KR100319551B1 - Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller - Google Patents
Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller Download PDFInfo
- Publication number
- KR100319551B1 KR100319551B1 KR1019980045043A KR19980045043A KR100319551B1 KR 100319551 B1 KR100319551 B1 KR 100319551B1 KR 1019980045043 A KR1019980045043 A KR 1019980045043A KR 19980045043 A KR19980045043 A KR 19980045043A KR 100319551 B1 KR100319551 B1 KR 100319551B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- npc inverter
- error
- band
- switching
- voltage
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
- H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
- H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
본 발명은 히스테리시스 전류 제어기를 이용하여 PWM 제어 방식의 NPC 인버터의 스위칭 제어신호를 발생함으로써 NPC 인버터의 스위칭 특성 및 전압 파형을 개선하고 고조파 성분을 감소시킬 수 있도록 한 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치에 관한 것으로, 중성점을 갖는 DC전압을 AC전압으로 변환하는 NPC 인버터와, NPC 인버터에서 변환 출력되는 AC전압에 따라 구동하는 부하와, 부하의 동기 각속도를 기준으로 구한 기준전류와 궤환된 실제전류를 비교하여 오차를 발생하는 오차 발생부, 제1 밴드의 상한과 하한을 설정하고, 이 설정된 상한과 하한을 오차 발생부에서 발생된 오차와 각각 비교하여 기준신호(U)를 발생하는 제1 밴드 설정 및 비교부, 제2 밴드의 상한과 하한을 설정하고, 이 설정된 상한과 하한을 오차 발생부에서 발생된 오차와 각각 비교하여 기준신호(U*)를 발생하는 제2 밴드 설정 및 비교부, 제2 밴드 설정 및 비교부에서 발생되는 기준신호(U*)가 양의 값을 갖는지 아니면 음의 값을 갖는지 판단하고, 이 판단 결과에 따른 스위칭 제어신호를 설정하여 NPC 인버터내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호로 출력하는 전류 제어 및 출력부로 이루어지 ㄴ히스테리시스 전류 제어기로 구성되는 것을 특징으로 한다.The present invention generates the switching control signal of the PWM control type NPC inverter using the hysteresis current controller to improve the switching characteristics and voltage waveforms of the NPC inverter and control the NPC inverter using the hysteresis current controller. The device relates to an NPC inverter for converting a DC voltage having a neutral point to an AC voltage, a load driven according to an AC voltage converted from an NPC inverter, a reference current obtained based on a synchronous angular velocity of the load, and a feedback actual current. The error generating unit generating an error by comparing the and the upper limit and the lower limit of the first band is set, and the first upper band and the lower limit are compared with the error generated by the error generating unit, respectively, to generate the reference signal U. Setting and comparison section, the upper and lower limits of the second band is set, and the set upper and lower limits are generated by the error generating section. The second band setting and comparator generating the reference signal U * by comparing the error with each other, and whether the reference signal U * generated by the second band setting and comparator has a positive value or a negative value And the switching control signal according to the determination result. It is characterized by consisting of a hysteresis current controller consisting of a current control and an output unit outputting the operation signal of the main switch and the auxiliary switch in the NPC inverter.
Description
본 발명은 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 앤피시 인버터의 제어장치에 관한 것으로, 특히 히스테리시스 전류 제어기(Hysteresis Current Controller)를 이용하여 PWM(Pulse Width Modulation) 제어 방식의 NPC(Neutral Point Clamped) 인버터의 스위칭 제어신호를 발생함으로써 NPC 인버터의 스위칭 특성 및 전압 파형을 개선하고 고조파 성분을 감소시킬 수 있도록 한 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention [0001] The present invention relates to a control device of an NF inverter using a hysteresis current controller, and in particular, a switching control signal of a NPC inverter of a pulse width modulation (PWM) inverter using a hysteresis current controller. The present invention relates to a control device of an NPC inverter using a hysteresis current controller to improve the switching characteristics and voltage waveforms of the NPC inverter and reduce harmonic components by generating.
도 1은 종래 NPC 인버터의 회로도로서, NPC 인버터의 출력전압을 제어하기 위한 PWM 제어신호를 발생하는 주 스위치(S11,S14)(S21,S24)(S31,S34)와, 다이오드(D11,D12,D21,D22,D31,D32)와 함께 출력측 단자의 전위를 DC전원에 독립적인 중성점 전위(O)로 유지시키기 위한 보조적인 역할을 수행하는 보조 스위치(S12,S13)(S22,S23)(S32,S33)와, 중성점 전위(O)를 갖는 DC전압을 공급하는 Ed와, 상기 Ed에서 공급되는 DC전압을 평활하는 콘덴서C1,C2와, 퓨즈인 DCL과, NPC 인버터의 출력측 단자인 U,V,W로 구성된다.1 is a circuit diagram of a conventional NPC inverter, in which main switches S11, S14 (S21, S24) (S31, S34), and diodes D11, D12, which generate PWM control signals for controlling the output voltage of the NPC inverter. Together with D21, D22, D31, and D32, auxiliary switches (S12, S13) (S22, S23) (S32, S32, and S32), which play an auxiliary role in maintaining the potential of the output terminal at the neutral point potential (O) independent of the DC power supply. S33), Ed for supplying a DC voltage having a neutral point potential (O), capacitors C1, C2 for smoothing the DC voltage supplied from said Ed, DCL, which is a fuse, U, V, which are output side terminals of an NPC inverter, It consists of W.
상기와 같이 구성된 NPC 인버터의 각 상은 4개의 스위칭 소자로 구성되고,이들 스위칭 소자에 의한 스위칭 상태는 (+Ed/2),(O)(-Ed/2)와 같이 3개의 스위칭 상태가 되며, 이에 따라 NPC 인버터는 모두 33개의 스위칭 상태를 발생하게 된다.Each phase of the NPC inverter configured as described above is composed of four switching elements, and the switching states by these switching elements are three switching states such as (+ Ed / 2) and (O) (-Ed / 2). Accordingly, the NPC inverters generate three or three switching states.
여기서, 상기 NPC 인버터의 스위칭 모드는 도 2에 도시된 바와 같이 전압벡터 이론을 바탕으로 구성할 수 있으며, 이때 위상각의 구간을간격으로 나눌 경우 전체 스위칭 벡터 구간을 A,B,C 그룹의 스위칭 벡터 구간으로 나타낼 수 있고, 상기 스위칭 상태에 따르는 전압벡터를 아래 수학식 1과 같이 정의할 수 있다.Here, the switching mode of the NPC inverter may be configured based on the voltage vector theory, as shown in FIG. When divided by the interval, the entire switching vector interval may be represented by the switching vector interval of the A, B, and C groups, and the voltage vector according to the switching state may be defined as in Equation 1 below.
[수학식 1][Equation 1]
상기와 같이 종래 NPC 인버터는 스위칭 소자에 인가되는 DC전압이 종래의 인버터에 비해 1/2배로 적어 스위칭 소자의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있는 장점이 있으며, PWM 스위칭 기법을 이용하여 전압 파형의 개선은 물론 고조파 성분을 감소시키고자 하였다.As described above, the conventional NPC inverter has an advantage that the DC voltage applied to the switching element is 1/2 times less than that of the conventional inverter, thereby reducing the voltage stress of the switching element. Of course, we wanted to reduce the harmonic content.
또한, 공간전압 스위칭 기법을 이용하여 전압 파형의 개선은 물론 이용전압의 적용범위를 확장시키고 하였다.In addition, the spatial voltage switching technique is used to improve the voltage waveform and to expand the application range of the available voltage.
그러나, 상기와 같은 종래 NPC 인버터에서 이용한 각종 스위칭 기법들은 스위칭 각을 계산하여 특정 고조파 성분을 감소하기 위한 연산과정을 반드시 필요로 한다거나, 스위칭 패턴 선정시 룩업 테이블(Look-Up Table)방식을 통해 스위칭 벡터를 선택적으로 선정해야 하는 복잡한 제어구조를 가지고 있는 단점이 있었다.However, the various switching techniques used in the conventional NPC inverter as described above require a calculation process for reducing a specific harmonic component by calculating a switching angle, or switching through a look-up table method when selecting a switching pattern. The disadvantage was the complex control structure that requires the selective selection of vectors.
즉, 상기 스위칭 패턴 선정시 저속영역의 속도명령에서는 공간전압 벡터 다이어그램의 내부원주 A 그룹에 해당하는 스위칭 벡터를 선정하여 제어해야 하고, 고속영역의 속도명령에서는 A,B,C 그룹에 해당하는 스위칭 벡터를 구분하여 제어해야 하는 등, 속도명령에 따라 저속영역 및 고속영역에 해당하는 스위칭 벡터를 구분하여 제어해야 하는 복잡성이 있었다.That is, when selecting the switching pattern, the speed command in the low speed region should select and control the switching vector corresponding to the inner circumference A group in the space voltage vector diagram. There is a complexity of controlling the switching vectors corresponding to the low speed region and the high speed region according to the speed command.
또한, 저속영역의 공간전압 벡터 다이어그램 A그룹에 해당하는 내부원주상의 전압벡터가 하나의 쌍으로 존재하기 때문에 스위칭 패턴 선정시 동작조건의 상태에 따라 스위칭 벡터를 구분해야 하는 복잡성도 있었다.In addition, since the voltage vectors on the inner circumference corresponding to the group A of the spatial voltage vector diagram A in the low speed region exist as a pair, there is a complexity of classifying the switching vectors according to the operating conditions when selecting the switching pattern.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 그 목적은, 히스테리시스 전류 제어기를 이용하여 기준전류와 궤환된 실제전류 및 제1, 제2 히스테리시스 밴드의 비교에 따른 스위칭 제어신호를 NPC 인버터내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호로 출력함으로써 NPC 인버터의 스위칭 특성 및 전압 파형을 개선하고 고조파 성분을 감소시킬 수 있도록 한 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치를 제공하는 데에 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object thereof is to provide a switching control signal based on a comparison between a reference current, a feedback current, and a first or second hysteresis band using a hysteresis current controller. The present invention provides a control device for an NPC inverter using a hysteresis current controller that outputs an operation signal of a switch and an auxiliary switch to improve a switching characteristic and a voltage waveform of the NPC inverter and reduce a harmonic component.
도 1은 종래 NPC 인버터의 회로도,1 is a circuit diagram of a conventional NPC inverter,
도 2는 종래 NPC 인버터의 스위칭 모드를 보인 도면,2 is a view showing a switching mode of a conventional NPC inverter,
도 3은 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 블록 구성도,3 is a block diagram of a control device of an NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention;
도 4는 상기 히스테리시스 전류 제어기의 상세 구성도,4 is a detailed configuration diagram of the hysteresis current controller;
도 5는 본 발며의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 동작 흐름을 보인 도면,5 is a view showing the operation flow of the control device of the NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention,
도 6(A)는 본 발명에 따른 A위상에서의 스위칭 벡터를 나타낸 도면이고, (B)는 완성된 3상에서의 스위칭 벡터를 나타낸 도면,6 (A) is a diagram showing a switching vector in phase A according to the present invention, (B) is a diagram showing a switching vector in completed three phases,
도 7의 (A) ~ (D)는 본 발명에 따른 저속시 신호 및 전류/전압 파형을 보인 도면,7 (A) to (D) shows a signal at low speed and a current / voltage waveform according to the present invention;
도 8의 (A) ~ (D)는 본 발명에 따른 고속시 신호 및 전류/전압 파형을 보인 도면,8 (A) to (D) is a view showing a signal and a current / voltage waveform at high speed in accordance with the present invention,
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉<Explanation of symbols for main parts of drawing>
10 : NPC 인버터 20 : 부하10: NPC Inverter 20: Load
30 : 히스테리시스 전류 제어기 31 : 오차 발생부30: hysteresis current controller 31: error generating unit
33 : 제1 밴드 설정 및 비교부 33 : 제2 밴드 설정 및 비교부33: first band setting and comparing unit 33: second band setting and comparing unit
34 : 전류 제어 및 출력부34: current control and output unit
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치는, 중성점을 갖는 DC전압을 AC전압으로 변환하는 NPC 인버터와, 상기 NPC 인버터에서 변환 출력되는 AC전압에 따라 구동하는 부하와, 상기 부하의 동기 각속도( ωe)를 기준으로 구한 기준전류(im*)와 궤환된 실제전류(im(m=a,b,c))를 비교하여 오차(e)를 발생하는 오차 발생부, 제1 밴드의 상한(B1+)과 하한(B1-)을 설정하고, 이 설정된 상한(B1+)과 하한(B1-)을 상기 오차 발생부에서 발생된 오차(e)의 각각 비교하여 기준신호(U)를 발생하는 제1 밴드 설정 및 비교부, 제2 밴드의 상한(B2+)과 하한(B2-)을 설정하고, 이 설정된 상한(B2+)과 하한(B2-)을 상기 오차 발생부에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 기준신호(U*)를 발생하는 제2 밴드 설정 및 비교부, 상기 제2 밴드 설정 및 비교부에서 발생된 기준신호(U*)가 양의 값을 갖는지 아니면 음의 값을 갖는지 판단하고, 판단 결과 상기 기준신호(U*)가 양의 값을 갖는다면 스위칭 제어신호 U1=U, 스위칭 제어신호 U2=0으로 설정하고, 상기 기준신호(U*)가 음의 값을 갖는다면 스위칭 제어신호 U1=0, 스위칭 제어신호 U2=U로 설정하여 각각의 스위칭 제어신호를 설정함으로써 상기 NPC 인버터내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호(Sn1,Sn2,Sn3,Sn4)로 출력하는 전류 제어 및 출력부로 이루어진 히스테리시스 전류 제어기로 구성되는 것을 특징으로 한다.The control device of the NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention for achieving the above object, the NPC inverter for converting a DC voltage having a neutral point into an AC voltage, and driven according to the AC voltage converted and output from the NPC inverter To generate an error (e) by comparing the reference current (im *) obtained based on the synchronous angular velocity (ω e ) of the load with the actual current (im (m = a, b, c)). The error generating unit sets an upper limit (B1 +) and a lower limit (B1-) of the first band, and compares the set upper limit (B1 +) and the lower limit (B1-) with each of the errors (e) generated in the error generating unit. The first band setting and comparing unit generating the reference signal U, the upper limit B2 + and the lower limit B2- of the second band are set, and the set upper limit B2 + and the lower limit B2- generate the error. A second band setting and comparator for generating a reference signal U * by comparing the error e generated in the negative section to the second band, respectively; It is determined whether the reference signal U * generated by the positive and comparison unit has a positive value or a negative value, and if the reference signal U * has a positive value as a result of the determination, the switching control signal U1 = U When the switching control signal U2 = 0 is set and the reference signal U * has a negative value, the switching control signal U1 = 0 and the switching control signal U2 = U are set to each switching control signal. It is characterized by consisting of a hysteresis current controller consisting of a current control and an output unit for outputting the operation signal (Sn1, Sn2, Sn3, Sn4) of the main switch and the auxiliary switch in the NPC inverter.
이하, 첨부된 도면을 참고하여 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 구성 및 동작을 상세히 설명한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail the configuration and operation of the control device of the NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention.
도 3은 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 블록 구성도로서, 중성점을 갖는 DC전압을 AC전압으로 변환하는 NPC 인버터(10)와, 상기 NPC 인버터(10)에서 변환 출력되는 AC전압에 따라 구동하는 부하(20)와, 상기 부하(20)의 동기 각속도(ωe)를 기준으로 구한 기준전류(im*)와 궤환된 실제전류(im(m=a,b,c)) 및 설정된 제1, 제2 히스테리시스 밴드의 비교에 따른 스위칭 제어신호를 상기 NPC 인버터(10)내 스위칭 소자의 동작신호(Sn1,Sn2,Sn3,Sn4)로 출력하는 히스테리시스 전류 제어기(30)로 구성된다.3 is a block diagram of a control device of an NPC inverter using a hysteresis current controller of the present invention. The NPC inverter 10 converts a DC voltage having a neutral point into an AC voltage, and is converted and output from the NPC inverter 10. A load 20 driven according to an AC voltage, a reference current im * obtained based on a synchronous angular velocity ω e of the load 20, and a feedback actual current im (m = a, b, c) ) And the switching control signal according to the comparison of the set first and second hysteresis bands Is composed of a hysteresis current controller 30 for outputting the operation signals Sn1, Sn2, Sn3, Sn4 of the switching elements in the NPC inverter 10.
도 4는 상기 히스테리시스 전류 제어기(30)의 상세 구성도로서, 기준전류(im*)와 궤환된 실제전류(im)를 비교하여 오차(e)를 발생하는 오차 발생부(31)와, 제1 밴드의 상한(B1+)과 하한(B1-)을 설정하고, 이 설정된 상한(B1+)과 하한(B1-)을 상기 오차 발생부(31)에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 기준신호(U)를 발생하는 제1 밴드 설정 및 비교부(32)와, 제2 밴드의 상한(B2+)과 하한(B2-)을 설정하고, 이 설정된 상한(B2+)과 하한(B2-)을 상기 오차 발생부(31)에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 기준신호(U*)를 발생하는 제2 밴드 설정 및 비교부(33)와, 상기 제2 밴드 설정 및 비교부(33)에서 발생된 기준신호(U*)가 양의 값을 갖는지 아니면 음의 값을 갖는지 판단하고, 이 판단 결과에 따른 스위칭 제어신호를 설정하여 상기 NPC 인버터(10)내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호(Sn1,Sn2,Sn3,Sn4)로 출력하는 전류 제어 및 출력부(34)로 구성된다.FIG. 4 is a detailed configuration diagram of the hysteresis current controller 30. The error generation unit 31 which generates an error e by comparing the reference current im * and the feedback actual current im, and the first The upper limit (B1 +) and the lower limit (B1-) of the band are set, and the set upper limit (B1 +) and the lower limit (B1-) are compared with the error (e) generated by the error generator 31, respectively, and the reference signal ( The upper band B2 + and the lower limit B2- of the first band setting and comparing unit 32 that generates U) and the second band are set, and the set upper limit B2 + and lower limit B2- are set to the error. Generated by the second band setting and comparing section 33 and the second band setting and comparing section 33 that generate the reference signal U * by comparing with the error e generated by the generating section 31, respectively. It is determined whether the reference signal U * has a positive value or a negative value, and the switching control signal according to the determination result And a current control and output unit 34 outputting the operation signals Sn1, Sn2, Sn3, Sn4 of the main switch and the auxiliary switch in the NPC inverter 10.
상기와 같이 NPC 인버터(10)에 히스테리시스 전류 제어기(30)를 적용하는 경우 인가전압의 감소 및 역기전력의 영향에 의해 실제전류가 설정전류 제한범위를 이탈하는 것을 막고자 부하(20)의 특성 및 스위칭 소자의 제어 가능한 스위칭 주파수를 고려하여 히스테리시스 밴드의 상한과 하한을 설정하게 된다.When the hysteresis current controller 30 is applied to the NPC inverter 10 as described above, the characteristics and switching of the load 20 to prevent the actual current from moving out of the set current limit range due to the reduction of the applied voltage and the influence of the counter electromotive force. Considering the controllable switching frequency of the device, the upper and lower limits of the hysteresis band are set.
상기와 같이 구성된 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 동작을 도 5내지 도 8을 참고하여 설명하면 다음과 같다.The operation of the control apparatus of the NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention configured as described above will be described with reference to FIGS. 5 to 8.
먼저, 도 5의 동작 흐름도를 참고하여 본 발명의 히스테리시스 전류 제어기를 이용한 NPC 인버터의 제어장치의 동작을 설명한다.First, the operation of the control device of the NPC inverter using the hysteresis current controller of the present invention with reference to the operation flowchart of FIG.
히스테리시스 전류 제어기(30)내 오차 발생부(31)는 상기 부하(20)의 동기 각속도(ωe)를 기준으로 구한 기준전류(im*)와 궤환된 실제전류(im(m=a,b,c))를 비교하여 오차(e)를 발생한다(S1).The error generator 31 in the hysteresis current controller 30 has a reference current im * obtained based on the synchronous angular velocity ω e of the load 20 and the feedback actual current im (m = a, b, c)) is compared to generate an error e (S1).
이때, 상기 기준전류(im*)는 상기 부하(20)의 동기 각속도(ωe)를 기준으로 아래 수학식 2와 같이 동기 좌표계에서 정지 좌표계로 변환된 후 2상에서 3상으로 변환된 신호이다.In this case, the reference current im * is a signal converted from a synchronous coordinate system to a stationary coordinate system and then converted from two phases to three phases based on the synchronous angular velocity ω e of the load 20 as shown in Equation 2 below.
[수학식 2][Equation 2]
이어, 제1, 제2 밴드 설정 및 비교부(32)는 각각 제1 밴드의 상한(B1+)과 하한(B1-)을 설정하고, 제2 밴드의 상한(B2+)과 하한(B2-)을 설정한다(S2).Subsequently, the first and second band setting and comparing unit 32 sets the upper limit B1 + and the lower limit B1- of the first band, respectively, and sets the upper limit B2 + and the lower limit B2- of the second band. Set (S2).
그리고 나서, 상기 제1, 제2 밴드 설정 및 비교부(32)는 상기 단계(S2)에서 설정된 상한과 하한을 상기 오차 발생부(31)에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 각각의 기준신호(U,U*)를 발생한다(S3).Then, the first and second band setting and comparing unit 32 compares the upper limit and the lower limit set in step S2 with the error e generated by the error generating unit 31, respectively, to determine each reference. Generate signals U and U * (S3).
즉, 상기 제1 밴드 설정 및 비교부(32)는 상기 단계(S2)에서 설정된 상한(B1+)과 하한(B1-)을 상기 오차 발생부(31)에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 기준신호(U)를 발생하고, 상기 제2 밴드 설정 및 비교부(33)는 상기 단계(S2)에서 설정된 상한(B2+)과 하한(B2-)을 상기 오차 발생부(31)에서 발생된 오차(e)와 각각 비교하여 기준신호(U*)를 발생한다.That is, the first band setting and comparing unit 32 compares the upper limit B1 + and the lower limit B1- set in the step S2 with the error e generated in the error generating unit 31, respectively. The reference signal U is generated, and the second band setting and comparator 33 generates an upper limit B2 + and a lower limit B2- set in the step S2 by the error generator 31. The reference signal U * is generated in comparison with each of (e).
이후, 전류 제어 및 출력부(34)는 상기 제2 밴드 설정 및 비교부(33)에서 발생된 기준신호(U*)가 0보다 큰지 아니면 작은지를 판단하여 기준신호(U*)가 양의 값을 갖는지 아니면 음의 값을 갖는지 판단한다(S4).Thereafter, the current control and output unit 34 determines whether the reference signal U * generated by the second band setting and comparator 33 is greater than or less than zero, so that the reference signal U * is a positive value. It is determined whether or has a negative value (S4).
상기 단계(S4)의 판단 결과, 상기 제2 밴드 설정 및 비교부(33)에서 발생된 기준신호(U*)가 0보다 커 양의 값을 갖는다면 스위칭 제어신호U1=U, 스위칭 제어신호 U2=0으로 설정하고(S5), 상기 제2 밴드 설정 및 비교부(33)에서 발생된 기준신호(U*)가 0보다 작아 음의 값을 갖는다면 스위칭 제어신호 U1=0, 스위칭 제어신호 U2=U로 설정한다(S6).As a result of the determination in step S4, if the reference signal U * generated by the second band setting and comparing unit 33 is greater than 0 and has a positive value, the switching control signal U1 = U and the switching control signal U2. If it is set to = 0 (S5) and the reference signal U * generated by the second band setting and comparator 33 is less than 0 and has a negative value, the switching control signal U1 = 0 and the switching control signal U2 Set to U (S6).
이후, 상기 전류 제어 및 출력부(34)는 상기 단계(S5,S6)에서 설정된 스위칭 제어신호를 상기 NPC 인버터(10)내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호(Sn1,Sn2,Sn3,Sn4)로 출력한다(37).Then, the current control and output unit 34 is the switching control signal set in the step (S5, S6) Is output as operation signals Sn1, Sn2, Sn3, Sn4 of the main switch and the auxiliary switch in the NPC inverter 10 (37).
상기와 같이 본 발명에 있어서, NPC 인버터(10)내 각 스위칭 소자의 스위칭 상태는 기준전류(im*), 궤환된 실제전류(im), 제1, 제2 히스테리시스 밴드를 바탕으로 하여 제2 밴드의 상하한과 오차(e) 비교에 의해 발생되는 신호(U*)를 기준으로 한다.As described above, in the present invention, the switching state of each switching element in the NPC inverter 10 has a second band based on the reference current im *, the feedback actual current im, and the first and second hysteresis bands. It is based on the signal (U *) generated by comparing the upper and lower limits of the error and the error (e).
그리고, 상기 기준신호(U*)가 양의 값을 가질 경우와 음의 값을 가질 경우로 구분한 후 NPC 인버터(10)내 각 스위칭 소자의 상태를 판단하여 1차 밴드의 상하한과 오차(e) 비교에 의해 발생되는 기준신호(U)를 NPC 인버터(10)내 주 스위치(S11,S14)(S21,S24)(S31,S34)와 보조 스위치(S12,S13)(S22,S23)(S32,S33)로 각각 인가한다.After the reference signal U * is divided into a positive value and a negative value, the state of each switching element in the NPC inverter 10 is determined to determine the upper and lower limits of the primary band and the error (e). The reference signal U generated by the comparison is converted into the main switches S11 and S14 (S21 and S24) (S31 and S34) and the auxiliary switches S12 and S13 (S22 and S23) (S32) in the NPC inverter 10. , S33).
즉, 상기 기준신호(U*)가 양의 값을 유지하는 구간에서 주 스위치(Sn1) 동작시 보조 스위치(Sn2)는 항상 온 상태를 유지하고, 다른 보조 스위치(Sn3)는 상기 주 스위치(Sn1)와 반대의 신호가 입력되게 된다.That is, in the period in which the reference signal U * maintains a positive value, the auxiliary switch Sn2 is always kept on when the main switch Sn1 is operated, and the other auxiliary switch Sn3 is the main switch Sn1. The signal opposite to) is input.
그리고, 상기 기준신호(U*)가 음의 값을 유지하는 구간에서 주 스위치(Sn4)의 동작시 보조 스위치(Sn3)는 항상 온 상태를 유지하고, 다른 보조 스위치(Sn2)는 상기 주 스위치(Sn4)와 반대의 신호가 입력되게 된다.In the period in which the reference signal U * maintains a negative value, the auxiliary switch Sn3 is always on when the main switch Sn4 operates, and the other auxiliary switch Sn2 is the main switch (Sn2). The signal opposite to Sn4) is inputted.
상기와 같이 동작하는 NPC 인버터(10)내 스위칭 소자의 스위칭 상태를 아래표 1과 같이 나타낼 수 있다.The switching state of the switching element in the NPC inverter 10 operating as described above may be represented as shown in Table 1 below.
[표 1]TABLE 1
상기와 같은 본 발명은 기준전류에 따라 스위칭 상태를 가변하여 제어하므로 도 2에 도시된 공간전압 벡터 다이어그램 내부원주 A 그룹과 같은 위상에 존재하는 크기와 방향이 같은 스위칭 벡터로서 히스테리시스 전류 제어기(30)에서오차 발생의 위상에 따라 서로 다른 스위칭 특성을 가지는 V(1,0,0),V(0,-1,-1)등과 같은 한쌍의 전압벡터 선정시에도 자동적으로 이를 구분하여 제어하는 특징이 있다.As described above, since the switching state is controlled according to the reference current, the hysteresis current controller 30 is a switching vector having the same size and direction as those present in the same phase as the inner circumferential A group of the space voltage vector diagram shown in FIG. In the case of selecting a pair of voltage vectors such as V (1,0,0) and V (0, -1, -1) that have different switching characteristics according to the phase of error occurrence, have.
그리고, 본 발명은 상기 표 2와 같은 규칙을 바탕으로 NPC 인버터(10)내 스위칭 소자의 동작신호를 제어함에 따라 출력전압으 ㄹ제어하여 PWM 신호를 발생하고, 출력측 단자의 전위를 DC전원에 독립적인 중성점 전위(0)로 유지하는 특성보다 우수한 출력전압 파형의 개선이 가능하며, 스위칭 소자에 인가되는 전압의 스트레스를 1/2로 저감시킬 수 있다.In addition, the present invention generates a PWM signal by controlling the output voltage according to the control signal of the switching element in the NPC inverter 10 based on the rules as shown in Table 2, and the potential of the output terminal is independent of the DC power supply. It is possible to improve the output voltage waveform superior to the characteristics held at the phosphorus neutral point potential (0), and to reduce the stress of the voltage applied to the switching element by half.
또한, 본 발명은 히스테리시스 전류 제어기(30)를 통해 전류변화에 의한 밴드폭의 상한과 하한의 제한범위를 기준으로 하여 NPC 인버터(10)내 스위칭 소자의 온/오프 동작을 제어함에 따라 하나의 스위칭 소자에 인가되는 전압을 감소시키고, 그 결과 상전류의 변화율도 종래 인버터와 비교하여 감소시킬 수 있고, 히스테리시스 전류 제어기(30)의 동등한 전류제한 범위 내에서 스위칭 주파수도 50％ 감소시킬 수 있다.In addition, the present invention controls the on / off operation of the switching element in the NPC inverter 10 on the basis of the upper and lower limits of the bandwidth due to the current change through the hysteresis current controller 30 one switching The voltage applied to the device can be reduced, and as a result, the rate of change of the phase current can be reduced as compared with the conventional inverter, and the switching frequency can also be reduced by 50% within the equivalent current limit range of the hysteresis current controller 30.
이에 따라, 본 발명의 저전압, 저전류 및 고속의 스위칭 주파수 특성을 가지는 스위칭 소자는 물론 고전압, 고전류 및 낮은 스위칭 주파수를 가지는 스위칭 소자에도 상기 히스테리시스 전류 제어기(30)를 적용할 수 있는 장점이 있다.Accordingly, there is an advantage that the hysteresis current controller 30 can be applied to switching devices having high voltage, high current, and low switching frequency as well as switching devices having low voltage, low current, and high speed switching frequency characteristics.
도 6의 (A)는 본 발명에 따른 A위상에서의 스위칭 벡터를 나타낸 도면이고, (B)는 완성된 3상에서의 스위칭 벡터를 나타낸 도면으로서, (A)에 도시된 바와 같이 본 발명에서는 실제전류(im)가 제1 밴드의 a축을 기준으로 하반부의 영역에 있을 경우 기준전류(im*) 우측의 0으로 표기된 제1 밴드의 하한에 닿으면 좌반부(im*를 기준으로)의 +A의 스위칭 벡터를 출력하고, 실제전류(im)가 기준전류(im*)의 좌반부의 제1 밴드 상한에 닿으면 0의 스위칭 벡터를 출력한다.Figure 6 (A) is a view showing a switching vector in the phase A according to the present invention, (B) is a view showing a switching vector in the completed three phase, in the present invention as shown in (A) + A of the left half (based on im *) when the current im reaches the lower limit of the first band marked 0 at the right of the reference current im * when the current is in the lower half region of the a-axis of the first band. Outputs a switching vector of 0, and outputs a switching vector of 0 when the actual current im reaches the upper limit of the first band of the left half of the reference current im *.
반대로, 실저전류(im)가 a축을 기준으로 상반부, 즉 기준전류(im*)의 우반부에 -A로 표기된 제1 밴드의 하한에 닿으면 0의 스위칭 벡터(im*의 좌반부 제1 밴드의 상한)를 출력하고, 실제전류(im)가 제1 밴드의 상한 0에 닿으면 -A의 스위칭 벡터를 출력한다.On the contrary, when the actual ground current im reaches the lower limit of the first band denoted by -A on the upper half of the a-axis, that is, on the right half of the reference current im *, the first band of the first half of the left half of the switching vector im * is zero. If the real current im reaches the upper limit 0 of the first band, a switching vector of -A is output.
여기서, 스위칭 벡터도의 좌우측 구분은 기준전류(im*)를 기준으로 하고, 상반부와 하반부의 구분은 기설정된 제2 밴드 상태를 기준으로 하여, 제2 밴드의 출력상태는 실제전류(im)가 제1 밴드의 설정치를 초과하여 제2 밴드 우반부(하한)의 -A에 닿으면 하반부의 스위칭 상태(+A)를 유지하고, 좌반부(상한)의 +A에 닿으면 상반부의 스위칭 상태(-A)를 유지하여 제1 밴드의 스위칭 출력을 발생함으로써 최종적으로 스위칭 동작신호(Sn1,Sn2,Sn3,Sn4)를 발생한다.Here, the left and right divisions of the switching vector diagram are based on the reference current (im *), and the upper and lower divisions are based on the preset second band state, and the output state of the second band is represented by the actual current (im). When it reaches the -A of the second band right half (lower limit) in excess of the set value of the first band, the switching state of the lower half (+ A) is maintained, and when it reaches + A of the left half (upper limit), the switching state of the upper half ( -A) is maintained to generate the switching output of the first band, thereby finally generating the switching operation signals Sn1, Sn2, Sn3, Sn4.
도 6의 (B)에 도시된 스위칭 벡터는 A,B,C 3상의 스위칭 벡터 상태를 각각간격으로 배열하여 조합한 것으로, A,B,C 각 상의 전체 스위칭 상태는 (A)에 도시된 바와 같이 A상에서의 스위칭 상태 발생과 동일한 방법으로 B,C상을 고려하여 조합된 스위칭 상태를 발생할 수 있다.The switching vectors shown in FIG. 6B represent switching vector states of A, B, and C phases, respectively. All the switching states of A, B, and C phases are arranged at intervals, and the switching states of the phases of A, B, and C are generated in consideration of phases B and C in the same way as the switching state of phase A is generated as shown in (A). Can be.
도 7의 (A) ~ (D)는 본 발명에 따른 저속시 신호 및 전류/전압 파형을 보인 도면으로서, (A)는 히스테리시스 전류 제어기(30)의 기준신호(U*) 파형도, (B)는 전류 파형도, (C)와(D)는 전압파형도를 각각 나타낸 것이며, 이때 스위칭 주파수가약 50% 감소하는 특징은 물론 상술한 스위칭 백터도의 A상의 전압벡터로서 스위칭되므로 동일한 출력특성상에서 공급전력이 현저히 감소하고 있음을 알 수 있다.7A to 7D show low-speed signal and current / voltage waveforms according to the present invention, (A) is a waveform diagram of the reference signal U * of the hysteresis current controller 30, and (B). ) Are the current waveform diagrams, and (C) and (D) are the voltage waveform diagrams, respectively, in which the switching frequency is reduced by about 50%, as well as the voltage vector of the A phase of the above-described switching vector diagram. It can be seen that the power supply is significantly reduced.
또한, 저속영역에서 고조파 성분 PSD가 크게 감소하고 있음을 알 수 있다.In addition, it can be seen that the harmonic component PSD is greatly reduced in the low speed region.
도 8의 (A)~(D)는 본 발명에 따른 고속시 신호 및 전류/전압 파형을 보인 도면으로서, (A)는 히스테리시스 전류 제어기(30)의 기준신호 (U*) 파형도, (B)는 전류파형도, (C)와 (D)는 전압파형도를 각각 나타낸 것이며, 이때 스위칭 주파수가 약 50％ 감소하는 특징이 있으며, 스위칭시 스위칭 소자에 인가되는 전압도 1/2로 감소하는 특징이 있어, 결과적으로 파형의 개선은 물론 스위칭 소자에 인가되는 전압의 스트레스도 감소하고 있음을 알 수 있다.8A to 8D show high-speed signal and current / voltage waveforms according to the present invention, (A) is a reference signal (U *) waveform diagram of the hysteresis current controller 30, (B) ) Are the current waveform diagrams, and (C) and (D) the voltage waveform diagrams, respectively, in which the switching frequency is reduced by about 50%, and the voltage applied to the switching element during switching is also reduced to 1/2. As a result, it can be seen that not only the waveform is improved but also the stress of the voltage applied to the switching element is reduced.
또한, 연산에 의한 스위칭 패턴을 선정하여 특정 고조파 성분을 제거하기 위한 복잡한 과정을 필요로 하지 않고 전압파형을 개선하여 고조파 성분을 감소시킬 수 있음을 알 수 있다.In addition, it can be seen that the harmonic component can be reduced by improving the voltage waveform without requiring a complicated process for removing a specific harmonic component by selecting a switching pattern by operation.
이상, 상기에서 설명한 바와같이, 본 발명은 히스테리시스 전류 제어기를 이용하여 기준전류와 궤환된 실제전류 및 제1, 제2 히스테리시스 밴드의 비교에 따른 스위칭 제어신호를 NPC 인버터내 주 스위치와 보조 스위치의 동작신호로 출력함으로써 NPC 인버터의 스위칭 특성 및 전압 파형을 개선하고 고조파 성분을 감소시킬 수 있게 되는 효과가 있다.As described above, the present invention uses the hysteresis current controller to convert the switching control signal according to the comparison between the reference current, the feedback current and the first and second hysteresis bands, to operate the main switch and the auxiliary switch in the NPC inverter. By outputting the signal, it is possible to improve switching characteristics and voltage waveforms of the NPC inverter and to reduce harmonic components.
즉, 스위칭 소자에 인가되는 전압이 1/2배로 되어 스위칭 소자의 전압 스트레스를 감소시킴은 물론 동일한 출력에 대한 효율의 증가 효과를 얻을 수 있으며,전압 파형을 개선하므로 시스템의 손실로 존재하는 고조파 성분을 감소시킴은 물론 히스테리시스 전류제어기의 동등한 전류제한 범위내에서 스위칭 주파수를 50%로 저감시킴으로써 고전압 및 고전류 특성을 가지나 최대 스위칭 주파수의 제한에 기인하여 히스테리시스 전류제어기를 적용하지 못하였던 고속 철도 견인용과 같은 대용량 시스템의 스위칭 소자에도 적용범위를 확대할 수 있는 효과가 있다.That is, the voltage applied to the switching element is doubled to reduce the voltage stress of the switching element, and to increase the efficiency of the same output, and to improve the voltage waveform. The high frequency and high current characteristics of the switching frequency are reduced to 50% within the equivalent current limit of the hysteresis current controller. It is also effective to expand the scope of application for switching devices in high-capacity systems.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980045043A KR100319551B1 (en) | 1998-10-27 | 1998-10-27 | Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980045043A KR100319551B1 (en) | 1998-10-27 | 1998-10-27 | Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20000027176A KR20000027176A (en) | 2000-05-15 |
| KR100319551B1 true KR100319551B1 (en) | 2002-04-22 |
Family
ID=19555502
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019980045043A KR100319551B1 (en) | 1998-10-27 | 1998-10-27 | Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100319551B1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101045176B1 (en) | 2008-12-04 | 2011-06-30 | 호서대학교 산학협력단 | Hysteresis current regulator using a slope of reference current |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR950002184A (en) * | 1993-06-14 | 1995-01-04 | 사또 후미오 | Power converter |
-
1998
- 1998-10-27 KR KR1019980045043A patent/KR100319551B1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR950002184A (en) * | 1993-06-14 | 1995-01-04 | 사또 후미오 | Power converter |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101045176B1 (en) | 2008-12-04 | 2011-06-30 | 호서대학교 산학협력단 | Hysteresis current regulator using a slope of reference current |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20000027176A (en) | 2000-05-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Bode et al. | Implementation of three level hysteresis current control for a single phase voltage source inverter | |
| US7164254B2 (en) | Modulation methods and apparatus for reducing common mode voltages | |
| JP4029904B2 (en) | Matrix converter and control method of matrix converter | |
| US6594164B2 (en) | PWM controlled power conversion device | |
| JPH03164070A (en) | Inverter unit | |
| US5610806A (en) | Pulse width modulation method for driving three phase power inverter/converter switches with balanced discontinuous phase commands | |
| EP2722978A2 (en) | System and method for common-mode elimination in a multi-level converter | |
| KR101688649B1 (en) | High efficiency 3 level photovoltaic inverter with controlling unbalance of neutral point potential | |
| JPH05227796A (en) | Controller for power converter | |
| KR920017340A (en) | AC motor drive system | |
| KR20160122923A (en) | Apparatus and method for generating offset voltage of 3-phase inverter | |
| KR20160122922A (en) | Apparatus and method for generating offset voltage of 3-phase inverter | |
| JPH03107373A (en) | Power converter and control method thereof | |
| KR20190090557A (en) | Sinlge-phase npc 3-level pwm converter for high-speed railway propulsion system using discontinuous modulation and method of controlling the same | |
| KR100194777B1 (en) | Single Phase PWM Converter Control System | |
| CN110557042B (en) | Inverter control device | |
| KR100319551B1 (en) | Control apparatus of NPC inverter using hysteresis current controller | |
| JP2016149913A (en) | Power conversion device | |
| JPH0779570A (en) | Power converter | |
| JP2003289672A (en) | Power converter | |
| Babu et al. | High performance direct torque controlled induction motor drive for adjustable speed drive applications | |
| JP2021044993A (en) | Three-level power converter control device | |
| JP4277360B2 (en) | 3-level inverter controller | |
| JP2561918B2 (en) | PWM method for transformer multiple inverter | |
| WO2023214462A1 (en) | Power conversion device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| N231 | Notification of change of applicant | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20111221 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |