KR100361030B1 - Data-aided frequency estimation method for PSK signaling in frequency-selective fading - Google Patents

Abstract

본 발명은 PSK 계열 신호의 동기 복조시 제한된 오실레이터의 정확도나 도플러 영향은 반송파 주파수 오차를 발생시킬 수 있고 이는 복조기의 심각한 성능 저하를 가져 올 수는데 이러한 주파수 오차를 보정하는 방법에 관한 것으로, 이는 수신기의 성능을 개선시킬 수 있으며 오실레이터의 정확도에 대한 요구 조건을 완화시킬 수 있는 주파수 선택적 페이딩 채널에서의 새로운 주파수 추정기를 제안한다.In the present invention, a limited oscillator accuracy or a Doppler effect in synchronous demodulation of a PSK sequence signal can cause a carrier frequency error, which may lead to serious performance degradation of the demodulator. The present invention relates to a method for correcting such a frequency error, A novel frequency estimator in a frequency selective fading channel that can improve the performance of the oscillator and mitigate the requirements for the accuracy of the oscillator.

먼저 기존 AWGN(Additive white Gaussian noise)을 위한 추정기를 확장하여 채널 임펄스 응답이 알려져 있다는 가정하에 기반 추정기를 제안한다.First, we extend the estimator for existing AWGN (additive white Gaussian noise) and propose a base estimator based on the assumption that the channel impulse response is known.

이 기반 추정기는 특별한 종류의 훈련신호, 백색 타입 신호라 불리는 훈련신호의 도움으로 제안된 추정기로 변형된다.This base estimator is transformed into a proposed estimator with the help of a special kind of training signal, a training signal called a white type signal.

제안된 주파수 추정기는 백색 타입의 훈련신호가 사용되면 어떤 채널 정보도 필요로 하지 않는다.The proposed frequency estimator does not require any channel information if a white type training signal is used.

Description

주파수 선택적 페이딩 채널에서 ＰＳＫ 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법{Data-aided frequency estimation method for PSK signaling in frequency-selective fading}[0001] The present invention relates to a data-aided frequency estimation method for a PSK signal in a frequency selective fading channel,

본 발명은 PSK(Phase Shift Keying) 계열 신호의 동기 복조시 제한된 오실레이터의 정확도나 도플러 영향은 반송파 주파수 오차(carrier frequency offset)를 발생시킬 수 있고 이는 복조기의 심각한 성능 저하를 가져올 수 있는데, 이러한 반송파 주파수 오차를 추정하는 방법에 관한 것이다.In the present invention, a limited oscillator accuracy or a Doppler effect in synchronous demodulation of a PSK (Phase Shift Keying) -type signal may cause a carrier frequency offset, which may lead to a serious performance degradation of the demodulator. And a method for estimating the error.

종래의 데이터 도움 주파수 추정기는 ML(Maximal likelihood) 이론을 기반으로 하고 있는데 이들은 모두 백색 잡음 AWGN(Additve White Gaussian Noise)이나 플랫 페이딩 채널을 가정하고 있다.Conventional data assisted frequency estimators are based on the ML (Maximal Likelihood) theory, which all assume white noise AWGN (additive white Gaussian noise) or flat fading channels.

상기 종래 기술로는 미국공개특허 US05943606과IEEE Trans. Commun., vol. 43, pp1169-1178및IEEE Trans. Commun., vol. 46, pp553-560에 공개되어 있다.The above-mentioned prior arts are disclosed in U.S. Patent No. 5,394,606 and IEEE Trans. Commun., Vol. 43, pp . 1169-1178 and IEEE Trans. Commun., Vol. 46, pp 553-560 .

상기 미국공개특허 US05943606에 공개된 반송파 주파수 복구 및 반송파 주파수 오차 추정 방식들은 AWGN 채널과 같이 상호 간섭 신호를 유발하지 않는 채널들을 가정하고 제안되어 AWGN 및 플랫 페이딩 채널에서 밖에 쓸 수 없다.The carrier frequency recovery and carrier frequency error estimation schemes disclosed in US Pat. No. 5,904,606 are proposed assuming channels that do not cause mutual interference, such as AWGN channels, and can only be used in AWGN and flat fading channels.

상기IEEE Trans. Commun., vol. 43, pp1169-1178에 공개된 기술은 훈련신호가 주어진 통신 시스템에서 AWGN 채널을 위한 반송파 주파수 오차 추정 방식에 관한 것이다.The IEEE Trans. Commun., Vol. 43, pp . 1169-1178 relates to a carrier frequency error estimation scheme for an AWGN channel in a communication system given a training signal.

상기IEEE Trans. Commun., vol. 46, pp553-560에 공개된 기술은 역시 훈련신호가 주어진 통신 시스템에서 주파수 선택적 페이딩 채널을 위한 반송파 주파수 오차 추정 방식에 관한 것으로, 주파수 선택적 페이딩 채널에서 시간마다 변하는 채널의 성질을 고려하지 않았다.The IEEE Trans. Commun., Vol. 46, pp . 553-560 also relates to a carrier frequency error estimation scheme for a frequency selective fading channel in a communication system in which a training signal is given, and does not consider the property of a channel that changes from time to time in a frequency selective fading channel.

상기 종래의 주파수 선택적 페이딩 채널을 위해 제안된 방법은 채널의 상관함수를 필요로하며 시간에 따라 변하는 채널 특성을 고려하지 않아서 성능이 좋지 않은 문제점이 있다.The proposed method for the conventional frequency selective fading channel requires a correlation function of the channel and does not take into account channel characteristics that change with time, which is a problem in that the performance is poor.

본 발명은 상기 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 제시된 것으로, 본 발명의 목적은 기존 AWGN을 위한 추정기를 확장하여 채널 임펄스 응답이 알려져 있다는 가정하에 주파수 선택적 페이딩 채널에서의 새로운 주파수 추정 방법을 제공하는 데 있다.It is an object of the present invention to provide a new frequency estimation method in a frequency selective fading channel on the assumption that a channel impulse response is known by extending an estimator for an existing AWGN have.

상기 목적을 달성하기 위한 기술적 사상으로서, PSK(Phase Shift Keying) 계열 신호의 동기 복조시 반송파 주파수 오차 추정에 있어서, 채널 임펄스 응답이 알려져 있다는 가정하에 기반 주파수 추정기가 제안되는 과정과, 상기 기반 주파수 추정기는 백색 타입 훈련신호를 이용하여 채널 정보가 필요없는 주파수 추정기로변형되는 과정으로 구성되는 것을 특징으로 하는 발명이 제시된다.In order to achieve the above object, there is a technical idea that a base frequency estimator is proposed on the assumption that a channel impulse response is known in carrier frequency error estimation in synchronous demodulation of a PSK (Phase Shift Keying) The training signal is transformed into a frequency estimator which does not require channel information using a white type training signal.

도 1은 바탕대역 시스템 모델을 나타내는 구성도이다.1 is a block diagram showing a baseband system model.

도 2는 본 발명에 따른 순서도이다.2 is a flow chart according to the present invention.

도 3은 기반 주파수 추정기를 나타내는 블럭도이다.3 is a block diagram showing the base frequency estimator.

도 4는 도 3에서 m번째 블럭을 나타내는 구성도이다.4 is a block diagram showing an m-th block in FIG.

도 5는 본 발명에 따른 주파수 추정기를 나타내는 구성도이다.5 is a configuration diagram showing a frequency estimator according to the present invention.

도 6은 훈련신호에 대한 4차 모멘트를 보여주는 도표이다.Figure 6 is a chart showing the fourth order moments for the training signal.

도 7은 모의 실험에 사용되는 모델을 나타내는 구성도이다.7 is a block diagram showing a model used in a simulation.

도 8은 주파수 선택적 페이딩 채널에서 τ=T/2에서 주파수 오차 추정 성능을 나타내는 도표이다.FIG. 8 is a graph showing the frequency error estimation performance at? = T / 2 in a frequency selective fading channel.

도 9는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 τ=3T/4에서 주파수 오차 추정 성능을 나타내는 도표이다.9 is a graph showing the frequency error estimation performance at? = 3T / 4 in a frequency selective fading channel.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>Description of the Related Art

1 : 송신신호 2 : Rayleigh페이딩채널1: Transmit signal 2: Rayleigh fading channel

3 : 제 1곱셈기 4 : 덧셈기3: first multiplier 4: adder

5 : 제 2곱셈기 6 : 수신필터5: second multiplier 6: receive filter

7 : 캐리어 오프셋 추정기 8 : 스위치7: Carrier offset estimator 8: Switch

9 : 출력신호 10 : 추정기입력신호9: output signal 10: estimator input signal

11, 12, 13 : 자기상관함수추정치계산부11, 12, 13: An autocorrelation function estimation value calculation unit

14 : 덧셈기 15 : arg계산부14: adder 15: arg calculation unit

16 : 곱셈기 17 : 추정기출력신호16: multiplier 17: estimator output signal

이하에서는 본 발명의 구성 및 작용에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 자세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the structure and operation of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

도 1은 바탕대역 시스템 모델을 나타내는 구성도이다.1 is a block diagram showing a baseband system model.

도 1에 도시된 바와 같이, 송신신호(1)와, 이동통신 채널을 모델링 하는 Rayleigh 페이딩 채널(2)과, 반송파 주파수 오차를 곱해주는 곱셈기(3)와, 잡음 η(t)을 더해주는 덧셈기(4)와, 추정된 반송파 주파수 오차를 이용해를 곱해주는 곱셈기(5)와, 상기 곱셈기에 연결되는 리시버 필터(6)와, 상기 리시버 필터를 통과한 신호를 단속하는 스위치(7)와, 상기 스위치를 통과한 신호로부터 궤환되어 연결되는 반송파 주파수 오차 추정기(8)로 구성된다.As shown in FIG. 1, a transmission signal 1, a Rayleigh fading channel 2 for modeling a mobile communication channel, a carrier frequency error , An adder (4) for adding noise &lt; RTI ID = 0.0 &gt; (t) &lt; , A multiplier (5) for multiplying the multiplier, a receiver filter (6) connected to the multiplier, a switch (7) for interrupting a signal passed through the receiver filter, and a carrier frequency And an error estimator 8.

상기 구성에서 송신신호(1)는 송신 심볼 d(j)와 바탕대역 파형 성형 함수 h(t)의 곱의 합이며, n(t)는 잡음 신호를, θ는 초기 임의 위상을, Δf는 반송파 주파수 오차를 나타낸다.In the above configuration, the transmission signal 1 is the sum of products of the transmission symbol d (j) and the baseband waveform shaping function h (t), n (t) is the noise signal,? Is the initial arbitrary phase, Indicates frequency error.

완벽한 타이밍 복구를 가정하면 t=kT에서의 수신필터의 출력은 다음의 수식과 같다.Assuming perfect timing recovery, the output of the receive filter at t = kT is given by

여기서, g_k(l)은 시간 k에서의 l시간 전의 임펄스에 의한 응답을 나타내는 것으로써 바탕대역에서의 등가적인 채널 임펄스 응답을 나타낸다.g_k(l)은 h(t)와 도 1의 Rayleigh 페이딩 채널 블록을 이산 시간 영역에서 모두 나타내고 있고 길이는 L+1이다.G _k (l) represents the equivalent channel impulse response in the base band, representing the response by the impulse 1 hour before time k. H _k (l) The fading channel blocks are all shown in the discrete time domain and the length is L + 1.

η(k)는 분산이인 백색 가우시안 잡음이라 가정한다. 플랫 페이딩의 경우에는 L=0이고 주파수 선택적 페이딩 채널에서는 L≥1이다.η (k) is the variance Is assumed to be white Gaussian noise. L = 0 for flat fading and L? 1 for frequency selective fading channel.

도 2는 본 발명에 따른 순서도이다.2 is a flow chart according to the present invention.

도 2에 도시된 바와 같이, 본 발명에서 제안되는 추정기는 다음의 두 단계를 통해 유도된다.As shown in FIG. 2, the estimator proposed in the present invention is derived through the following two steps.

먼저 채널 임펄스 응답이 알려져 있다는 가정하에 종래 ML에 기반한 추정기의 직접적인 확장을 통해 얻어지는 기반 주파수 추정기가 제안되는 과정(S10)과,(S10) in which a base frequency estimator is proposed, which is obtained through direct expansion of an estimator based on a conventional ML, on the assumption that a channel impulse response is known,

두번째로 상기 기반 주파수 추정기로부터 백색 타입 훈련신호를 이용해 채널 정보가 필요없는 제안된 주파수 추정기로 변형되는 과정(S20)으로 구성된다.Secondly, a step of transforming the base frequency estimator to a proposed frequency estimator that does not require channel information using a white type training signal (S20).

이하에서는 상기의 구성을 수학식을 첨부하면서 더 자세히 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, the above configuration will be described in more detail with reference to equations.

훈련신호 {d(k)| k=1,...,K}가 주어졌고 {g_k(l)}이 훈련신호 구간동안 고정된 채널, 즉 g_k(l)=g(l), k=1,...,K라 가정하면 수신신호는 다음의 수식과 같이 다시 쓸 수 있다.The training signal {d (k) | k = 1, ..., K} has been given {g _k (l)} is a training signal a fixed channel for a period, that is, _{g k (l) = g (} l), k = 1, ..., K La Assuming that the received signal can be rewritten as:

채널의 임펄스 응답, {g(l)}이 알려져 있다면 기반 추정기는 다음의 수식과 같이 제안된다.If the impulse response, {g (l)}, of the channel is known, then the base estimator is proposed as

여기서, R_l,l(m)은 γ_l(k)의 자기 상관 함수의 추정치인데 다음의 수식과 같이 정의된다.Here, R _{l, l} (m) is an estimate of the autocorrelation function of? ₁ (k) and is defined as:

상기 수학식 3의 추정기에서 R_l,l(m)에 포함되어 있는 g(i)g^*(l)를 E[g(i)g^*(l)]로 바꾼다면 상기 IEEE Trans. Commun., vol. 46, pp553-560 에 제안된 방식과 같은 추정기가 얻어진다.여기서 상기 수학식 5를 수학식 4에 대입해서 정리하면 다음의 수식과 같이 나타난다.If the estimator of Equation (3) changes g (i) g ^* (l) included in R _{l, l} (m) to E [g (i) g ^* (l)]. Commun., Vol. 46, pp 553-560 is obtained. Here, the above equation (5) is substituted into the equation (4) and summarized as shown in the following equation.

여기서, H_l(m)은 다음의 수식과 같다.Here, H _l (m) is expressed by the following equation.

따라서, 수학식 3의 추정기는 다음의 식과 같이 다시 쓸 수 있다.Therefore, the estimator of Equation (3) can be rewritten as the following equation.

도 3은 기반 추정기라 불리는 주파수 추정기의 블럭도이다.3 is a block diagram of a frequency estimator referred to as a base estimator.

도 3에 도시된 바와 같이, 수신신호 r(k)(10)와, 상기 수신신호에 대한 자기 상관 함수의 추정치 계산부(11, 12, 13)와, 상기 추정치 계산부의 결과를 더하는 덧셈기(12)와, 상기 덧셈기의 결과에 연결되는 arg계산부(14)와, 상기 계산의 결과에을 곱하는 곱셈기(15)로 구성된다.3, an estimated value calculation unit 11, 12, 13 of the autocorrelation function for the received signal, an adder 12 (12, 13) for adding the result of the estimated value calculation unit, An arg calculation unit 14 connected to the result of the adder, And a multiplier 15 for multiplying the multiplication result.

도 4는을 구하는 도 3에서 m번째 블럭을 나타내는 구성도이다.Figure 4 Fig. 3 is a block diagram showing the m-th block in Fig.

제안될 추정기는 상기 기반 추정기로부터 유도된다.기반 추정기가 추정할 수 있는 주파수 범위는 |ΔfT|≤0.5/N과 같다.The estimator to be proposed is derived from the base estimator. The frequency range that the base estimator can estimate is equal to |? FT |? 0.5 / N.

여기서, 제안된 기반 추정기를 실제 시스템에 적용할 때 문제점은 주파수 선택적 페이딩 채널에서는 채널 매개 변수 |g(l)|들이 알려져 있지 않을 뿐더러 이 값들을 추정해내기 위해서는 반송파 주파수 오차가 보정되어야만 하므로 실제 시스템에 이 주파수 추정기를 적용하는 데는 무리가 있다는 점이다.The problem with applying the proposed base estimator to real systems is that the channel parameter | g (l) | is not known in the frequency selective fading channel, and since the carrier frequency error must be corrected to estimate these values, It is difficult to apply this frequency estimator to the frequency estimator.

따라서, 다음에는 상기 기반 추정기의 변형을 통해 실용적인 주파수 추정기를 제안한다.Therefore, next, we propose a practical frequency estimator through modification of the base estimator.

상기 수학식 3를 상기 수학식 7에 대입하면 다음의 수식과 같이 근사화된다.Substituting Equation (3) into Equation (7) yields the following approximation.

더 나아가 다음의 식과 같은 가정을 한다.Furthermore, assumptions like the following expression are made.

여기서, 0≤i≤L, 0≤l≤L, 0≤m≤L 그리고 1≤m≤N이다.Here, 0? I? L, 0? L? L, 0? M? L and 1?

상기 가정은 d(k)가 상관 관계가 없는, 평균이 0이고 분산이 1인 랜덤 신호들로 모델링이 된다면 다음 식과 같은 관계로부터 정당화 될 수 있다.The above assumption can be justified from the relationship as d (k) is the following equation if d (k) is modeled with uncorrelated random signals with an average of 0 and a variance of 1. [

일반적으로, 상기 수학식 10은 d(k)가 임펄스와 같은 4차 모멘트를 갖는 평균이 0인 백색 잡음의 출력이라면 만족한다.이러한 d(k)를 백색 타입 신호라 부른다.이러한 훈련신호에 대해서는 상기 수학식 8의 H_l(m)이 다음의 식과 같이 나타난다.Generally, Equation (10) is satisfied if d (k) is an output of a white noise having an average of zero and a fourth order moment such as an impulse. Such a d (k) is called a white type signal. _Hl (m) in Equation (8) is expressed by the following equation.

상기 수학식 12에 의하면이고 상기 수학식 9는 다음의 식과 같이 변형된다.According to the above equation (12) And the equation (9) is modified as shown in the following equation.

도 5은 상기 수학식 13에 따른 제안된 주파수 추정기를 나타내는 구성도이다.5 is a block diagram illustrating a proposed frequency estimator according to Equation (13).

도 5에 도시된 바와 같이, 제안된 추정기에서 주파수 선택적 페이딩 채널을 거친 수신신호 r(k)에는 상호 간섭 신호가 존재하기 때문에 이 신호로 부터 반송파 주파수 오차를 추정하기 위해 먼저 상호 간섭 신호에 해당하는 각 가지에서 데이터 변조를 제거하고 차등 디코딩을 통해 반송파 주파수를 추정한다.각 가지는 H_{0}(m)의 절대값으로 가중되는데 이 값은 훈련신호가 백색 타입이면 채널의 진폭 응답에 해당한다.As shown in FIG. 5, since the interference signal exists in the received signal r (k) that has passed through the frequency selective fading channel in the proposed estimator, in order to estimate the carrier frequency error from this signal, Each branch is weighted by the absolute value of H_ {0} (m), which corresponds to the amplitude response of the channel if the training signal is white type.

도 5에 보이고 있는 이 추정기는 어떤 채널 정보도 필요로 하지 않는다.따라서 백색 타입의 훈련신호가 제공된다면 실제 시스템에서 제안된 추정기가 유용하게 쓰일 수 있다.This estimator, shown in Figure 5, does not require any channel information, so that if a training signal of the white type is provided, the estimator suggested in the actual system can be useful.

하지만, 이러한 백색 타입의 훈련신호가 사용되어야만 하는 점이 제안된 추정기를 사용하는 데 가장 큰 문제라 할 수 있다.However, the fact that this white type of training signal should be used is the biggest problem in using the proposed estimator.

일반적으로 이러한 훈련신호는 가능한 전체 훈련신호 패턴을 검색한 다음 가장 백색 타입과 비슷한 신호패턴으로 결정해야 한다.In general, these training signals should be searched for the entire possible training signal pattern and then determined to be the signal pattern that is most similar to the white type.

GSM 및 IS-136과 같은 이동 통신 시스템에서 주어진 훈련신호는 백색 타입에 가깝다.The training signals given in mobile communication systems such as GSM and IS-136 are close to white type.

상기 시스템들에 대한 훈련신호는 표 1에 나타나있다.The training signals for these systems are shown in Table 1.

도 6은 각각의 훈련신호에 대한 수학식 11에서 정의된 4차 모멘트를 보여주고 있다. 4차 모멘트들이 거의 임펄스에 가깝기 때문에 이 신호들은 백색 타입이라 볼 수 있으며 따라서 GSM이나 IS-136 시스템에서는 제안된 주파수 추정기가 응용될 수 있다.FIG. 6 shows the fourth order moments defined in Equation (11) for each training signal. Since the quadratic moments are close to the impulse, these signals can be regarded as white type, so the proposed frequency estimator can be applied in GSM or IS-136 systems.

GSM에서 정하고 있는 변조방식인 GMSK(Gaussian minimum shift keying)는 선형 변조 방식, 즉 적절한 기본 파형 성형함수를 거친 OQPSK(offset quadrature phase-shift keying)로 볼 수 있다.GMSK (Gaussian minimum shift keying), a GSM modulation scheme, can be viewed as a linear modulation scheme, that is, an offset quadrature phase-shift keying (OQPSK) with an appropriate basic shaping function.

GSMGSM 0,0,1,0,0,1,0,1,1,1,0,0,0,0,1,0,0,0,1,0,0,1,0,1,1,11, 0, 1, 0, 1, 1, One IS-136IS-136

제안된 추정기와 기존의 추정기들은 다음과 같은 차이가 있다. 첫번째로 기본적으로 AWGN 채널을 가정하고 고안된 추정기는 채널에 의해서 생기는 상호 간섭 신호를 전혀 고려하지 않고 있고 이 때문에 주파수 선택적 페이딩 채널에서 그 성능이 나쁠 수 있다.다음으로 ML기반의 추정기는 상호 간섭 신호를 고려해서 제안한 구조이긴 하지만 시간에 따라 변하는 채널을 고려하지 않고 상기에서 기술한 바와 같이 채널 매개 변수로 E[g(i)g^*(l)]의 고정된 값을 사용함으로 인해 실제 채널에 의한 g(i)g^*(l) 값과 E[g(i)g^*(l)]의 값이 다르면 주파수 추정 성능이 많이 나빠질 수 있다.이에 대해서는 다음의 컴퓨터 모의 실험을 통해 설명한다.The proposed estimator and the existing estimators have the following differences. First, the estimator, which basically assumes an AWGN channel, does not consider the mutual interference signal caused by the channel at all, which may result in poor performance in the frequency selective fading channel. (I) g ^* (l)] as a channel parameter as described above without taking into consideration the time-varying channel, although it is a proposed structure considering the proposed scheme, (i) If the values of g ^* (l) and E [g (i) g ^* (l)] are different from each other, the frequency estimation performance may be deteriorated.

도 7은 모의 실험에 사용된 시스템 모델을 나타내는 구성도이다.7 is a configuration diagram showing a system model used in a simulation.

주파수 선택적 Rayleigh 페이딩 채널에서 제안된 추정기와 상기에서 제안된 추정기들을 컴퓨터 모의 실험을 통해 비교한다.We compare the proposed estimator in the frequency selective Rayleigh fading channel and the proposed estimators in computer simulation.

본 모의실험에서의 시스템 모델로는 상기 도 5와 같은 구조가 사용되었다.The system shown in FIG. 5 is used as a system model in this simulation.

송신신호로 IS-136 훈련신호(K=14)가 이용되었고 채널은 두개의 레이를 갖는 Rayleigh 페이딩 채널이 고려되었다.이 채널은 다음의 식과 같이 모델링된다.An IS-136 training signal (K = 14) was used as the transmit signal and a Rayleigh fading channel with two rails was considered as the channel.

여기서, α₀(t)와 α₁(t)는 서로 독립이고 평균이 0인 복소수 가우시안 랜덤 과정이다.τ는 두 레이 사이의 시 지연을 나타낸다.Here, α ₀ (t) and α ₁ (t) are complex Gaussian random processes that are independent of each other and have an average of 0. τ is the time delay between two rays.

여기서 두 레이의 파워는 다음의 식과 같이 같다고 가정하였다.Here, the power of the two rays is assumed to be the same as the following equation.

상기 수학식 14에서 매개 변수 τ는 T/2와 3T/4 두 값이 사용되었고 L=2로 고정했다.반송파 주파수는 900MHz라 가정하였고 이동체의 속도는 100km/h라 하였다.표준화된 반송파 주파수 오차 ΔfT는 0에서 0.5까지 변화시켰다.In Equation (14), the parameter τ is used as T / 2 and 3T / 4, and fixed at L = 2. The carrier frequency is assumed to be 900 MHz and the speed of the mobile is 100 km / h. ΔfT was varied from 0 to 0.5.

또한, 상기 IEEE Trans. Commun., vol. 46, pp553-560에 제안된 추정기를 디자인하는데 있어 지수 채널 상관 함수를 다음의 식과 같이 가정하였다.Also, the IEEE Trans. Commun., Vol. 46, pp 553-560, the exponential channel correlation function is assumed as the following equation.

도 8과 도 9는 모의 실험 결과를 보여주는 도표로, 반송파 주파수 오차에 따른 RMS(Root Mean Square) 주파수 추정에러, 즉를 나타낸다.FIGS. 8 and 9 are graphs showing simulation results. In FIG. 8 and FIG. 9, a RMS (Root Mean Square) frequency estimation error according to a carrier frequency error .

모든 추정기에 대해 N 값을 증가 시키면 주파수 추정 범위는 줄어들지만 더 정밀한 추정값을 보인다.모든 경우에 제안된 추정기는 종래의 방식들보다 좋은 성능을 보였다.Increasing the N value for all the estimators reduces the frequency estimation range, but shows a more accurate estimate. In all cases, the proposed estimator performed better than the conventional methods.

상기 IEEE Trans. Commun., vol. 43, pp1169-1178 에서 제안된 추정기는 제일 성능이 나쁜데 이는 이 추정기가 AWGN 채널에서 제안되었기 때문이다. 또한 상기 IEEE Trans. Commun., vol. 46, pp553-560에 제안된 추정기 역시 시간에 따라 변하는 채널의 특성을 고려하지 않았기 때문에 제안된 방식보다 큰 RMS 에러 값을 나타낸다.The IEEE Trans. Commun., Vol. 43, pp. 1169-1178 has the worst performance since this estimator has been proposed in the AWGN channel. The IEEE Trans. Commun., Vol. 46, pp 553-560 also shows a larger RMS error value than the proposed scheme since it does not take into consideration the characteristics of the channel that changes with time.

상기 기술에서 알 수 있는 바와 같이, 본 발명은 주파수 선택적 페이딩 채널 환경의 무선 통신 시스템에서 송신기와 수신기 사이에 도플러 혹은 오실레이터의 편차로 인해 반송파 주파수 사이에 주파수 오차가 생겼을 때 훈련신호의 도움을 받아 이 반송파 주파수 오차를 추정함으로써 추정 성능을 높여 현재 서비스되고 있는 GSM이나 IS-136등의 이동통신 시스템에 응용된다면 현재 정확도 0.3-5ppm이내로 되어있는 오실레이터 제약조건을 더 완화시키면서 보다 정확하게 반송파 주파수 오차를 보정할 수 있다.As can be appreciated from the above description, the present invention can be used in a radio communication system of a frequency selective fading channel environment with the help of a training signal when a frequency error occurs between carrier frequencies due to a deviation of a Doppler or an oscillator between a transmitter and a receiver. If it is applied to mobile communication system such as GSM or IS-136 which is being serviced by increasing the estimation performance by estimating the carrier frequency error, it is possible to correct the carrier frequency error more accurately while further mitigating the oscillator constraint which is within the accuracy of 0.3-5 ppm .

Claims (8)

채널 임펄스 응답이 알려져 있다는 가정하에 기반 주파수 추정기를 제안하고, 상기 기반 주파수 추정기로부터 백색 타입 훈련신호를 이용하여 채널 정보가 필요없는 제안 주파수 추정기로 변형하여 PSK(Phase Shift Keying) 계열 신호의 동기 복조시 반송파 주파수의 오차를 추정하는 방법에 있어서,A base frequency estimator is proposed based on the assumption that a channel impulse response is known and a base frequency estimator is modified from a base frequency estimator to a proposed frequency estimator which does not need channel information by using a white type training signal to perform synchronous demodulation of a phase shift keying A method for estimating an error of a carrier frequency, 상기 기반 주파수 추정기는 다음의 식인 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.Wherein the base frequency estimator is of the following formula: &lt; RTI ID = 0.0 &gt; 1, &lt; / RTI &gt; 여기서, g(l) : 채널의 임펄스 응답Where g (l) is the impulse response of the channel 삭제delete 청구항 1에 있어서, 상기 H_l(m)은 다음의 식인 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.The method according to claim 1, wherein the H _l (m) is a data assistance method estimates carrier frequency error for PSK signals in a frequency selective fading channel, characterized in that the following expression, of. 여기서, d(k) : 훈련신호Here, d (k): training signal r(k) : 수신신호r (k): received signal 청구항 3에 있어서, 상기 r(k)는 다음의 식인 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.4. The method of claim 3, wherein r (k) is a frequency-selective carrier frequency error estimate for a PSK signal in a frequency selective fading channel. 여기서, η(k) : 잡음Here, η (k): noise Δf : 반송파 주파수 오차Δf: carrier frequency error θ : 초기 임의 위상θ: initial arbitrary phase 청구항 1에 있어서, 상기 제안 주파수 추정기는 다음의 식인 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.2. The method of claim 1, wherein the proposed frequency estimator is: &lt; EMI ID = 17.0 &gt; 청구항 5에 있어서, 상기 H_l(m)은 다음의 식인 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.6. The method of claim 5, wherein the Hl (m) is: &lt; EMI ID = _17.0 &gt; 여기서, g(l) : 채널의 임펄스 응답Where g (l) is the impulse response of the channel Δf : 반송파 주파수 오차Δf: carrier frequency error 청구항 6에 있어서, 상기 H_l(m)은 다음의 수식 23에서 다음의 수식 22를 가정함으로써 이루어지는 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.7. The method of claim 6, wherein the _Hl (m) is performed by assuming the following Equation (22) in Equation (23): &lt; EMI ID = 22.0 &gt; 여기서, 0≤i≤L, 0≤l≤L, 0≤m≤L, 1≤m≤LHere, 0? I? L, 0? L? L, 0? M? L, 청구항 7에 있어서, 상기 수학식 21은 d(k)가 상관 관계가 없는 평균이 0이고 분산이 1인 랜덤 신호들로 모델링이 된다면 다음의 식으로부터 정당화 될 수 있고,The method according to claim 7, wherein the equation (21) can be justified from the following equation if d (k) is modeled as random signals with an uncorrelated average of 0 and a variance of 1, d(k)가 임펄스와 같은 4차 모멘트를 갖는 평균이 0인 백색 잡음의 출력인 경우 만족하는 것을 특징으로 하는 주파수 선택적 페이딩 채널에서 PSK 신호를 위한 데이터 도움 반송파 주파수 오차 추정 방법.and wherein d (k) is an output of a white noise with an average of zero order moments such as an impulse.