통 에러 신호를 계산하는 감산기(8)(도 3)가 생략된다. 공통 에러 신호 대신에, MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에는 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호가 공급된다. 다중경로의 각 경로들에 대응하는 역확산 회로(3-1-1) 내지(3-L-N)에 의해 만들어진 역확산 신호들 및 기준 신호를 사용하여, MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)는 안테나 가중치를 제어한다.
제k 사용자에 대해 다중경로의 제ℓ(ℓ = 1 내지 L) 경로를 통하여 수신된 제m 심볼에서(시간 순간 mT에서, T는 심볼 주기) 수신된 신호의 작용이 설명된다. MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L) 각각에서 사용되는 SMI 알고리즘에서, 상관관계 매트릭스 Rxxk,ℓ은 다음과 같이 계산된다:
여기서, β는 망각 계수(forgetting factor)(0 < β < 1)이고, RLS 알고리즘에서 사용되는 가중치 계수 α와 유사한 특성을 갖는다.
상관관계 벡터 Sk,ℓ은 다음과 같이 계산된다:
여기서,(m)은 기준 신호 생성 회로(7)에 의해 만들어진 기준 신호를 나타낸다.
그러므로, MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에 의해 만들어진 안테나 가중치는 다음과 같이 주어진다:
식(35)는 상관관계 매트릭스 Rxxk,ℓ의 역매트릭스 계산을 요구한다. 그러므로, 역매트릭스의 계산량을 줄이기 위해, 식(32)의 양변은 매트릭스 공식을 사용하여 역매트릭스로 변환된다. 이때, 역매트릭스 Rxxk,ℓ -1는 다음과 같이 주어진다:
식(32) 대신에 식(36)을 사용함으로서, 역매트릭스의 방대한 계산량 없이 Rxxk,ℓ을 얻는 것이 가능하다. 그러므로, 안테나 가중치를 계산하는데 요구되는 계산량을 감소시키는 것이 가능하다.
MMSE 제어 회로(5-1) 내지(5-L)에서 적응적인 업데이트 알고리즘으로 SMI 알고리즘이 사용되는 경우, 상관관계 매트릭스에서 다중경로의 각 경로들 사이에는 상호상관관계가 존재하지 않는다. 그러므로, 단일(NxL)차 상관관계 매트릭스를 N 순서 매트릭스, L개로 감소시킴으로서, 계산량은(NL)2에서 N2L로 비례하여 상당히 감소될 수 있다. 그래서, DSP에 대한 처리 로드를 감소시키는 유사한 이점이 이루어진다.
본 발명에 따라, 안테나 가중치 계수들은 레이크 조합 이후에 공통 에러 신호의 평균 제곱을 최소화하도록 각 핑거들에 대해 독립적으로 적응적인 업데이트 알고리즘을 사용하여 제어된다. 이 방식으로, 모든 MMSE 제어 회로에서 사용되는 적응적인 업데이트 알고리즘의 계산량은(NL)2에서 N2L로 비례하여 상당히 감소된다. 결과적으로, DSP에 대한 처리 로드가 감소될 수 있다.

Claims (20)

  1. 적응적인 어레이 안테나(adaptive array antenna)를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수인 미리 정해진 수 L의 핑거(finger)들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에 있어서:
    상기 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N)으로서, 각각의 상기 미리 정해진 수 L의 역확산 수단에는 역확산된 신호들을 생성하기 위해 상기 수신된 신호들을 역확산(despread)하기 위하여 상기 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되는, 상기 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N);
    각각 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산된 신호들이 공급되는 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L)으로서, 각각의 상기 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단은 상기 역확산된 신호들을 가중치(weighting) 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는, 상기 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L);
    레이크 조합된 신호(rake combined signal)를 생성하기 위해 상기 가중된 신호들을 조합하기 위하여 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단으로부터 가중된 신호들이 공급되는 조합 수단(6);
    레이크 조합된 신호와 기준 신호 사이의 차이를 계산하여 그 차이를 나타내는 공통 에러 신호를 생성하도록 상기 레이크 조합된 신호 및 기준 신호가 공급되는 에러 신호 생성 수단(8); 및
    각각 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 상기 역확산된 신호들이 공급되고 또한 공통인 상기 공통 에러 신호가 공급되고 상기 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단에 접속되는 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)으로서, 상기 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하여 상기 공통 에러 신호의 평균 제곱(mean square)이 최소화되도록 하는, 상기 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘을 사용하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    수신된 신호들 각각이 공지된 파일럿(pilot) 신호인 경우, 상기 기준 신호는 상기 공지된 파일럿 신호와 등가의 신호인 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    결정 출력 신호를 생성하도록 상기 레이크 조합 수단에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호에 대해 데이터를 결정하는 결정 수단(11), 및 상기 결정 수단에 의해 만들어진 결정 출력 신호와 기준 신호를 선택적으로 스위칭하는 스위칭 수단(12)을 더 포함하고, 상기 스위칭 수단은 수신된 신호가 파일럿 신호이고 데이터 신호가 파일럿 신호 이외의 신호일 때, 기준 신호와 결정 출력 신호가 각각 선택되어 에러 신호 생성 수단에 공급되도록 제어되는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 상기 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단은 상기 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 미리 정해진 수 L의 경로에 대응하고, 상기 수신 장치는 각각 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 상기 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 수단을 더 포함하고, 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 상기 대응하는 것들은 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  7. 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수인 미리 정해진 수 L의 핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에 있어서:
    상기 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N)으로서, 상기 미리 정해진 수 L의 역확산 수단 각각은, 수신된 신호들을 역확산 처리하여 역확산된 신호들을 생성하도록 상기 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되는, 상기 미리 정해진 수 L의 역확산 수단(3-1-1 내지 3-L-N);
    각각 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산된 신호들이 공급되는 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L)으로서, 상기 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단 각각은 상기 역확산된 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는, 상기 미리 정해진 수 L의 가중치 계수 곱셈 수단(4-1 내지 4-L);
    상기 가중된 신호들을 조합하도록 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단으로부터 상기 가중된 신호들이 공급되는 조합 수단(6); 및
    각각 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단으로부터 역확산된 신호들이 공급되고, 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단에 연결되는 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)으로서, 상기 미리 정해진 수 L의 제어 수단 각각은 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는, 상기 미리 정해진 수 L의 제어 수단(5-1 내지 5-L)을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수 L의 제어 수단 각각은 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 SMI(Sample Matrix Inversion) 알고리즘을 사용하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수의 제어 수단 각각은 상기 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 상기 미리 정해진 수의 가중치 계수 곱셈 수단 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  10. 제 7 항에 있어서,
    상기 미리 정해진 수의 핑거들을 형성하는 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단은 상기 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 미리 정해진 수 L의 경로에 대응하고, 상기 수신 장치는 각각 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 상기 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 상기 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 수단을 더 포함하고, 미리 정해진 수의 역확산 수단 중 상기 대응하는 것들은 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치.
  11. 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수인 제1 내지 제L 핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 사용되는 수신 방법에 있어서:
    상기 제1 내지 상기 제L 핑거들에서 실행되는 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N)로서, 상기 제1 내지 제L 역확산 단계 각각은 수신된 신호들을 역확산하여 역확산된 신호들을 생성하도록 상기 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되는, 상기 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N);
    각각 상기 제 1 내지 상기 제 L 역환산 단계로부터 상기 역환산된 신호들이 공급되는 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L)로서, 상기 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각은 상기 역확산된 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는, 상기 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L);
    상기 가중된 신호들을 조합하여 레이크 조합된 신호를 생성하도록 상기 제1내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계로부터 상기 가중된 신호들이 공급되는 조합 단계(6);
    상기 레이크 조합된 신호와 상기 기준 신호 사이의 차이를 계산하여 그 차이를 나타내는 공통 에러 신호를 생성하도록 상기 레이크 조합된 신호 및 상기 기준 신호가 공급되는 에러 신호 생성 단계(8); 및
    각각 상기 제1 내지 상기 제L 역확산 단계로부터 상기 역확산된 신호들이 공급되고 공통인 공통 에러 신호가 공급되는 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)로서, 상기 제1 내지 제L 제어 단계 각각은 상기 공통 에러 신호의 평균 제곱이 최소화되도록 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 상기 가중치 계수들을 제어하는, 상기 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)를 포함하는 수신 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 제어 단계 각각은 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 RLS(Recursive Least Square) 알고리즘을 사용하는 수신 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    수신된 신호들 각각이 공지된 파일럿(pilot) 신호인 경우, 상기 기준 신호는 상기 공지된 파일럿 신호와 등가인 신호인 수신 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    결정 출력 신호를 생성하도록 상기 레이크 조합 단계에 의해 만들어진 레이크 조합된 신호에 대해 데이터를 결정하는 결정 단계(11), 및 상기 결정 단계에 의해 만들어진 결정 출력 신호와 기준 신호를 선택적으로 스위칭하는 스위칭 단계(12)를 더 포함하고, 상기 스위칭 단계는 상기 수신된 신호가 파일럿 신호이고 상기 수신된 신호가 상기 파일럿 신호 이외의 데이터 신호일 때, 기준 신호와 결정 출력 신호가 각각 선택되어 상기 에러 신호 생성 단계에 공급되도록 제어되는 수신 방법.
  15. 제 11 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 제어 단계 각각은 상기 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 수신 방법.
  16. 제 11 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 역확산 처리를 실행하는 상기 제1 내지 상기 제L 핑거들은 상기 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 제1 내지 제L 경로에 대응하고, 상기 수신 방법은 각각 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 상기 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 상기 제1내지 상기 제L 역확산 단계 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 단계를 더 포함하고, 제1 내지 제L 역확산 단계 중 상기 대응하는 것들은 상기 다중경로의 상기 제1 내지 상기 제L 경로들에 대응하는 수신 방법.
  17. 적응적인 어레이 안테나를 형성하는 복수의 안테나 소자들(1-1 내지 1-N)에 의해 CDMA 전송된 신호를 수신하고, L이 1 보다 큰 정수인 제1 내지 제L 핑거들을 포함하는 적응적인 어레이 안테나 수신 장치에서 사용되는 수신 방법에 있어서:
    상기 제1 내지 상기 제L 핑거들에서 실행되는 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N)로서, 상기 제1 내지 제L 역확산 단계 각각은 상기 수신된 신호들을 역확산하여 역확산된 신호들을 생성하도록 상기 안테나 소자들로부터 수신된 신호들이 공급되는, 상기 제1 내지 제L 역확산 단계(3-1-1 내지 3-L-N);
    각각 상기 제1 내지 상기 제L 역확산 단계로부터 상기 역확산된 신호들이 공급되는 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L)로서, 상기 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각은 상기 역확산된 신호들을 가중치 계수들로 곱하여 가중된 신호를 생성하는, 상기 제1 내지 제L 가중치 계수 곱셈 단계(4-1 내지 4-L);
    상기 가중된 신호들을 조합하도록 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 수단으로부터 상기 가중된 신호들이 공급되는 조합 단계(6); 및
    각각 상기 제1 내지 상기 제L 역확산 단계로부터 상기 역확산된 신호들이 공급되는 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)로서, 상기 제1 내지 제L 제어 단계각각은 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 상기 가중치 계수들을 제어하는, 상기 제1 내지 제L 제어 단계(5-1 내지 5-L)를 포함하는 수신 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 제어 단계 각각은 가중치 계수들을 제어하기 위한 적응적인 업데이트 알고리즘으로 SMI(Sample Matrix Inversion) 알고리즘을 사용하는 수신 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 제어 단계 각각은 상기 안테나 소자들이 N개 일 때 N차(N은 2 보다 작지 않은 정수) 상관관계 매트릭스를 사용하여 상기 제1 내지 상기 제L 가중치 계수 곱셈 단계 각각에 대한 가중치 계수들을 제어하는 수신 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1 내지 상기 제L 역확산 단계를 실행하는 상기 제1 내지 상기 제L 핑거들은 상기 안테나 소자들 각각으로부터 수신된 신호의 다중경로 중 제1 내지 제L 경로에 대응하고, 상기 수신 방법은 각각 상기 다중경로의 경로들에 대응하는 지연 시간들 만큼 상기 안테나 소자들 각각으로부터의 수신된 신호를 지연시켜 상기 제1 내지 상기 제L 역확산 단계 중 대응하는 것에 공급되는 지연 신호들을 생성하는 지연 단계를 더 포함하고, 제1 내지 제L 역확산 단계 중 상기 대응하는 것들은 상기 다중경로의 상기 제1 내지 상기 제L 경로들에 대응하는 수신 방법.
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