KR100314068B1 - 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로 - Google Patents

펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로 Download PDF

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Abstract

본 발명은 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로에 관한 것으로, 종래 고전압/대전류 스위치로 사용되는 스파크 갭 스위치나 싸이러트론 스위치는 수명이 매우 짧아 적용한계가 있고, 펄스 트랜스포머는 큰값의 분포용량과 1,2차 누설 리액턴스를 가짐으로써 펄스상승 시간 제한 및 짧은 펄스폭 출력이 곤란하고, 부하 단락시 고전압/대전류 스위치에 매우 큰 전류가 흐름으로써 스위치 파손 위험이 있고, 스위치치와 펄스 트랜스포머의 정격이 고정되고, 스위치가 반도체 스위칭소자가 아니므로 펄스출력 형태를 임의로 조절하기 어려워 부하에 최적 대응하기 어려운 문제점이 있다. 따라서 본 발명은 펄스 트랜스포머의 1차 권선에서 발생하는 여자에너지와 부하측에서 발생하는 반사에너지에 의한 백 스윙 전압 에너지로 인한 과전압 및 과전류로 부터 스위칭소자를 보호하고, 동시에 그 백 스윙 전압 에너지를 전원측에 회생하여 전력효율을 증대시키도록 한 것이다.

Description

펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로{RESURRECTION ENERGY CONTROL CIRCUIT FOR THE PULSE POWER GENERATOR}
본 발명은 고전압(수십 kV 이상), 대전류(수백 A 이상)에 펄스 폭이 수십[ns]∼수백[ns]이 되는 펄스를 발생시키기 위한 펄스 발생장치에서, 고효율 및 고신뢰성 특성을 갖도록 한 회생에너지 제어회로에 관한 것으로, 특히 펄스 발생장치의 에너지 효율을 증대하는 동시에 반도체 스위치를 과전압으로 부터 보호하는 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로에 관한 것이다.
고전압, 대전류 펄스파워 기술은 콘덴서, 인덕터 등에 저장된 에너지를 수십[ns]∼수백[ns]의 시간 안에 인출하여 짧은 시간 동안에 에너지를 필요한 부하에 집중 공급하는 기술이다.
이렇게 전기 에너지를 짧은 시간안에 방출하면, 정상적으로는 실현되지 않는 초고온, 초강자계, 초고전계와 같은 극한 상태를 용이하게 실현 가능하므로 펄스파워 발생 기술은 레이저, 마이크로 웨이브, X-ray, 전자 가속, 핵융합 발생, 전자빔의 발생, 바위/건물 발파 및 저온 플라즈마 발생 등 여러 산업 분야에서 급속이 이용이 확산중인 핵심 기술이다.
도 1은 종래의 스파크 갭 스위치 또는 싸이러트론 스위치를 이용한 펄스 발생장치에 대한 회로 구성도로서, 이에 도시된 바와같이, 상용전원 입력시 직류의 고전압을 발생시키는 직류 고전압 발생부(1)와, 상기 직류 고전압 발생부(1)에서 발생되는 직류 고전압을 충전시키는 고전압 충전 콘덴서(3)와, 상기 고전압 충전콘덴서(3)에 충전된 정전에너지를 짧은 순간 도통시켜 펄스형태로 출력시키는 고전압/대전류 스위치(4)와, 상기 고전압 충전 콘덴서(3)에서 출력되는 에너지를 절연 및 승압시켜 고전압/대전류 펄스를 부하부(6)로 출력시키는 펄스 트랜스포머(5)로 구성된다.
이와같이 구성된 종래기술에 대하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
상용전원이 입력되면 직류 고전압 발생부(1)는 직류 고전압을 발생시킨다.
이렇게 발생된 직류 고전압은 블록킹 다이오드(2)를 통하여 고전압 충전 콘덴서(3)에 에너지를 충전한다.
이 충전된 에너지는 스파크 갭 스위치(Spark Gap Switch)나 싸이러트론 스위치(Thyratron Switch)와 같은 고전압/대전류 스위치(4)에 의하여 짧은 순간 도통되어 펄스 형태로 펄스 트랜스포머(5)에 입력되고, 이는 펄스 트랜스포머(5)에 의해 절연 및 승압되어 고전압/대전류 펄스를 부하부(6)로 출력한다.
이상에서와 같은 동작에 의해 부하부(6)에는 고전압(수십 kV 이상), 대전류(수백 A(암페어) 이상)에 펄스폭이 수십[ns]∼수백 [ns]가 되는 펄스를 발생시킨다.
이때 펄스 트랜스포머(5)의 등가회로는, 도 2에서와 같이 구성되는데, 이와같이 구성되는 이유는 다음과 같다.
펄스 자체가 매우 고주파이고, 펄스 트랜스포머(5)의 1차, 2차 권선수가 승압을 위하여 각각 N1,N2의 값을 갖음에 따라 1,2차 권선간에 큰 값의 분포용량 Cd1, Cd2가 존재하고, 1,2차 권선이 코아를 완전히 감싸지 못하므로 큰값의 1,2차 누설 리액턴스 Xl1, Xl2가 존재하기 때문이다.
그러나, 상기에서와 같은 종래기술에 있어서, 첫째로 고전압/대전류 스위치로 사용되는 스파크 갭 스위치나 싸이러트론 스위치는 수명이 매우 짧아 현실적으로 필드 적용 한계의 문제점을 갖고 있고, 둘째로 펄스 트랜스포머는 큰값의 분포용량(Cd1,Cd2)과 큰값의 1,2차 누설 리액턴스(Xl1,Xl2)를 가짐으로써 펄스상승 시간 제한 및 짧은 펄스폭 출력이 곤란하고, 이러한 펄스 상승 기울기 및 펄스폭의 제한은 부하에 전달되는 전달에너지 감소 및 전력효율이 저감한다. 예를들어 환경 산업에 이용되는 저온 플라즈마 발생분야에서는 펄스폭이 수십 [ns]면 충분하므로 그 이상은 모두 손실로 작용하여 전력효율을 저감시킴으로써 고비용 운전 비용의 문제점이 있다.
세째로 부하 단락시 고전압/대전류 스위치에 매우 큰 전류가 흐름으로써 스위치 파손의 위험이 있고, 네째로 스위치와 펄스 트랜스포머의 정격이 고정되고, 스위치가 반도체 스위칭소자가 아니므로 펄스출력 형태를 즉, 펄스전압, 펄스폭 펄스 주파수 등을 임으로 조절하기 어려워 부하에 최적 대응하기 어려운 문제점이 있다.
따라서 상기에서와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 펄스 출력 종료시 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측의 반사에너지로 인해 발생하는 백 스윙 전압 에너지로 부터 스위칭소자를 보호하는 동시에 그 백 스윙 전압 에너지를 전원측에 회생시킴으로써 전력효율 증대를 꾀할 수 있도록 한 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로를 제공함에 있다.
도 1은 종래의 스파크 갭 스위치 또는 싸이러트론 스위치를 이용한 고전압 대전류의 펄스 발생장치에 대한 회로 구성도.
도 2는 도 1에서, 펄스 트랜스포머의 등가 회로도.
도 3은 ASM(All Solid-state Modulation)방식의 펄스 파워 회로도.
도 4는 펄스파워 발생 전원장치의 출력제어 및 보호회로에 대한 블럭 구성도.
도 5는 본 발명 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로도.
도 6은 도 5에서, 회생에너지 제어부와 회생에너지 궤환부의 상세도.
도 7은 도 6에 대한 등가회로도.
도 8은 도 4에 대한 각 부의 동작 파형도.
도 9는 도 7에 대한 각 부의 동작 파형도.
***** 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *****
101 : 충전/제어부 102 : 전압 변환부
103 : 전압 제어부 104 : 스위칭 제어부
105 : 명령 제어부 106 : 과전류 보호회로부
107 : 디스플레이 및 키 조작부
108 : 전류 검출기 109 : 펄스 파워부
110 : 부하부 111 : 회생에너지 궤환부
112 : 회생에너지 제어부 113 : 기준전압부
114 : 전압 비교부 115 : SW_bst 제어부
Cc : 충전 콘덴서 Cs : 스너버 콘덴서
Cp : 펄스방전 콘덴서 Cbst : 부스터 콘덴서
Cv : 클램프 콘덴서 Dc : 클리핑 다이오드
Dbst : 부스터 다이오드 Dv : 클램프 다이오드
Rs : 스너버 저항 Rc : 클리핑 저항
P/T : 펄스 트랜스포머 Switch_c : 충전 스위치
Switch_p : 펄스 스위치 SW_bst : 부스터 스위치
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명은 콘덴서에 충전에너지를 저장하고, 병렬접속된 반도체 소자와 직렬접속된 펄스 트랜스포머에 의하여 고전압, 대전류의 펄스를 생성하여 부하부로 발생시키는 펄스 발생부와, 상용교류 또는 직류전압을 다시 직류전압으로 변환시키는 변환수단의 뒷단에 연결된 충전콘덴서에 충전시키고, 제어신호에 따라 충전스위치를 온/오프시켜 상기 충전콘덴서의 충전전압을 상기 펄스 발생부로 전송하는 충전/제어부로 이루어진 펄스파워 발생 전원장치에 있어서, 상기 펄스 트랜스포머의 1차 권선에 병렬로 연결되어 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측의 반사에너지에 의해 발생하는 백 스윙 전압을 충전시켜 백 스윙 전압 에너지를 궤환시키기 위한 회생에너지 궤환수단과, 상기 충전콘덴서와 병렬로 연결되어 상기 회생에너지 궤환수단으로 부터의 회생에너지를 입력받아 펄스전압 출력시 상기 펄스 발생부의 펄스 트랜스포머의 1차측으로 백 스윙 전압을 회생시키는 회생에너지 제어수단을 포함한 것을 특징으로 한다.
이하, 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 5는 본 발명 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로에 대한 구성도로서, 이에 도시한 바와같이, 콘덴서에 충전에너지를 저장하고, 병렬접속된 범용 반도체 소자와 직렬접속된 펄스 트랜스포머에 의하여 고전압, 대전류의 펄스를 생성하여 부하부(110)로 발생시키는 과전압 보호회로와 회생에너지 궤환부를 내장한 펄스 발생부(109)와, 펄스 전압 상승시간(UT)과 펄스 전압 하강시간(AT)을 임의로 제어하여 상기 펄스 발생부(109)의 펄스출력의 소프트 스타팅(soft-starting)으로 하여 부하를 보호하도록 하고, 펄스 기준전압(RV)과 펄스 폭(DF) 및 펄스 주파수(PF)를 가변 조절하여 다양한 부하조건에 최적 대응하고, 과전류 검출제어에 의하여 과전류로 부터 펄스 스위치의 소자를 보호하고, 상기 펄스 발생부(109)의 회생에너지 궤환부로 부터 발생되는 회생에너지를 제어하여 펄스 출력시 트랜스포머의 1차 권선으로 출력하도록 하는 충전/제어부(101)를 포함한다.
상기에서 충전/제어부(101)는 입력되는 상용교류 전원을 직류전압으로 변환시키거나 입력되는 직류전압을 다시 직류전압으로 변환시켜 충전 콘덴서(Cc)에 충전시키는 AC/DC변환 및 DC/DC변환부(102)와, 상기 충전 콘덴서(Cc)와 병렬로 연결되어 입력되는 회생에너지를 제어하여 고전압, 대전류 펄스 발생시 전원으로 사용하도록 제어하는 회생에너지 제어부(112)와, 상기 충전 콘덴서(Cc)의 전압을 다음단으로 전송 또는 차단시키는 위한 충전 스위치(Switch_c)와, 부하부(110)에 흐르는 전류를 감지하는 전류 검출기(108)와, 기준치들의 제어신호를 제공하는 디스플레이 및 키 조작부(107)와, 상기에서 제공받은 제어신호에 의해 부하의 운전조건에 대응하기 위한 최적의 펄스 상승시간(UT), 펄스 하강시간(AT), 펄스 기준전압(RV), 펄스 폭(DF) 및 펄스 주파수(PF)를 출력하는 명령 제어부(105)와, 상기 명령 제어부(105)로 부터 출력되는 펄스 상승시간, 펄스 하강시간, 펄스 기준전압에 의해 상기 변환부(102)를 제어하여 상기 충전 콘덴서(Cc)에 충전되는 전압을 조절하는 전압 제어부(103)와, 상기 명령 제어부(105)로 부터 출력되는 펄스 폭 및 펄스 주파수를 갖도록 상기 충전 스위치 및 펄스 스위치의 온/오프동작을 제어하는 스위칭 제어부(104)와, 상기 전류 검출기(108)를 통해 검출한 전류가 과전류이면 펄스 스위치의 동작을 차단시키도록 명령 제어부(105)에 알리는 과전류 보호회로부(106)를 포함하고, 펄스 발생부(109)는 고전압 대전류의 펄스를 발생시키는 병렬연결된 n개의 펄스 트랜스포머(P/T1~P/T N)와, 상기 펄스 트랜스포머(P/T1~P/T N)의 1차측에 병렬로 연결되어 대전류를 출력하는 M개의 모듈과, 상기 펄스 트랜스포머(P/T1~P/T N)의 1차측에 병렬로 연결되어 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측의 반사에너지에 의해 백 스윙 전압을 궤환시키도록 하는 회생에너지 궤환부(111)와, 상기 펄스 트랜스포머(P/T)의 2차측을 N개 직렬 접속하여 고전압을 발생시키도록 구성한다.
상기에서 회생에너지 궤환부(111)는 직렬연결되는 클램프 다이오드(Dc)와 클램프 저항(Rc)을 펄스 트랜스포머의 1차 권선에 병렬로 연결하여 구성되고, 회생에너지 제어부(112)는 회생에너지 궤환부(111)에서 출력되는 백 스윙 전압 에너지를 전달받는 궤환 인덕터(L1-Ln)와 궤환 다이오드(D1-Dn)는 부스터 콘덴서(Cbst)와 병렬연결되고, 상기 부스터 콘덴서(Cbst)의 한 극은 부스터 인덕터(Lbst)와 부스터 다이오드(Dbst)를 통해 충전콘덴서(Cc)의 전원단에 접속되고, 상기 부스터 콘덴서(Cbst)의 다른 한극은 충전콘덴서(Cc)의 접지단에 접속되고, 상기 부스터 인덕터(Sbst)와 부스터 다이오드(Dbst)의 접속부와 접지간에 부스터 스위치(SW_bst)가 접속되고, 상기 부스터 콘덴서(Cbst)의 전압은 전압비교부(114)에 입력되어 기준전압(113)부의 전압과 비교되고, 이 비교결과는 SW_bst 제어부(115)에 입력되고, 이 SW_bst 제어부의 출력은 부스터 스위치(SW_bst)로 구성한다.
이와같이 구성된 본 발명의 동작 및 작용 효과에 대하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
도 3은 ASM(All Solid-state Modulation)방식의 펄스 파워 회로도로서, 이에도시된 바와같이, 충전장치로 부터 공급되는 충전전압(Vo)을 충전하는 펄스방전 콘덴서(12)와 펄스 스위치(13)가 직렬연결되어 1개 가지(14)를 이루고, 이러한 가지가 M개 병렬로 접속되어 있으며, 이 병렬접속 회로는 펄스 트랜스포머(11)의 1차 권선에 결선되어 1개 모듈(15)을 구성하고, 이와같은 동일모듈이 N개 구성되고, 각 모듈의 펄스 트랜스포머(11)의 2차 권선이 직렬 접속되어 구성된다.
이렇게 구성된 회로의 동작을 살펴보면, 미도시된 충전장치에서 충전전압(Vo)을 공급하면, 펄스 스위치(13)가 온된 상태에서 펄스방전 콘덴서(12)에 전압이 충전된다.
여기서 펄스 스위치(13)는 스파크 갭 스위치 대신 범용의 반도체 스위치 소자를 병렬로 M개 연결하여 사용한다.
상기 펄스방전 콘덴서(12)에 충전된 에너지는 펄스 스위치(13)를 통해 경로가 형성되고, 펄스 트랜스포머(11)의 1차측에 에너지를 전달한다.
이때 모듈(15)에는 M개의 가지가 병렬로 연결되어 있으므로, 펄스 트랜스포머(11)의 1차측으로 넘어가는 전압은 Vo가 되고, 전류는 Io의 M배가 된다.
따라서, 부하에서 보이는 전압은 Vo의 N배가 되고, 전류는 Io의 M배가 된다.
즉, 대전류를 얻기 위해서 가지를 병렬로 연결하여 모듈(15)을 구성하고, 고전압을 얻기 위해 펄스 트랜스포머(11)의 1차측을 직렬로 N개 연결하는 것이다.
이상에서와 같은 동작에 의해 부하측에는 2차측으로 다수개 직렬연결되어 있는 펄스 트랜스포머와, 상기 펄스 트랜스포머의 1차측에 병렬로 연결되어 있는 가지들에 의해 고전압과 대전류의 펄스를 발생시킨다.
결국, 부하측에 공급되는 고전압(Vout)은 Vout= N * Vo 가 되고, 대전류(Io)는 Iout = M * Io 가 된다.
상기에서와 같이 동작하는 고전압 대전류의 펄스를 부하로 공급하는 펄스 발생회로를 부하 단락 및 개방시 보호하고, 최적의 운전제어로 고속제어가 가능하도록 함으로써, 반도체 스위치소자의 수명을 보호하고, 장치의 파손을 방지하여 고신뢰성 확보가 가능하도록 한 것으로, 이에 대하여 도 4에 의거하여 살펴보면 다음과 같다.
상용 교류전원 또는 밧데리를 통한 직류전압이 AC/DC변환 및 DC/DC 변환부(102)로 공급된다.
이때 디스플레이 및 키 조작부(107)에서 기준치들의 제어신호를 명령 제어부(105)로 출력하고, 이에 명령 제어부(105)는 그 제어신호에 따라 펄스 상승시간(UT), 펄스 하강시간(AT) 및 펄스 기준전압(RV)를 전압 제어부(103)로 출력하고, 펄스 폭(DF)과 펄스 주파수(PF)를 스위칭 제어부(104)로 출력한다.
이에 상기 전압 제어부(103)는, 설정한 펄스 상승시간(UT), 펄스 하강시간(AT) 및 펄스 기준전압(RV)을 갖도록 하기 위한 동작/정지 스위치신호를 AC/DC변환 및 DC/DC 변환부(102)로 제공한다.
이때 상기 전압 제어부(103)는 '0' 전압이 될 때 까지 제어한다.
따라서 상기 AC/DC변환 및 DC/DC 변환부(102)는 상용 교류전원이 입력되면 이를 직류전압(DC)으로 변환시켜 충전 콘덴서(Cc)로 출력하거나 직류전압이 입력되면 이를 교류전원으로 변환시켰다가 다시 직류전압으로 변환시켜 상기 충전콘덴서(Cc)로 출력한다.
그러면 상기 충전 콘덴서(Cc)에는 AC/DC 변환 및 DC/DC 변환부(102)에서 출력되는 전압을 충전시키고, 이와동시에 스위칭 제어부(104)는 펄스 폭(DF)과 펄스 주파수(PF)를 입력받아 충전 스위치(Switch_c)와 펄스 발생부(109)의 펄스 스위치(Switch_p)를 제어한다.
즉, 상기 스위칭 제어부(104)는, 도 8의 (a)와 (d)에 도시한 바와같이, 두 스위치(Switch_c)(Switch_p) 간에 서로 데드타임을 갖고 교번으로 온/오프 되도록 펄스 스위치를 출력시킨다.
이에 상기 충전 스위치(Switch_c)가 온되면, 펄스 스위치(Switch_p)가 오프되므로, 상기 충전 스위치(Switch_c)를 통해 도 8의 (b)에 도시한 바와같은 전류(ic)가 흘러 충전 콘덴서(Cc)에 충전되어 있던 전압이 펄스방전 콘덴서(Cp)에 도 8의 (c)에 도시한 바와같은 전압(Vcp)이 충전된다.
이때 상기 펄스 스위치(Switch_p) 양단에 걸리는 전압은 도 8의 (e)에 도시한 바와같다.
그리고, 소정의 데드타임이 경과한 후 상기 충전 스위치(Switch_c)가 오프되고, 펄스 스위치(Switch_p)가 온되면 상기 펄스방전 콘덴서(Cp)에 충전된 에너지는 펄스 발생부(109)의 펄스 트랜지스포머(P/T1~P/T N)의 각 1차 권선에 유기된다.
이렇게 유기된 전압은 모든 모듈에서 동기되어 동작하고, 상기 펄스 트랜지스포머(P/T)의 2차 권선 N개가 직렬 접속되어 있으므로 결과적으로 1차 유기전압 * N배의 전압이 부하부(110)에 최종 출력된다.
즉, 부하부(110)로 최종 출력되는 펄스 전압은 도 8의 (f)에 도시한 바와같다.
또한 각 모듈의 펄스 스위치(Switch_p)는 M개 병렬 접속되어 있으므로 출력전류와 같은 전류를 각 모듈에서 감당하여 대전류를 흘릴 수 있게 한다.
상기에서, 펄스 상승시간(UT)을 갖도록 하는 이유는 충전 인덕터(Lc)와 펄스방전 콘덴서(Cp)간에 공진현상이 의하여, 펄스방전 콘덴서(Cp)에 충전되는 전압이 충전 콘덴서(Cc)에 충전되는 전압의 2배로 유기되는 것을 막고, 소프트 스타팅(Soft-starting)하여 부하부(110)에 예기치 못한 충격을 주지 않도록 하기 위해서이다.
그리고, 상기 충전 인덕터(Lc)를 사용하는 이유는 충전시 전류 제한용 저항을 사용하게 되면, 이 저항에서의 손실이 발생하므로 장치 전체의 효율을 떨어뜨리게 되므로, 효율이 떨어지는 것을 방지하기 위한 것이다.
또한, 상기에서 펄스 하강시간(AT)을 갖고 콘덴서 들의 전압을 '0'으로 만드는 이유는 운전종료시 모든 콘덴서에 저장된 에너지를 리셋(RESET) 시킴으로써 사용자의 감전을 막고 장치를 안정하게 동작시키기 위한 것이다.
그리고, 상기 펄스 발생부(109)는 펄스 스위치(Switch_p)에 과전압에 유기되는 것을 막도록 과전압 보호회로가 구성되어 있는데, 이 보호동작에 대하여 살펴보면 다음과 같다
도 4에서, 펄스 발생부(109)의 펄스 스위치(Switch_p)가 오프되는 순간에 펄스 트랜스포머(P/T)의 여자에너지(Exciting energy)와 부하측 반사에너지에 의하여, 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차 권선에 도 8의 (e)에 도시한 바와같은 큰 백 스윙(Back Swing)(정방향) 전압(dVx)이 나타난다.
이 전압은 펄스방전 콘덴서(Cp)에 남아있는 전압과 극성이 더해지게 되어 펄스 스위치(Switch_p)의 양단에 걸려 소자 파손의 원인이 될 수 있다.
이와같은 소자 파손을 방지하기 위하여 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차 권선에 클리핑 다이오드(Dc)와 클리핑 저항(Rc)을 병렬 접속하여, 상기 펄스 스위치(Switch_p)가 오프되는 순간에 펄스 트랜스포머(P/T)의 여자에너지와 부하측 반사에너지를 클리핑저항(Rc)에서 소모케 하여 소자를 보호한다.
이와같이 클리핑 다이오드(Dc)와 클리핑 저항(Rc)을 이용하여 펄스 트랜지스포머(P/T)의 여자에너지와 부하측 반사에너지를 소모시킴으로써, 상기 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차 권선에 백 스윙(dVx')이, 도 8의 (e)에 도시한 바와같이, 거의 발생하지 않는 것을 알 수 있다.
그리고, 펄스 스위치(Switch_p)에 연결되는 스너버(Snubber) 콘덴서(Cs)와 스너버 저항(Rs)은 이 스위치(Switch_p)에 유기되는 스파이크 전압을 감소시켜 준다.
또한 상기 충전/제어부(101)에는 펄스 스위치(Switch_P)를 과전류로 부터 보호하도록 과전류 보호회로부(106)가 구성되어 있는데, 이의 동작은 아래와 같다.
만약, 부하부(110)가 플라즈마 리액터라면 어떤 운전조건에서는 에너지가 과도하게 인입되어 아이크가 발생하는 경우가 있을 수 있다. 또한 리액터 전극 단락시와 같은 사고가 발생할 수 있다.
이때 정격 이상의 출력전류가 부하부(110)에 흐르면, 그 전류는 펄스스위치(Switch_p)에 그대로 흐르게 된다.
그러나 이 전류는 극히 짧은 시간(약 수십[ns]) 동안 흐르는 전류이고, 따라서 이를 검출하여 펄스 스위치(Switch_p)를 꺼주는 종전의 궤한제어는 불가능하다.
따라서 본 발명에서는 펄스 스위치(Switch_p)의 핀치-오프 효과를 이용한다.
즉, 사고전류가 흐를 경우 펄스 스위치(Switch_p)가 전류 포화되도록 구동전압을 설정하여 펄스 스위치의 파손을 방지한다.
이때 펄스방전 콘덴서(Cp)의 충전전압이 정격 이상으로 떨어지므로 다음 주기 때 정격 이상의 큰 충전전류가 흐르게 되면 전류검출기(108)가 이를 검출하여 과전류 보호회로부(106)로 전송하여 준다.
그러면 상기 과전류 보호회로부(106)는 과전류 여부를 판단하여, 과전류로 판단되면 이를 명령 제어부(105)로 알려 충전 스위치(Switch_c)와 펄스 스위치(Switch_p)의 동작을 차단시켜 운전을 정지시켜 장치 전체를 보호한다.
그리고 디스플레이 및 키 조작부(107)에 이 상황을 디스플레이하여 장치를 보호 조치를 취할 수 있도록 한다.
그리고, 펄스 발생부(109)의 펄스 스위치(Switch_p)가 오프되는 순간에 펄스 스위치 트랜지스포머(P/T)의 여자에너지와 부하측 반사에너지에 의하여, 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차 권선에 큰 백 스윙(Back Swing) 전압이 나타나는데 이 백 스윙 전압을 회생시키기 위하여, 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차 권선에 회생에너지 궤환부(111)를 연결하고, 충전/제어부(101)의 충전 콘덴서(Cc)와 병렬로 회생에너지 제어부(112)를 연결한다.
회생에너지 궤환부(111)는, 도 6에서와 같이, 클램프 다이오드(Dv1-Dvn)와 클램프 콘덴서(Cv1-Cvn)가 직렬로 연결되고 있고, 그 연결점에서 신호선(A1~An)이 출력되도록 구성되고 있고, 회생에너지 제어부(112)는 상기 회생에너지 궤환부(111)에서 출력되는 신호선(A1-An)은 궤환 인덕터(L1-Ln)와 궤환 다이오드(D1-Dn)를 거쳐 부스터 콘덴서(Cbst)에 병렬연결되고, 상기 부스터 콘덴서(Cbst)의 한 극은 부스터 인덕터(Lbst)에 접속되고, 나머지 한 극은 충전콘덴서(Cc)의 접지(GND)에 연결되고, 상기 부스터 인덕터(Lbst)는 부스터 다이오드(Dbst)의 캐소우드는 충전콘덴서(Cc)에 접속되고, 부스터 스위치(SW_bst)는 부스터 인덕터(Lbst)와 부스터 다이오드(Dbst)의 접속부와 접지(GND)간에 연결되고, 또한 부스터 콘덴서(Cbst)의 전압은 전압비교부(114)에 입력되고, 이는 기준전압부(113)와 비교되고, 이 비교 결과는 SW_bst 제어부(115)로 출력된다.
도 7은 회생에너지 궤환부(111)와 회생에너지 제어부(112)를 합쳐서 간략화한 것으로, 이 회로에 의해 펄스 트랜스포머의 1차에 유기된 백 스윙 에너지를 회생시키는 과정에 대하여 살펴보면 다음과 같다.
펄스 트랜스포머의 1차 권선에서 유기된 백 스윙 전압(dVx)은 클램프 다이오드(Dv)를 도통하는 방향으로 유기되므로, 클램프 콘덴서(Cv)에 이로 인한 전류가 흘러 상기 클램프 콘덴서(Cv) 양단에 전압(Vcv)이 도 9의 (a)와 같이 유기된다.
이 전압은 다이오드(D)를 도통하는 방향이므로, 궤환 리액터(L)를 거쳐 부스터 콘덴서(Cbst)로 양측의 전압이 Vclamp값으로 같아질 때까지 t1기간 동안 도 9의 (b)에서와 같은, 전류(i1)를 흘린다.
부스터 콘덴서(Cbst)의 충전전압을 Vbst라 하면, 그 부스터 콘덴서(Cbst)에 충전되는 전압은 도 9의 (c)에서와 같이 전압이 순차적으로 증가하게 되고, 이는 도 6의 회생에너지 제어부(112)의 전압 비교부(114)로 입력된다.
그러면 상기 전압 비교부(114)는 미리 설정해 놓은 기준전압부(113)의 임의의 값과 비교된다.
비교 결과, 기준전압부(113)의 설정전압이 Vclamp였다면, 부스터 콘덴서(Cbst)의 충전전압(Vbst)이 Vclamp값에 도달 했을 때, 전압 비교부(114)는 SW_bst 제어부(115)에 스위치(SW_bst)를 동작하도록 신호를 출력한다.
이에따라 상기 SW_bst 제어부(115)는 전압 비교부(114)로 부터 신호가 입력되면, 도 9의 (d)에서와 같이, t2시간이 경과한 후에 스위치(SW_bst)를 t3시간 동안 턴온시킨다.
상기 스위치(SW_bst)가 턴온됨에 따라 전류(i2)가 도 9의 (e)에서와 같이 부스터 리액터(Lbst)와 스위치(SW_bst)를 통하여 증가하는 방향으로 흐르게 된다.
이때 부스터 콘덴서(Cbst)의 전압은 감소하게 되고, 따라서 클램프 콘덴서(Cv)측으로 흐르기 시작하므로 클램프 콘덴서에 걸리는 전압(Vcv) 또한 감소한다.
스위치(SW_bst)가 t3 기간 종료시 턴오프되면, 부스터 리액터(Lbst)에 전류(i2)로 인해 저장된 유도에너지에 의하여 도 9의 (g)에서와 같이 스우치(SW_bst)의 턴온기간과 반대방향으로 큰 역기전력이 유기되고, 이는 같은 방향으로 전류를 계속 흘리려고 하는 특성을 보이므로 부스터 다이오드(Dbst)를 통하여 i3와 같은 전류를 흘리면서, 충전콘덴서(Cc) 즉, 전원측에 이를 회생시킨다.
결과적으로 펄스 트랜스포머(P/T)의 1차에 유기된 백 스윙 에너지를 급격히 전원측에 회생시키고, 이에 의하여 도 8의 (e)에서와 같이 펄스 트랜스포머에서 유기된 전압(dVx)은 dVx'의 값으로 감소된다.
dVx'는 도 9의 Vclamp값과 유사한 값으로, Vclamp값은 기준전압부(113)에서 설정하는 값이므로 백 스윙 전압을 일정치 이하로 확실하게 제한할 수 있다.
따라서 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측 반사에너지로 인한 에너지를 전원측으로 회생하여 전력효율 증대를 꾀한다.
이상에서 상세히 설명한 바와같이 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측의 반사에너지로 인한 과전압 및 과전류로 부터 스위칭소자를 보호하고, 동시에 그 과전압 에너지를 전원측에 회생하여 전력효율을 증대시키도록 한 효과가 있다.

Claims (4)

  1. 콘덴서에 충전에너지를 저장하고, 병렬접속된 반도체 소자와 직렬접속된 펄스 트랜스포머에 의하여 고전압, 대전류의 펄스를 생성하여 부하부로 발생시키는 펄스 발생부와, 상용교류 또는 직류전압을 다시 직류전압으로 변환시키는 변환수단의 뒷단에 연결된 충전콘덴서에 충전시키고, 제어신호에 따라 충전스위치를 온/오프시켜 상기 충전콘덴서의 충전전압을 상기 펄스 발생부로 전송하는 충전/제어부로 이루어진 펄스파워 발생 전원장치에 있어서, 상기 펄스 트랜스포머의 1차 권선에 병렬로 연결되어 펄스 트랜스포머의 여자에너지와 부하측의 반사에너지에 의해 발생하는 백 스윙 전압을 충전시켜 백 스윙 전압 에너지를 궤환시키기 위한 회생에너지 궤환수단과, 상기 충전콘덴서와 병렬로 연결되어 상기 회생에너지 궤환수단으로 부터의 회생에너지를 입력받아 펄스전압 출력시 상기 펄스 발생부의 펄스 트랜스포머의 1차측으로 백 스윙 전압을 회생시키는 회생에너지 제어수단으로 포함한 것을 특징으로 하는 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로.
  2. 제1항에 있어서, 회생에너지 궤환수단은 클램프 다이오드와 클램프 콘덴서를 직렬연결하고, 이 직렬연결된 클램프 다이오드와 클램프 콘덴서를 펄스 트랜스포머의 1차 권선에 병렬로 연결한 것을 특징으로 하는 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로.
  3. 제1항에 있어서, 회생에너지 제어수단은 회생에너지 궤환수단에서 출력되는 백 스윙 전압 에너지를 전달받는 궤환 인덕터와 궤환 다이오드는 부스터 콘덴서와 병렬연결되고, 상기 부스터 콘덴서의 한 극은 부스터 인덕터와 부스터 다이오드를 통해 충전콘덴서의 전원단에 접속되고, 상기 부스터 콘덴서의 다른 한극은 충전콘덴서의 접지단에 접속되고, 상기 부스터 인덕터와 부스터 다이오드의 접속부와 접지간에 부스터 스위치가 접속되고, 상기 부스터 콘덴서의 전압은 전압비교부에 입력되어 기준전압부의 전압과 비교되고, 이 비교결과는 SW_bst 제어부에 입력되고, 이 SW_bst 제어부의 출력은 부스터 스위치에 입력되도록 한 것을 특징으로 하는 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서, 부스터 콘덴서의 용량은 클램프 콘덴서의 용량보다 훨씬 큰 것을 사용하도록 한 것을 특징으로 하는 펄스파워 발생 전원장치의 회생에너지 제어회로.
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