KR100394328B1 - Reflection type low phase shift attenuator - Google Patents
Reflection type low phase shift attenuator Download PDFInfo
- Publication number
- KR100394328B1 KR100394328B1 KR10-2001-0010703A KR20010010703A KR100394328B1 KR 100394328 B1 KR100394328 B1 KR 100394328B1 KR 20010010703 A KR20010010703 A KR 20010010703A KR 100394328 B1 KR100394328 B1 KR 100394328B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- attenuator
- input
- phase
- signal
- output side
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/22—Attenuating devices
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/22—Attenuating devices
- H01P1/225—Coaxial attenuators
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
- H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
- H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
- H01P5/18—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port consisting of two coupled guides, e.g. directional couplers
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
본 발명은, 선형화기에 사용되는 반사형 저위상 변화 감쇠기에 관한 것으로, 본 발명의 목적을 달성하기 위한 반사형 저위상 변화 감쇠기는, 바이어스 전압에 접속되는 입력 및 출력측 저항(R11, R12); 상기 입력 및 출력측 저항(R11, R12)에 각각 접속되는 PIN 다이오드(PD11, PD12); RF 입력 및 출력측 단자에 접속되는 차단 커패시터(C11, C12); 및 상기 입력 및 출력측 차단 커패시터(C11, C12)와 상기 핀 다이오드(PD11, PD12)에 접속되는 90°하이브리드 회로; 로 구성되며, 상기 입력측과 출력측은 대칭을 이루도록 하는 것을 특징으로 하는 바, 본 발명의 감쇠기에 의하면, 감쇠기의 동적범위(Dynamic range) 및 출력단의 반사 특성을 현저하게 개량할 수 있다.The present invention relates to a reflective low phase change attenuator for use in a linearizer, wherein a reflective low phase change attenuator for achieving the object of the present invention comprises: input and output side resistors (R11, R12) connected to a bias voltage; PIN diodes PD11 and PD12 connected to the input and output side resistors R11 and R12, respectively; Blocking capacitors C11 and C12 connected to the RF input and output side terminals; And a 90 ° hybrid circuit connected to the input and output side blocking capacitors C11 and C12 and the pin diodes PD11 and PD12. The input side and the output side are symmetrical, and according to the attenuator of the present invention, the dynamic range of the attenuator and the reflection characteristic of the output stage can be remarkably improved.
Description
본 발명은, 대전력증폭기용 선형화기에 사용되는 반사형 저위상 변화 감쇠기에 관한 것이다.The present invention relates to a reflective low phase change attenuator for use in linearizers for large power amplifiers.
기지국용 대전력증폭기(High Power Amplifier: HPA)와 같은 코렉션증폭기(correction amplifier)는 최소한의 전력으로 압력 및 외부환경의 영향을 받지 않고 시스템이 요구하는 선형성을 만족시키는 것이 중요하며, 단말기의 경우는 최대 출력조건 및 동작대기 상태에서 우수한 효율특성과 선형성 확보가 중요하다.Correction amplifiers, such as high power amplifiers (HPAs) for base stations, are required to satisfy the linearity required by the system without being affected by pressure and external environment with minimal power. It is important to ensure excellent efficiency characteristics and linearity at maximum output conditions and standby conditions.
그런데, 일반적으로 RF 및 마이크로파 회로에 사용된 능동소자의 비선형 특성에 의해 이러한 증폭기는 비선형 회로 특성을 갖는 것이 보통이다. 특히, 대전력증폭기는 최대 전력을 추출하기 위해 주 능동소자인 트랜지스터를 비선형 특성이 강한 포화영역에서 동작시키며, 포화영역에서 동작되는 대전력증폭기의 경우, 이득과 위상이 왜곡되는 것이 보통이다.However, in general, due to the nonlinear characteristics of active devices used in RF and microwave circuits, these amplifiers generally have nonlinear circuit characteristics. In particular, the large power amplifier operates the transistor, which is the main active element, in the saturation region with strong nonlinear characteristics to extract the maximum power. In the case of the large power amplifier operated in the saturation region, gain and phase are usually distorted.
또한, 다중 채널을 이용하는 디지털 이동통신 및 위성통신의 경우 대전력증폭기에 2개 이상의 반송파가 입력되어 공동증폭될 때, 포화영역 부근의 비선형 특성으로 인하여 혼변조 신호들이 발생하게 된다.In addition, in the case of digital mobile communication and satellite communication using multiple channels, when two or more carriers are input and co-amplified to a large power amplifier, intermodulation signals are generated due to nonlinear characteristics near the saturation region.
즉, 2개의 반송파가 대전력증폭기(HPA)를 거쳐 증폭되면, 증폭된 반송파 외에도 여러 혼변조 신호들이 나타나게 된다. 이들 혼변조 신호들은 혼신(cross-talk) 또는 잡음(noise)으로 작용하여 전송품질을 저하시키는 요인이 된다.That is, when two carriers are amplified through the HPA, several intermodulation signals appear in addition to the amplified carrier. These intermodulation signals act as cross-talk or noise, causing a drop in transmission quality.
이 경우, 대전력증폭기의 포화영역 동작에 따른 비선형 특성을 보상하는 선형화기(linearizer)를 전력증폭기와 함께 사용하게 되면 포화영역에서도 다수 반송파의 공동증폭시 발생하는 혼변조 신호들을 대폭 감소시키면서도 원하는 출력 전력을 얻을 수 있다. 즉, 선형화기를 사용하는 선형전력증폭기(LPA)를 사용하는 경우에는, 원하는 반송파만이 증폭되게 된다.In this case, when a linearizer is used together with the power amplifier to compensate for the nonlinear characteristics of the saturation region operation of the large power amplifier, the desired output can be greatly reduced while significantly reducing the intermodulation signals generated during the co-amplification of multiple carriers in the saturated region. Power can be obtained. That is, when using a linear power amplifier (LPA) using a linearizer, only the desired carrier is amplified.
선형화란 대전력증폭기에 다중채널 신호가 인가될 때 트랜지스터의 포화영역부근의 비선형 특성으로 인하여 신호왜곡(Intermodulation Distortion)성분이 인접채널의 신호에 영향을 주는 것을 최소화시키는 것으로서, 신호왜곡은 여파기로 제거할 수 있으며, 통화품질에 큰 영향을 준다.Linearization minimizes the influence of intermodulation distortion on the adjacent channel signal due to the nonlinear nature of the transistor near the saturation region when the multichannel signal is applied to the large power amplifier. Can greatly affect the call quality.
그 동안 제안된 선형화 방법은 크게 네 가지로 분류할 수 있으며, 이는 '입력전력 back-off 방식', 'negative feedback 방식', 'predistortion 방식' 및 'feedforward 방식'이 있는 바, 본 발명에서의 선형화기는 피드포워드(feedforward)방식에 관한 것이다.The proposed linearization methods can be broadly classified into four types, which include 'input power back-off', 'negative feedback', 'predistortion' and 'feedforward'. The group relates to a feedforward scheme.
피드포워드방식이란 대전력증폭기에서 발생된 IMD와 같은 스펙트럼 모양을 가지며 180°위상 차이가 나는 신호를 만들어 대전력증폭기 출력단에서 결합시켜, 주 신호 이외의 신호(IMD)를 제거하는 방식이다. 이 방식은 위성 지구국용 혹은 육상 이동통신 기지국용으로 많이 사용되는 것으로 타 방식에 비하여 개선 효과가 우수하다.The feedforward method removes signals other than the main signal (IMD) by creating a signal with the same spectral shape as the IMD generated in the large power amplifier and having a 180 ° phase difference and combining the same at the output of the large power amplifier. This method is widely used for satellite earth stations or land mobile communication base stations, and has an improvement effect compared to other methods.
더구나, 본 발명자는, 파일럿톤을 사용하지 않으면서 입력신호 전력의 변화와 다양한 신호에 대한 왜곡을 최소화시키는 것이 가능하며, 지연선로를 사용함으로써 실시간으로 위상제어가 가능한 선형화기를 갖는 선형전력증폭기에 관한 또다른 발명을, 발명의 명칭을 "지연선로를 이용한 선형화기를 갖는 선형전력증폭기"로 하여 동일자로 특허출원하였다.Furthermore, the present inventors can minimize the change of input signal power and distortion of various signals without using a pilot tone, and the present invention relates to a linear power amplifier having a linearizer capable of phase control in real time by using a delay line. Another invention was filed with the same name as "Linear Power Amplifier with Linearizer Using Delay Line".
본 발명은, 상기 본 발명자의 동일자 특허출원에 관한 발명의 선형화기에서, 위상의 변화를 최소화시킨 감쇠기에 관한 것이다.The present invention relates to an attenuator in which the phase change is minimized in the linearizer of the present invention relating to the same patent application of the present inventor.
본 발명의 추가의 목적이나 효과는, 첨부한 도면을 참고하여 기술한 이하의 발명의 상세한 설명으로부터 더욱 명확해질 것이다.Further objects and effects of the present invention will become more apparent from the following detailed description of the invention described with reference to the accompanying drawings.
도 1은 일반적인 감쇠기의 등가회로.1 is an equivalent circuit of a general attenuator.
도 2는 종래의 투과형 저위상 변화 감쇠기.Figure 2 is a conventional transmissive low phase change attenuator.
도 3은 본 발명과 관련된 반사형 감쇠기.3 is a reflective attenuator associated with the present invention.
도 4는 PIN 다이오드의 저항값 변화에 따른 반사계수 크기 특성에 대한 그래프.Figure 4 is a graph of the reflection coefficient magnitude characteristics according to the change in the resistance value of the PIN diode.
도 5는 본 발명과 관련된 개방 스터브(open stub)를 이용한 위상 보상 회로.5 is a phase compensation circuit using an open stub in accordance with the present invention.
도 6은 본 발명에 따른 반사형 구조의 저위상 변화 감쇠기.6 is a low phase change attenuator of a reflective structure in accordance with the present invention.
도 7은 개방스터브의 저항값 변화에 따른 위상 변화를 보여주는 그래프.7 is a graph showing the phase change according to the change in the resistance value of the open stub.
도 8은 본 발명에 따른 저위상 감쇠기의 전기적 특성을 보여준다.8 shows the electrical properties of a low phase attenuator according to the invention.
도 9는 투과형과 반사형의 위상변화를 비교하고 있다.9 compares the phase change of the transmission type and the reflection type.
도 10은 투과형과 반사형의 S파라미터(S22)값을 비교하고 있다.10 compares the S parameter S 22 values of the transmission type and the reflection type.
도 11은 본 발명의 감쇠기를 채용하는 선형화기.11 is a linearizer employing the attenuator of the present invention.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명><Description of the symbols for the main parts of the drawings>
1 : 반송파 입력단 2 : 제1 전력분배기1: carrier input stage 2: first power divider
3 : 제1 지연선로 4 : 제1 가변감쇠기3: first delay line 4: first variable attenuator
5 : 제1 가변위상 변환기 6 : 주증폭기5: first variable phase converter 6: main amplifier
7 : 제1 방향성결합기 8 : 제3 방향성 결합기7: First Directional Coupler 8: Third Directional Coupler
9 : 제2 전력분배기 10 : 빼기회로9: second power divider 10: subtraction circuit
11 : 반송파 출력단11: carrier output stage
13 : 제2 지연선로 14 : 제2 가변감쇠기13: second delay line 14: second variable attenuator
15 : 제2 가변위상 변환기 16 : 보조증폭기15: second variable phase converter 16: auxiliary amplifier
17 : 제2 방향성결합기 18 : 제5 방향성 결합기17: second directional coupler 18: fifth directional coupler
19 : 제4 전력분배기19: fourth power distributor
24 : 제1 이득제어기 25 : 제1 위상제어기24: first gain controller 25: first phase controller
28 : 제4 방향성 결합기 29 : 제3 전력분배기28: fourth directional coupler 29: third power splitter
33 : 제3 지연선로 34 : 제2 이득제어기33: third delay line 34: second gain controller
35 : 제2 위상제어기 38 : 제6 방향성 결합기35 second phase controller 38 sixth directional coupler
39 : 제5 전력분배기39: fifth power splitter
100, 200 : 직렬 PIN 다이오드 300 : 션트 PIN 다이오드100, 200: serial PIN diode 300: shunt PIN diode
본 발명의 목적을 달성하기 위한 반사형 저위상 변화 감쇠기는, 바이어스 전압에 접속되는 입력 및 출력측 저항(R11, R12); 상기 입력 및 출력측 저항(R11, R12)에 각각 접속되는 PIN 다이오드(PD11, PD12); RF 입력 및 출력측 단자에 접속되는 차단 커패시터(C11, C12); 및 상기 입력 및 출력측 차단 커패시터(C11, C12)와 상기 핀 다이오드(PD11, PD12)에 접속되는 90°하이브리드 회로; 로 구성되며, 상기 입력측과 출력측은 대칭을 이루도록 하는 것을 특징으로 한다.A reflective low phase change attenuator for achieving the object of the present invention comprises: input and output side resistors R11 and R12 connected to a bias voltage; PIN diodes PD11 and PD12 connected to the input and output side resistors R11 and R12, respectively; Blocking capacitors C11 and C12 connected to the RF input and output side terminals; And a 90 ° hybrid circuit connected to the input and output side blocking capacitors C11 and C12 and the pin diodes PD11 and PD12. The input side and the output side is characterized in that to achieve a symmetry.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
먼저, 본 발명에 관련된 피드포워드형 선형화기를 도 11을 참조하여 설명한다.First, the feedforward linearizer according to the present invention will be described with reference to FIG.
일반적으로 대전력증폭기에 단일 주파수로 된 입력신호가 인가되면 AM-to-AM과 AM-to-PM 효과에 의해 입력 신호의 크기가 커짐에 따라 출력 이득의 저하와 위상의 지연이 일어난다. 또한 여러 주파수로 된 입력 신호가 입력되면 입력 신호와 동일 주파수를 갖는 출력 신호 외에 각각 다른 비선형 전달 특성을 갖는 혼변조 왜곡 신호 성분들이 발생한다. 대전력증폭기에서 출력에서 발생한 왜곡 신호만을 추출하는 곳을 신호 경로(signal loop)라고 하며, 이 왜곡 신호를 조정하여 대전력증폭기 출력단에 결합시키는 곳을 오차경로(error loop)라고 한다.In general, when a single frequency input signal is applied to a large power amplifier, the output gain decreases and the phase delay occurs as the size of the input signal increases due to the effects of AM-to-AM and AM-to-PM. In addition, when an input signal having multiple frequencies is input, intermodulated distortion signal components having different nonlinear propagation characteristics are generated in addition to an output signal having the same frequency as the input signal. The signal loop is used to extract only the distortion signal generated from the output of the large power amplifier, and it is called an error loop to adjust the distortion signal and couple it to the output of the large power amplifier.
즉, 도 11에서 보는 바와 같이, 반송파 입력단(1)을 통해 입력으로 인가된 2개의 반송파는, 전력분배기(2)에 의해 주경로와 보조경로로 똑같은 크기와 위상을 나누어 갖게 된다. 주경로에서는 대전력증폭기(6)에 의해 원하는 출력레벨까지 증폭되면서, 혼변조 왜곡 신호들도 함께 발생된다.That is, as shown in FIG. 11, the two carriers applied as inputs through the carrier input terminal 1 have the same size and phase divided by the power divider 2 into the main path and the auxiliary path. In the main path, a large power amplifier 6 is amplified to a desired output level, and intermodulation distortion signals are also generated.
상기 주증폭기(6)의 출력에서 반송파와 혼변조 왜곡 신호 성분들을 방향성 결합기(7)에 의해 일부 추출하여 빼기회로(10)에 인가해 주는 한편, 보조경로에서의 순수한 반송파는 지연선로(3)를 거치고 가변감쇠기(4) 및 가변위상 변환기(5)를 거쳐 역시 상기 빼기회로(10)에 인가한다.The carrier and intermodulation distortion signal components are partially extracted by the directional coupler 7 and applied to the subtraction circuit 10 at the output of the main amplifier 6, while the pure carrier in the auxiliary path is delayed line 3 Through the variable attenuator (4) and the variable phase converter (5) is also applied to the subtraction circuit (10).
빼기회로에서는 주경로에서 생긴 반송파와 혼변조 왜곡신호들 중에서 혼변조 왜곡신호들만으로 출력하게 된다. 빼기회로에서 얻어진 혼변조 왜곡신호 성분들은 다시 가변감쇠기(14) 및 가변위상 변환기(15)를 거쳐 보조 증폭기(16)에서 적당한 크기로 증폭된 후, 주경로 상의 방향성 결합기(17)로 인가되는 바, 이때 주증폭기(6)에 의해 증폭되었던 신호도 지연선로(13)에 의해 소정 시간동안 지연된 후에 방향성 결합기에서 보조경로로부터의 혼변조 왜곡신호 성분들과 결합된다. 따라서, 주경로상 및 보조경로상의 혼변조 왜곡신호 성분들은 서로 상쇄되고, 증폭된 반송파 신호 성분들만이 출력단으로 출력된다.The subtraction circuit outputs only the intermodulation distortion signals among the carrier wave and intermodulation distortion signals generated in the main path. The intermodulation distortion signal components obtained in the subtraction circuit are amplified to an appropriate magnitude in the auxiliary amplifier 16 through the variable attenuator 14 and the variable phase converter 15, and then applied to the directional coupler 17 on the main path. In this case, the signal amplified by the main amplifier 6 is also delayed for a predetermined time by the delay line 13 and then combined with the intermodulation distortion signal components from the auxiliary path in the directional coupler. Therefore, the intermodulation distortion signal components on the main path and the auxiliary path cancel each other out, and only the amplified carrier signal components are output to the output terminal.
여기에서, 가변감쇠기(A)는 대전력증폭기에서 나타나는 혼변조 왜곡신호의 레벨을 맞추어주기 위한 것이고, 가변위상 변환기(Φ)는 주경로에 다시 결합된 때에 역(180°)의 위상을 맞추어주기 위해 미세조정을 하기 위한 것이다. 결국 주경로의 출력단의 결합기(17)에서 결합되기 직전에, 주경로상의 혼변조 신호레벨의 크기와 위상이 반대가 되도록 하여 줌으로써, 선형화기의 최종출력은, 혼변조신호 성분들은 제거되어지고 순수한 반송파만이 남게 된다.Here, the variable attenuator (A) is for adjusting the level of the intermodulation distortion signal appearing in the large power amplifier, the variable phase converter (Φ) is to adjust the phase of the inverse (180 °) when coupled back to the main path For fine tuning. Finally, just before being coupled at the combiner 17 at the output of the main path, the magnitude and phase of the intermodulation signal level on the main path are reversed, so that the final output of the linearizer is removed and the intermodulation signal components are removed. Only the carrier remains.
다시, 도 11을 참조하여, 동작 원리를 좀더 상세히 알아보면, 입력 신호는 전력분배기(2)를 통하여 두 개의 신호로 나누어지며, 그 중에서 한 신호는 가변감쇠기(4) 및 가변위상 변환기(5)를 통해 대전력증폭기(6)로 입력되며 이때의 출력 신호는 왜곡 성분을 가지게 된다. 이 신호를 방향성 결합기(7)를 통해 빼기회로(10)에 비교신호로 보낸다. 한편, 상기 전력분배기에서 분배된 또다른 신호는 지연선로(3)를 거쳐 기준신호로서 상기 빼기회로(10)에 인가된다. 한편, 상기 기준신호는 최초 입력 신호가 지연선로(3)를 경유하여 비교 신호의 지연시간을 보상한 빼기회로(10)의 다른 입력 신호이다.Again, referring to FIG. 11, in more detail, the input signal is divided into two signals through the power divider 2, one of which is the variable attenuator 4 and the variable phase converter 5. Through the input to the large power amplifier (6) and the output signal at this time will have a distortion component. This signal is sent as a comparison signal to the subtraction circuit 10 through the directional coupler 7. Meanwhile, another signal distributed by the power divider is applied to the subtraction circuit 10 as a reference signal via the delay line 3. On the other hand, the reference signal is another input signal of the subtraction circuit 10 whose initial input signal compensates for the delay time of the comparison signal via the delay line 3.
이 과정에서 주 신호 성분은 기준 신호와 비교 신호의 스펙트럼이 일치하도록, 크기제어회로(AGC1)(24)와 위상제어회로(APC1)(25)에 의해 조정된다. 이를 위해, 비교신호에 대해 방향성 결합기(8)가 결합되며, 여기에서 추출된 신호는 전력분배기(9)를 거쳐 크기제어회로(AGC1)(24)와 위상제어회로(APC1)(25)에 인가되고, 기준신호에 대해서도 방향성 결합기(28)가 결합되며, 여기에서 추출된 신호는 전력분배기(29)를 거쳐 크기제어회로(AGC1)(24)와 위상제어회로(APC1)(25)에 인가됨으로써, 상기 크기제어회로(AGC1)(24)와 위상제어회로(APC1)(25)에 의해 상기 가변감쇠기(4) 및 가변위상 변환기(5)가 비교신호의 크기 및 위상을 적절히 변경하도록 한다.In this process, the main signal component is adjusted by the magnitude control circuit AGC1 24 and the phase control circuit APC1 25 so that the spectrum of the reference signal and the comparison signal coincide. For this purpose, the directional coupler 8 is coupled to the comparison signal, and the extracted signal is applied to the magnitude control circuit AGC1 24 and the phase control circuit APC1 25 via the power distributor 9. In addition, the directional coupler 28 is coupled to the reference signal, and the extracted signal is applied to the magnitude control circuit AGC1 24 and the phase control circuit APC1 25 through the power divider 29. The magnitude control circuit (AGC1) 24 and the phase control circuit (APC1) 25 allow the variable attenuator 4 and the variable phase converter 5 to appropriately change the magnitude and phase of the comparison signal.
주 신호 성분은 서로 동일 스펙트럼이므로 빼기회로(10)에서 상쇄되어 출력으로서 왜곡 신호만 나타난다. 이 신호는 신호경로에서 크기 및 위상제어 회로(14,15)와 왜곡 신호 증폭기(16)에 의해 대전력증폭기의 왜곡 신호와 크기는 같고 위상이 180°차이가 있는 신호로 조정된다.Since the main signal components are in the same spectrum, they are canceled by the subtraction circuit 10 so that only the distortion signal appears as an output. This signal is adjusted by the magnitude and phase control circuits 14 and 15 and the distortion signal amplifier 16 in the signal path to a signal having the same magnitude as the distortion signal of the large power amplifier and having a phase difference of 180 degrees.
역시, 상기 보조회로의 왜곡신호 및 주회로의 왜곡신호 성분들의 스펙트럼이 크기는 같고 위상이 180°차이나도록, 크기제어회로(AGC2)(34)와 위상제어회로(APC2)(35)에 의해 조정된다. 이를 위해, 왜곡신호에 대해 방향성 결합기(38)가 결합되며, 여기에서 추출된 신호는 지연선로(33) 및 전력분배기(39)를 거쳐 크기제어회로(AGC2)(34)와 위상제어회로(APC2)(35)에 인가되고, 증폭된 신호에 대해서도 방향성 결합기(18)가 결합되며, 여기에서 추출된 신호는 전력분배기(19)를 거쳐 크기제어회로(AGC2)(34)와 위상제어회로(APC2)(35)에 인가됨으로써, 상기 크기제어회로(AGC2)(34)와 위상제어회로(APC2)(35)에 의해 상기 가변감쇠기(14) 및 가변위상 변환기(15)가 왜곡신호의 크기 및 위상을 적절히 변경하도록 한다.Also, adjustment is made by the magnitude control circuit (AGC2) 34 and the phase control circuit (APC2) 35 so that the spectra of the distortion signal of the auxiliary circuit and the distortion signal components of the main circuit are equal in magnitude and 180 ° out of phase. do. To this end, the directional coupler 38 is coupled to the distortion signal, and the extracted signal is passed through the delay line 33 and the power divider 39 to the magnitude control circuit AGC2 34 and the phase control circuit APC2. The directional coupler 18 is applied to the amplified signal, and the extracted signal is passed through the power divider 19 to the magnitude control circuit AGC2 34 and the phase control circuit APC2. By the magnitude control circuit (AGC2) 34 and the phase control circuit (APC2) 35 so that the variable attenuator 14 and the variable phase converter 15 are magnitude and phase of the distortion signal. Make the appropriate changes.
결국, 최종 출력단(11) 이전의 방향성 결합기(17)에서, 주경로의 지연선로(13)를 거친 신호와 보조경로의 크기 및 위상이 적절히 변경된 신호가 결합하게 되어, 왜곡 신호는 서로 상쇄되고 주 신호 성분만 남게 되므로 선형화기의 기능을 수행하게 되는 것이다.As a result, in the directional coupler 17 before the final output terminal 11, the signal passing through the delay line 13 of the main path and the signal whose size and phase of the auxiliary path are appropriately combined are combined so that the distortion signals cancel each other and Since only the signal components remain, it will function as a linearizer.
그런데, 상술한 선형화기에서 사용되는 가변감쇠기는 중요한 제어회로 중의 하나이며 또한 자동 이득 조정(Automatic Gain Control) 시스템에 널리 사용된다.However, the variable attenuator used in the above-described linearizer is one of important control circuits and is widely used in an automatic gain control system.
감쇠기는 전기적으로 제어가 가능한 저항 성분을 갖고 있는 PIN 다이오드와 GaAs MESFET이 그 소자로 사용되며, 본 발명에서는 PIN 다이오드를 사용한 가변감쇠기의 개량에 관한 것이다.The attenuator includes a PIN diode and a GaAs MESFET having an electrically controllable resistance component, and the present invention relates to an improvement of a variable attenuator using a PIN diode.
RF 신호는 크기정보와 위상정보의 2가지 정보를 가지고 있으며, 가변감쇠기는 다음과 같은 구조적인 문제로 감쇠량이 변함에 따라 위상정보의 왜곡을 초래한다. 즉, 일반적인 감쇠기는 도 1과 같이 표현할 수 있으며, 도 1과 같은 구조에서 직렬 임피던스 Z의 S-파라미터는 수학식 1과 같다.The RF signal has two types of information, magnitude information and phase information. The variable attenuator causes distortion of phase information as the amount of attenuation changes due to the following structural problems. That is, a general attenuator may be expressed as shown in FIG. 1, and the S-parameter of the series impedance Z in the structure shown in FIG. 1 is represented by Equation 1 below.
이 때 감쇠량 [α]은 수학식 2와 같이 표현된다.At this time, the attenuation amount [α] is expressed as shown in Equation (2).
일반적인 감쇠기의 경우 S21의 위상을 살펴보면 수학식 3과 같다.In the case of a general attenuator, the phase of S 21 is represented by Equation 3 below.
따라서, φ는 수학식 4와 같이 표현된다.Therefore, φ is expressed as shown in equation (4).
즉, 수학식 4로부터 φ는 R의 함수이므로 감쇠량이 변함에 따라 위상 특성이 변화함을 알 수 있다. 이를 해결하기 위해 'Stewart Walker'는 PIN 다이오드를 이용하여 투과형의 구조를 제안하였다. 도 2는 'Stewart Walker'가 제안한 구조에서 변형된 형태로 감쇠량을 증가시키기 위해서 다이오드를 추가로 직렬 연결하였다.That is, it can be seen from Equation 4 that φ is a function of R, so the phase characteristic changes as the amount of attenuation changes. In order to solve this problem, 'Stewart Walker' proposed a transmissive structure using a PIN diode. FIG. 2 further connects diodes in series to increase the attenuation in a modified form in the structure proposed by 'Stewart Walker'.
이 회로에서 직렬로 연결된 PIN 다이오드(100, 200)는 감쇠기로써 동작하며 병렬로 연결된 PIN 다이오드(300)는 위상 변화 보상 회로이다. 그 동작 원리를 살펴보면, 우선 PIN 다이오드의 진성영역(Intrinsic layer)의 저항은 수학식 5와 같은 특성을 갖고 있다.In this circuit, the PIN diodes 100 and 200 connected in series operate as attenuators and the PIN diodes 300 connected in parallel are phase change compensation circuits. Looking at the principle of operation, first, the resistance of the intrinsic layer of the PIN diode has the characteristics as shown in equation (5).
수학식 5에서 알 수 있듯이 도 2에 바이어스를 걸어주면 I0가 증가하여 Rj=0에 가깝게 된다. 이 때 감쇠량은 최소가 되며 병렬로 연결된 PIN 다이오드의 Rj도 0Ω이 된다. 따라서 A점은 단락이 되며 B점에서 병렬로 연결된 스터브는 단지 전기적 길이가 θ2인 단락 스터브 만을 감지하게 되므로 R2에 의한 감쇠는 없게 된다. 반대로 바이어스를 바꾸어 I0를 줄이게 되면 Rj의 값이 증가하여 이제는 B점에서 병렬로 연결된 스터브 회로가 전체 회로에 영향을 주게 된다. 이때 Rj=0일 때 전체 시스템의 위상을 φRj=0이라 하고 Rj=Max 일 경우의 위상을 φRj=Max라 할 때 θ1, θ2,θ3와 Rj를 임의로 조정하여 φRj=0= φRj=Max가 되도록 할 수 있다면 시스템의 감쇠 특성이 바뀌어도 위상 변화는 일어나지 않는다고 볼 수 있다. 본 발명에서 실험한 변수들의 값은 일례로, R2=15Ω, θ1=15°, θ2=16.46°, θ3=14.28°이다.As can be seen in Equation 5, when biasing is applied to FIG. 2, I 0 increases to approach R j = 0. At this time, the amount of attenuation is minimum and R j of the PIN diodes connected in parallel also becomes 0Ω. Therefore, point A is short-circuited and stubs connected in parallel at point B only detect short stubs with an electrical length of θ 2 , so there is no attenuation by R 2 . Conversely, changing the bias to reduce I 0 increases the value of R j , which now affects the entire circuit with stub circuits connected in parallel at point B. In this case, when R j = 0, the phase of the whole system is called φ Rj = 0 , and when R j = Max, when the phase is φ Rj = Max , θ 1 , θ 2, θ 3 and R j are adjusted arbitrarily. If Rj = 0 = φ Rj = Max , no phase change will occur even if the attenuation characteristics of the system change. The values of the variables tested in the present invention are, for example, R 2 = 15 Ω, θ 1 = 15 °, θ 2 = 16.46 °, θ 3 = 14.28 °.
앞에서 설명한 투과형 저위상 변화 감쇠기의 단점은 첫째, 출력단의 반사계수인 S22가 좋지 않다는 것이다. 둘째, 전류로 제어되는 감쇠기이므로 제어를 담당하는 제어회로의 출력 전류량이 제한되어 있을 경우 감쇠량이 줄어들어 자동 이득 제어 회로(AGC)의 가변 범위가 감소한다는 점이다.The disadvantages of the transmissive low phase change attenuator described above are firstly the poor reflection coefficient S 22 of the output stage. Second, since it is a current controlled attenuator, when the amount of output current of the control circuit responsible for control is limited, the amount of attenuation is reduced, thereby reducing the variable range of the automatic gain control circuit (AGC).
본 발명의 목적은, 이상의 단점을 보완하기 위해 후술하는 바와 같은 새로운 구조의 반사형 감쇠기를 구성하는 것이다.It is an object of the present invention to construct a novel structure of the reflective attenuator as described below to compensate for the above disadvantages.
도 3은 기존의 투과형의 감쇠기와는 달리 반사(Reflection) 특성을 이용한 본 발명에 관한 감쇠기이다. 도 3의(a)에서 보듯이, 90°하이브리드를 이용하였기 때문에 A와 A´의 특성이 동일할 경우 좋은 정합 특성을 나타내며 대칭적인 구조를 갖고 있으므로 S22도 같은 특성을 갖게 된다.3 is an attenuator according to the present invention using reflection characteristics, unlike conventional transmission attenuators. As shown in (a) of FIG. 3, since 90 ° hybrid is used, when A and A 'have the same characteristics, they show good matching characteristics and have a symmetrical structure, so that S 22 has the same characteristic.
이제, 반사형 감쇠기의 동작 원리를 살펴본다. 도 3에서 입력측 임피던스Zin=50Ω으로 될 경우 입사된 RF신호는 모두 A에서 소모되므로 고립 포트인 부하쪽으로는 RF신호가 전달되지 않게 된다. 따라서 감쇠량은 최대가 된다. 반대로 Zin=0Ω 또는 최대가 되면 A에서는 전반사가 일어나 입사된 RF신호는 모두 부하쪽으로 전달된다. 이 경우 감쇠량은 0dB이다.Now look at the principle of operation of the reflective attenuator. In FIG. 3, when the input impedance Z in = 50 Ω, all of the incident RF signals are consumed at A, so that the RF signals are not transmitted to the load, the isolated port. Therefore, the amount of attenuation is maximum. On the contrary, when Z in = 0 Ω or maximum, total reflection occurs at A and all incident RF signals are transferred to the load. In this case, the attenuation is 0 dB.
이를 수식적으로 살펴보자. A의 회로가 도 3의 (b) 및 그 등가회로인 (c)에서 보는 바와 같이 가변 저항 Rj와 직렬 저항 Rs, 기생 성분 Ls, Cj로 이루어진 PIN 다이오드라 하면, 이 때의 Zin은 수학식 6 및 수학식 7과 같이 표현된다.Let's look at this formally. If the circuit of A is a PIN diode consisting of the variable resistor R j , the series resistor Rs, the parasitic components Ls, and C j as shown in Fig. 3B and the equivalent circuit (c), then Z in is It is expressed as Equation 6 and Equation 7.
반사 계수는 수학식 8에서의 정의로부터 수학식 9와 같게 된다.The reflection coefficient becomes from equation (8) to equation (9).
저항 Rj의 변화에 따른 반사 계수의 절대값의 변화를 구해보면 도 4와 같다. 도 4에서 알 수 있듯이 Zin=50Ω 근방에서 반사는 최소가 되며 시스템 전체의 감쇠량은 최대가 된다. 반대로 Zin=0Ω 또는 최대일 때 반사량은 최대가 되어 신호는 손실 없이 부하쪽으로 전달되게 된다. 반사형 감쇠기의 감쇠 특성은 PIN 다이오드의 Rj를 변화시켜줌으로써 가능했다. 도 4에서 알 수 있듯이 Rj의 변화량은 감쇠 특성에 따라 두 구간으로 나뉠 수 있다. 하나는 0Ω ∼ 50Ω 부근 또 하나는 50Ω ∼ 최대 구간이다. Rj의 제어는 바이어스 전류를 변화시켜줌으로써 가능한데 저항이 작아질수록 바이어스 전류가 커져야 하므로 앞서 설명한 전류제한(current limitation)을 피하려면 Rj가 50Ω ∼ 최대 구간에서 동작하도록 설계하는 것이 바람직하다.A change in the absolute value of the reflection coefficient according to the change in the resistance Rj is shown in FIG. 4. As can be seen in FIG. 4, the reflection is minimized near Z in = 50Ω and the attenuation of the entire system is maximum. Conversely, when Z in = 0 Ω or maximum, the reflection is maximized so that the signal is delivered to the load without loss. The attenuation characteristics of the reflective attenuator were made possible by varying the Rj of the PIN diode. As can be seen in FIG. 4, the change amount of Rj may be divided into two sections according to attenuation characteristics. One is near 0Ω to 50Ω and the other is 50Ω to the maximum section. The control of Rj is possible by changing the bias current, but as the resistance decreases, the bias current must increase, so to avoid the current limitation described above, it is preferable to design the Rj to operate in the range of 50Ω to the maximum.
도 4는, 일례로 중심주파수 F = 1855MHz에서 Zo = 50Ω, Ls = 1.748nH, Cj = 0.2034pF, Rs=3.342Ω 일 때 PIN 다이오드의 저항값(Rj) 변화에 따른 반사 계수 크기특성을 구한 것이다. 이때 Rj 값이 Cj, Ls 값에 비해 변화량이 크므로 Cj, Ls 값은 일정하다고 가정하였다.4 shows, as an example, the reflection coefficient magnitude characteristics according to the resistance value (Rj) change of the PIN diode when Zo = 50Ω, Ls = 1.748nH, Cj = 0.2034pF, and Rs = 3.342Ω at the center frequency F = 1855MHz. . In this case, since the change amount of Rj is larger than that of Cj and Ls, it is assumed that the Cj and Ls values are constant.
이때 반사형 감쇠기의 위상 특성은 수학식 10과 같다.In this case, the phase characteristic of the reflective attenuator is expressed by Equation 10.
수학식 10에서 알 수 있듯이 Rj가 변화함에 따라 위상특성이 바뀐다. 이는 PIN 다이오드의 기생 성분인 Cj, Ls에 의한 것이라 볼 수 있다. 만약 Cj, Ls에 의해 발생되는 성분을 보상할 수 있다면 Rj가 변하더라도 위상 특성에는 변화가 없게 될 것이다. 도 5에서와 같이 개방 스터브를 보상회로로 이용하여 이를 구현해 보았다.As can be seen from Equation 10, the phase characteristic changes as Rj changes. This may be due to the parasitic components Cj and Ls of the PIN diode. If the component caused by Cj and Ls can be compensated, there will be no change in phase characteristics even if Rj changes. As shown in FIG. 5, an open stub is used as a compensation circuit.
이 경우 개방 임피던스는 수학식 11과 같게 된다.In this case, the open impedance is as shown in Equation (11).
따라서, 수학식 11을 도 5의 Zin에 적용하면 수학식 12와 같이 표시된다.Therefore, when Equation 11 is applied to Zin of FIG. 5, it is expressed as Equation 12.
도 5(a)는 개방스터브를 이용한 위상 보상 회로의 블록도이고, 도 5(b)는 그 등가회로도이다.Fig. 5A is a block diagram of a phase compensation circuit using an open stub, and Fig. 5B is an equivalent circuit diagram.
반사계수이므로, φ는 수학식 13과 같이 된다.Reflection coefficient Φ is as shown in equation (13).
Rj=50일 때 전체 시스템의 위상을 φRj=50이라 하고 Rj=Max일 경우의 위상을 φRj=Max라 하자. φ가 θ의 함수이므로 θ값을 조정하여 φRj=0= φRj=Max가 되도록 한다면 위상의 변화없이 감쇠량이 변화하는 감쇠기를 구현할 수 있다.When Rj = 50, let the phase of the whole system be φ Rj = 50 and the phase when Rj = Max is φ Rj = Max . Since φ is a function of θ, if the value of θ is adjusted so that φ Rj = 0 = φ Rj = Max , an attenuator with attenuation change without phase change can be implemented.
도 6은, 본 발명에 관한 PIN 다이오드를 이용한 저위상 변화 감쇠기의 회로도이다.6 is a circuit diagram of a low phase change attenuator using a PIN diode according to the present invention.
바이어스 전압에 접속되는 입력 및 출력측 저항(R11, R12), 상기 입력 및 출력측 저항에 접속되는 PIN 다이오드(PD11, PD12), RF 입력 및 출력측 단자에 접속되는 차단 커패시터(C11, C12), 그리고 입/출력 커패시터와 핀 다이오드에 접속되는 90°하이브리드 회로로 구성된다.Input and output side resistors R11 and R12 connected to the bias voltage, PIN diodes PD11 and PD12 connected to the input and output side resistors, blocking capacitors C11 and C12 connected to the RF input and output side terminals, and input / output. It consists of a 90 ° hybrid circuit connected to an output capacitor and a pin diode.
다이오드는 'Hewlett Packard'사의 'HSMP-4810' PIN 다이오드를 사용할 수 있다. 다이오드의 등가회로는 'DeLoach method'를 이용하여 구했다. 추출 파라미터 값의 일례는 Cj=0.2034 pF, Ls=1.748 nH, Rs=3.342Ω이다.The diode can use Hewlett Packard's HSMP-4810 PIN diode. The equivalent circuit of the diode was obtained using the 'DeLoach method'. An example of extracting a parameter value is a C j = 0.2034 pF, L s = 1.748 nH, R s = 3.342Ω.
이 다이오드의 파라미터를 이용하여 'MATHCAD'에 의해 구한 개방스터브의 전기적 길이는 73.1°였으며, 그 때의 시뮬레이션 결과를 도 7에 보였다.Using the parameter of this diode, the electrical length of the open stub determined by 'MATHCAD' was 73.1 °, and the simulation result at that time is shown in FIG.
실제 실험에서 사용기판은 'Taconic'사의 'Teflon'기판인 TLC-32를 사용하였으며, 유전율 εr = 3.2이다. 중심 주파수는 1855MHz이며, 도 6에서 개방스터브의 길이 L은 21.4mm, 두께 W는 1.85mm로 하였다. 90°하이브리드는 광대역 특성을 지닌 'Sage'사의 모델명 BJC2 타임으로, 길이는 19.5mm로 할 수 있다.In the actual experiment, TLC-32, Taclon's Teflon substrate, was used, and the dielectric constant εr = 3.2. The center frequency is 1855 MHz, and in FIG. 6, the length L of the open stub is 21.4 mm, and the thickness W is 1.85 mm. The 90 ° hybrid is the broadband name of Sage's BJC2 thyme, which can be 19.5mm long.
저위상 변화 감쇠기의 전기적 특성은 도 8과 같다.The electrical characteristics of the low phase change attenuator are shown in FIG. 8.
도 9 및 도 10은 각각, 투과형과 반사형 감쇠기의 위상 변화량 및 S22특성을 비교한 것이다. 도 9에서 보는 바와 같이, 투과형에 비해 반사형의 경우에 위상 변화량이 작음을 알 수 있다. 아울러, 도 10에서 보듯이, 투과형에 비해 반사형의 경우에 S22특성도 뛰어남을 알 수 있다.9 and 10 compare the phase change amounts and the S 22 characteristics of the transmissive and reflective attenuators, respectively. As shown in FIG. 9, it can be seen that the amount of phase change is smaller in the reflection type than in the transmission type. In addition, as shown in Figure 10, it can be seen that the S 22 characteristics also excellent in the case of the reflective type compared to the transmission type.
이상 본 발명을 첨부도면에 도시된 일 실시예를 참조하여 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며, 당업자가 용이하게 생각해 낼 수 있는 범위내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 따라서, 본 발명의 한계는 다음의 특허청구범위에 의해서만 한정되어야 한다.The present invention has been described above with reference to one embodiment shown in the accompanying drawings, but the present invention is not limited thereto, and various modifications are possible within a range easily conceived by those skilled in the art. Therefore, the limitation of the present invention should be limited only by the following claims.
이상 설명한 바와 같이, 기존의 투과형 저위상 변화 감쇠기의 단점을 개선하기 위해서 새로운 형태인 반사형 저위상 변화 감쇠기가 제안되었는 바, 본 발명에 관한 감쇠기에 의하면, 감쇠량이 30dB까지 위상이 3°이내에서 변화하고 입력 단자와 출력단자 모두 반사특성이 17dB 이상 나오는 반사형 저위상 변화 감쇠기가 가능하게 된다.As described above, in order to improve the shortcomings of the conventional transmissive low phase change attenuator, a new type of reflective low phase change attenuator has been proposed. According to the attenuator according to the present invention, the attenuation amount is less than 30 dB in phase within 3 °. This enables a reflective low-phase change attenuator that changes, with more than 17dB of reflection on both the input and output terminals.
기존의 투과형 감쇠기는 전류가 수 십mA까지 흐르게 되므로 AGC회로에 사용할 경우 감쇠를 조절하는 제어기의 출력 전류랑이 작을 때 감쇠기의 동적범위(Dynamic range)가 줄어들고 출력단의 반사 특성이 나쁘다는 단점을 가지고 있었다.Conventional transmissive attenuators have a current that flows up to several tens of mA, so the AGC circuit has a disadvantage in that the dynamic range of the attenuator decreases and the reflection characteristics of the output stage are poor when the output current of the controller controlling the attenuation is small. .
그러나, 본 발명에서 제안한 반사형 감쇠기는 다이오드가 놓은 저항으로 동작하게 함으로써 전류 제한 문제를 해결할 수 있고 출력단의 반사특성 또한 90°하이브리드를 이용한 반사형 구조를 사용하여 해결할 수 있었다.However, the reflection attenuator proposed by the present invention can solve the current limitation problem by operating the resistor placed by the diode and the reflection characteristic of the output stage can also be solved by using the reflection structure using 90 ° hybrid.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR10-2001-0010703A KR100394328B1 (en) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | Reflection type low phase shift attenuator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR10-2001-0010703A KR100394328B1 (en) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | Reflection type low phase shift attenuator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20020070571A KR20020070571A (en) | 2002-09-10 |
| KR100394328B1 true KR100394328B1 (en) | 2003-08-09 |
Family
ID=27696100
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR10-2001-0010703A KR100394328B1 (en) | 2001-03-02 | 2001-03-02 | Reflection type low phase shift attenuator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100394328B1 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101071844B1 (en) * | 2009-02-26 | 2011-10-10 | 세원텔레텍 주식회사 | Transmission Line resonators-loaded Negative Group Delay Circuit |
| KR20150126493A (en) * | 2014-05-02 | 2015-11-12 | 세원텔레텍 주식회사 | Negative Group Delay Filters |
| KR102128929B1 (en) | 2019-09-23 | 2020-07-01 | 이영진 | Pressure plate structure using acorn shells and manufacture method |
| KR102655667B1 (en) | 2023-03-30 | 2024-04-12 | (주)디자인칼라스 | Acupressure footpad |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100592031B1 (en) * | 2004-10-08 | 2006-06-20 | 김철원 | Hose connecting structure of a female coupling in an automatic connecting device of a hose for transfering a high purity chemicals |
| KR100858968B1 (en) * | 2007-04-19 | 2008-09-17 | 강원대학교산학협력단 | Low pass filter unit having coupling line structure hairpin and ring-hybrid type directional coupler using the same |
| KR101334739B1 (en) * | 2010-01-15 | 2013-12-02 | 전북대학교산학협력단 | An variable attenuator using a novel phase deviation compensating method |
| WO2014085960A1 (en) * | 2012-12-03 | 2014-06-12 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson(Publ) | Pin diode circuit and pin diode attenuator |
-
2001
- 2001-03-02 KR KR10-2001-0010703A patent/KR100394328B1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101071844B1 (en) * | 2009-02-26 | 2011-10-10 | 세원텔레텍 주식회사 | Transmission Line resonators-loaded Negative Group Delay Circuit |
| KR20150126493A (en) * | 2014-05-02 | 2015-11-12 | 세원텔레텍 주식회사 | Negative Group Delay Filters |
| KR101629700B1 (en) | 2014-05-02 | 2016-06-14 | 세원텔레텍 주식회사 | Negative Group Delay Filters |
| KR102128929B1 (en) | 2019-09-23 | 2020-07-01 | 이영진 | Pressure plate structure using acorn shells and manufacture method |
| KR102655667B1 (en) | 2023-03-30 | 2024-04-12 | (주)디자인칼라스 | Acupressure footpad |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20020070571A (en) | 2002-09-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7288987B2 (en) | RF amplifier employing active load linearization | |
| US9787255B2 (en) | Sequential broadband doherty power amplifier with adjustable output power back-off | |
| US6617929B2 (en) | Full output matching apparatus of a microwave doherty amplifier | |
| US7053706B2 (en) | High linearity doherty communication amplifier with bias control | |
| US6320462B1 (en) | Amplifier circuit | |
| US7508267B1 (en) | GaN based digital controlled broadband MMIC power amplifier | |
| JP2003037460A (en) | Asymmetrical bias high-linearity balanced amplifier | |
| US9369095B2 (en) | Unbalanced linear power amplifier | |
| CN113938102A (en) | Broadband high-efficiency power amplifier and implementation method | |
| KR102631762B1 (en) | Load modulation amplifier | |
| KR100394328B1 (en) | Reflection type low phase shift attenuator | |
| KR20120037250A (en) | Feedforward linear power amplifier with negative group delay circuit | |
| US7772925B2 (en) | Power amplifier with pre-distorter | |
| KR20240070517A (en) | Balanced amplifier with wideband linearization | |
| EP2705601B1 (en) | Wideband and reconfigurable doherty based amplifier | |
| KR101093632B1 (en) | Feedforward linear power amplifier with negative group delay circuit | |
| US8547176B2 (en) | Distributed power amplifier with active matching | |
| US7221221B2 (en) | Power amplifier with pre-distorter | |
| KR20050038711A (en) | Doherty amplifier | |
| Kumar et al. | A Novel Analog Predistortion Technique for LTE Communication Systems | |
| KR20020070572A (en) | Linear power amplifier having a linearizer using delay line | |
| Zu et al. | A novel balanced monolithic pre-distortion linearizer | |
| CN113659938A (en) | Analog predistorter | |
| KR100351657B1 (en) | Broad band linear amplifier with a multiple amplification stages | |
| Dietrich et al. | GaN SPA-D with 8-dB Back-Off for Wideband mm-Wave Applications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |