KR100221172B1

KR100221172B1 - Cdma 무선 수신기에서의 가중 계수의 적응적 조정방법

Info

Publication number: KR100221172B1
Application number: KR1019970009038A
Authority: KR
Inventors: 유진 제이. 브루커트; 푸윤 링
Original assignee: 비센트 비.인그라시아; 모토로라 인코포레이티드
Priority date: 1996-03-18
Filing date: 1997-03-17
Publication date: 1999-09-15
Also published as: GB2311446B; KR970068215A; US5809020A; GB2311446A; FR2746236A1; GB9704791D0; FR2746236B1; JPH09261204A; CN1085446C; CN1164783A

Abstract

코드 분할 다중 액세스(CKMA) 무선 수신기(100)에서 가중 계수(188, 190, 192)를 적응적으로 조정하는 방법(300)에 관한 것이다. 소망 RF 신호(106)의 한 표현(172)이 수신된다(108, 124, 127). 소망 RF 신호(166)의 표현(172)에 응답하여 복수의 파일럿 신호들(178, 182, 186)이 발생된다. 복수의 파일럿 신호들(178, 182, 186) 중 하나 이상의 신호들에 응답하여 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)의 각 계수가 결정된다.

Description

CDMA 무선 수신기에서의 가중 계수의 적응적 조정 방법

본 발명은 일반적으로 무선 수신기에 관한 것으로, 특히, CDMA 무선 수신기에서 가중 계수를 적응적으로 조정(adaptively adjusting)하는 방법에 관한 것이다.

무선 시스템은 무선 가입자 장치(radio subscriber unit)의 사용자들에게 무선 통신을 제공한다. 무선 시스템의 전형은 셀 방식 무선 전화 시스템(cellular radiotelephone system)이다. 무선 가입자 장치의 전형은 때때로 이동국(mobile station)이라 불리는 셀 방식 무선 전화 가입자 장치(cellular radiotelephone subscriber unit)이다. 셀 방식 무선 전화 시스템은 일반적으로 공중 교환 전화망(PSTN : public switched telephone network)에 결합된 교환 제어기(switch controller) 및 복수의 기지국(base station)들을 포함한다. 복수의 기지국들 각각은 일반적으로 그 기지국에 가장 가까운 지리적 영역을 정의하여 유효 범위(coverage areas)를 생성한다. 하나 또는 그 이상의 이동국들이 그 이동국과 공중 교환 전화망 사이의 호(call)를 돕는 기지국과 통신한다. 셀 방식 무선 전화 시스템에 대한 설명의 일례가 1989년, William C. Y. Lee 박사의 저서 <"Mobile Cellular Communications Systems">에 개시되어 있다.

어떤 이동국들은 기지국으로부터 송신된 통신 신호의 수신을 개선하기 위해 공간 다이버시티를 가진다. 다이버시티는 다경로 페이딩 조건하에서 수신기 성능의 개선을 성취하기 위해 장비 중복성(equipment redundancy or duplication)을 채용한다. 공간 다이버시티는 특히 파장 관련 거리만큼 물리적으로 간격이 떨어진 둘 이상의 안테나를 채용한다. 공간 다이버시티 시스템에서는, 전송 신호가 전송기로부터 수신기에 있는 두 개의 안테나로 약간 상이한 경로를 따라 진행한다. 게다가, 반사 경로들이 있을 수 있는데, 거기서도 각 안테나에 의해 수신된 전송 신호가 전송기로부터 상이한 경로를 따라 진행했다. 경험에 의하면, 반사 경로가 전송 신호와의 간섭에 의해 페이딩을 초래하는 경우, 상이한 경로 때문에 두 개의 수신 신호들은 다경로 페이딩에 의해 동시에 같은 정도로 영향을 받지 않을 수 있다. 비록 전송기로부터 두 개의 안테나 중 한 안테나로의 경로가 전송 및 반사 경로파의 위상 상쇄를 초래할 수는 있지만, 다른 안테나로의 여러 경로가 동시에 위상 상쇄를 초래할 가능성은 적다. 두 개의 안테나가 정확히 동일한 신호를 수신하는 가능성을 상관 계수(correlation factor)라 한다.

공지의 공간 다이버시티 시스템은 교환 안테나 다이버시티(SAD : switched antenna diversity), 선택 다이버시티(SD : selection diversity) 및 최대 비 결합 다이버시티(MRCD : maximal ratio combining diversity)를 포함한다. 각 다이버시티 시스템은 다이버시티 시스템을 제어하기 위해 그 안에 프로그램된 알고리즘을 가진 제어기를 포함한다. 이들 세 다이버시티 시스템의 상세한 비교는 Zdunek 등의 논문 <"On the Optimization of Simple Switched Diversity Receivers", 1978 Canadian Conference on Communication and Power, Montreal, Canada> 및 Zdunek 등의 논문 <"Performance and Optimization of Switched Diversity Receivers", IEEE Transactions on Communications, Dec. 1979>에 개시되어 있다. 이하, 이들 세 다이버시티 시스템에 대해 간단히 설명하겠다.

SAD는 싱글폴 더블스로 무선 주파수(RF) 스위치(single pole, double throw radio frequency switch)를 통하여 단일의 수신기에 결합된 두 개의 안테나를 채용한다. 제어기는 각 안테나로부터 수신된 신호를 샘플링하여 동시에 두 안테나 중 하나만을 수신기에 결합시킨다.

SD는 두 개의 안테나와 두 개의 수신기를 채용하며, 여기서 각 안테나는 각자의 수신기에 결합된다. 최고 기본 대역 신호 대 잡음 비(SNR : signal to noise ratio)를 가진 수신기가 복조 신호로 선택된다. SD는 SAD에 비하여 개선된 성능을 제공하는데, 이는 수신기들에 의해 생성된 신호들이 SAD보다 더 자주 모니터될 수 있고 스위칭 과도 현상을 덜 겪기 때문이다. 그러나, SAD와 SD 모두의 단점은 임의의 순간에 하나의 안테나만이 사용되고, 다른 안테나는 무시된다는 점이다.

MRCD도 두 개의 안테나와 두 개의 수신기를 채용하며, 각 안테나는 각자의 수신기에 결합된다. MRCD는 각 안테나로부터의 각 신호를 그들의 SNR에 비례하게 가중시킨 다음 그들을 합산함으로써 그 신호들을 이용하려는 것이다. 그에 따라, 각 다이버시티 브랜치 내의 개개의 신호들은 위상이 맞추어지고 결합되어, 모든 수신 신호들, 심지어는 열악한 SNR을 가진 신호들까지 이용된다. 그러나 MRCD의 단점은 SAD나 SD보다 구현하기 더 어렵고 복잡하다는 점이다.

셀 방식 무선 전화 시스템의 전형은 스프레드 스펙트럼 신호 방식(spread spectrum signaling)을 채용한다. 스프레드 스펙트럼은 넓은 뜻에서 전송 신호에 의해 점유되는 대역폭이 기본 대역 정보 신호가 필요로 하는 대역폭보다 훨씬 큰 매커니즘으로 정의될 수 있다. 스프레드 스펙트럼 통신의 두 부문은 다이렉트 시퀀스 스프레드 스펙트럼(DSSS : direct sequence spread spectrum)와 주파수 호우핑 스프레드 스펙트럼(FHSS : frequency-hopping spread spectrum)이다. 두 기술의 핵심은 각 사용자의 전송 전력을 매우 넓은 대역폭(1-50 Mhz)에 걸쳐 확산시키는 것이므로, 헤르츠당 와트의 단위 대역폭당 전력이 매우 작다.

주파수 호우핑 시스템들은 간섭을 피함으로써 그들의 처리 이득을 성취하는 반면, 다이렉트 시퀀스 시스템들은 간섭 감쇠 기술(interference attenuation technique)을 이용한다. DSSS에 있어서, 수신기의 목적은 넓은 수신 대역폭으로부터 전송 신호를 식별해 내는(pick out) 것으로, 그 신호는 배경 잡음 레벨보다 아래에 있다. 이를 위해 수신기는 반송 주파 신호(carrier frequency signal) , 변조 타입, 의사 난수 잡음 코드 레이트(pseudorandom noise code rate), 및 코드의 위상을 알아야 하는데, 이는 신호 대 잡음 비가 전형적으로 마이너스 15 dB 내지 30 dB이기 때문이다. 코드의 위상을 결정하는 것이 가장 어렵다. 모든 불필요한 신호들을 스프레드(spread)하는 한편 필요한 신호를 디스프레드(despread)하기 위하여 수신기는 동기화(synchronization)로 알려진 프로세스를 이용하여 수신 신호로부터 코드의 시작점을 결정한다.

DSSS 기술은 주파수 호우핑(frequency hopping)에 비하여 우수한 잡음 성능을 성취하지만, 그 대가로 시스템 복잡성이 증가된다. 신호의 스펙트럼은 광대역 의사 난수 코드 발생 신호(wideband pseudorandom code-generated signal)를 곱함으로써 매우 용이하게 스프레드될 수 있다. 수신기가 신호를 복조(즉, 디스프레드)할 수 있도록 스프레드 신호를 정확히 아는 것이 필수적이다. 더욱이, 그것은 원칩 타임(one chip time)(즉, 부분 또는 부분 정수 비트 주기) 내에 수신 신호의 정확한 위상에 일치하여 추적(lock onto and track)해야 한다. 수신단(receiving end)에 서는, 직렬 탐색 회로(serial search circuit)가 사용된다. 거기에는 두 개의 피드백 루프가 있는데, 하나는 정확한 코드 위상에 일치(lock onto)하기 위한 것이며 다른 하나는 반송파를 추적(track)하기 위한 것이다. 코드 위상 로킹(code phase locking)을 위하여, 수신기 내의 코드 클록 및 반송 주파 발생기는 국부적으로 발생되는 코드가 입력 수신 코드(incoming received code)에 대해 시간적으로 전후로 이동하도록 조정된다. 상관기 출력에서 최대치를 발생시키는 점에서 두 신호가 동기화되는데, 이는 정확한 코드 위상이 획득되었음을 의미한다. 그 후 제2 루프(반송파 추적루프)는 반송파의 위상 및 주파수를 추적하여 위상 로크(phase lock)가 확실히 유지 되도록 한다.

DSSS를 이용한 셀 방식 무선 전화 시스템은 흔히 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 액세스(DSCDMA : Dirct Sequence Code Division Multiple Access)로 알려져 있다. 시스템의 각 사용자들은 동일한 RF 주파수를 이용하지만 각기 다른 스프레드 코드들을 이용하여 분리된다.

DS-CDMA 시스템에서 순방향 채널(forward channel)은 기지국에서 이동국으로의 통신로의 정의되며, 역방향 채널(reverse channel)은 이동국에서 기지국으로의 통신로로 정의된다. 열잡음 제한 조건, 0 - 20 km/hr 정도의 느린 이동 속도, 및 소프트 핸드오프(soft handoff)가 있음직한 다중 유효 범위(multiple coverage regions)에서는 DS-CDMA 순방향 채널 성능이 열악하다. 따라서, 순방향 채널은 일반적으로 시스템 용량을 제한한다.

DS-CDMA의 순방향 채널 동작은 이동국의 수신기에 레이크 핑거(rake finger)들을 부가함으로써 상당히 향상될 수 있다. 이들 여분의 레이크 핑거에 의해 제공되는 성능 향상은 해결 가능한 지연 스프레드 및 소프트 핸드오프를 최적으로 활용함으로써 MRCD의 성능에 근접할 수 있다. 각 레이크 핑거는 복조 신호 및 파일럿 신호를 발생한다. 전형적으로, 이동국은 중간 주파수(IF : intermaediate frequency) 대역의 총 수신 전력(Io) 및 각 핑거에 대해 복조 중인 트래픽 채널에 있어서의 칩당 수신 파일럿 전력(Ec)을 측정한다. 각 채널에 대해 Ec/Io의 비가 결정되고 관련 트래픽 채널의 신호 대 잡음 비로 간주된다. 이 비는 각 레이크 핑거로부터의 대응하는 복조 트래픽 신호를 가중시키기 위한 가중 함수(weighting function)를 결정하는 데 사용된다. 모든 레이크 핑거들로부터의 가중 신호 및 복조 신호들의 결합되고 디코드된다. 각 레이크 핑거에 의해 수신되는 신호는 상이한 전파 경로를 통하여 진행하는 전송 신호의 복사본이기 때문에, 레이크 핑거 출력들의 결합은 다이버시티의 일종으로 간주될 수도 있다. 수신기의 다이버시티 이득은 다수의 안테나를 이용하여 더욱 향상될 수 있다. 전형적으로, 두 개의 안테나가 사용될 수 있다. 그런 수신기에서는, 하나 또는 그 이상의 핑거들이 각 안테나에 접속된다. 모든 핑거들의 출력은 단일의 안테나에 의해 수신기에 비슷하게 결합된다.

그러나, 이 방법에 있어서도 여전히 두 가지 문제가 있다. 총 신호 전력(Io)은 총 잡은 전력에 비례하지 않는데, 이는 동일한 기지국으로부터의 파일럿 신호 및 수신 신호의 부분들이 소망하는 신호에 직교하기 때문이다. 또한, 두 셀들로부터의 비(Ec/Io)들 간의 관계는 대응하는 트래픽 채널 신호 대 잡음 비들 간의 관계를 반영하지 않을 수 있다.

불행하게도, 현장 테스트는 중요한 해결 가능한 지연 스프레드가 있는 시간의 일부분만을 측정하였으며 이론과 시뮬레이션 모두 소프트 핸드오프 향상이 신호의 매우 제한된 진폭 범위에 걸쳐 존재함을 보여주었다. 그 결과, 순방향 채널은 안테나 다이버시티를 가지며 그것의 모든 핑거들을 충분히 활용하는 역방향 채널에 대하여 성능이 악화된다.

순방향 채널에서는 범위가 축소될 뿐만 아니라 프레임 에러율(FER : frame error rate) 사건들이 상관되기 때문에 채널의 품질이 떨어진다. 반면에 역방향 채널 에러들은 시간적으로 훨씬 무작위적이어서 음성 품질이 비교적 좋다. 상관(correlation)의 근본적인 이유는 페이딩 채널의 특성과 순방향 채널 전력 제어 루프의 동작 부진이다.

안테나 다이버시티를 성취하기 위해 가입자 장치 수신기가 하나 이상의 안테나를 채용하는 경우에 있어서도, 선행 기술의 가중 계수 결정의 문제점은 각각 극대화된 신호 대 잡음 비(SNR)를 가진 동위상 및 가중 신호들(co-phased and weighted signals)을 더한 결과 결합된 신호 대 잡음 비가 극대화되지 않는 때가 있다는 것이다.

따라서, 선행 기술의 단점들을 극복하면서 DSSS 시스템에서 효과가 좋은 CDMA 이동국에서의 가중 계수 결정 방법이 필요하게 되었다.

제1도는 무선 시스템에 사용하기 위한 이동국의 블록도.

제2도는 제1도의 이동국에서 가중 계수를 결정하기 위한 제1 실시예를 설명하는 흐름도.

제3도는 제1도의 이동국에서 가중 계수를 결정하기 위한 제2 실시예를 설명하는 흐름도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

100 : 이동국/무선 수신기 102 : 무선 시스템

104 : 제1 기지국 106 : 제2 기지국

108 : 제1 안테나 110 : 송신기 부

112 : 수신기 부 114, 124, 152 : 대역 통과 필터

116 : 송신기 118 : 마이크

120 : 제1 전단 수신기부 122 : 후단 수신기부

126 : 제1 레이크 수신기 127, 153 : 중간 주파수(IF) 변환기

128 : 제1 가중 계수 결정기 130 : 제1 가중 네트워크

132, 160 : 제1 레이크 핑거 134, 162 : 제2 레이크 핑거

136, 164 : 제3 레이크 핑거 137 : 제1 전력 미터

138 : 콤바이너 140 : 디인터리버

142 : 디코더 144 : 신호 처리기

146 : 스피커 148 : 제2 안테나

150 : 제2 수신기 전단부 154 : 제2 레이크 수신기

156 : 제2 가중 계수 결정기 158 : 제2 가중 네트워크

166, 168, 170 : 소망 무선 주파수(RF) 신호

제1도는 무선 시스템(102)에 사용하기 위한 이동국(100)의 블록도를 도시하고 있다. 일반적으로 무선 시스템(102)은 예를 들어 제1 기지국(104) 및 제2 기지국 (106)을 포함하는 복수의 기지국들을 포함한다. 일반적으로 이동국(100)은 제1 안테나(108), 송신기 부(110) 및 수신기 부(112)를 포함한다. 송신기 부(110)는 대역 통과 필터(114), 송신기(116) 및 마이크(118)를 포함한다. 수신기 부(112)는 제1 전단 수신기 부(first front end receiver section, 120) 및 후단 수신기 부(back end receiver seciton, 122)를 포함한다. 제1 전단 수신기 부(120)는 대역 통과 필터(124), 중간 주파수(IF : intermediate frequency) 변환기(127), 제1 전력 미터(first power meter, 137), 제1 레이크 수신기(first rake receiver, 126), 제1 가중 계수 결정기(first weighting coefficient determainer, 128) 및 제1 가중 네트워크(first weighting network, 130)를 포함한다. 제1 레이크 수신기(126)는 제1 레이크 핑거(first rake finger, 132), 제2 레이크 핑거(134) 및 제3 레이크 핑거(136)를 포함한다. 후단 수신기 부(122)는 콤바이너(combiner, 138), 디인터리버(deinterleaver, 140), 디코더(142), 신호 처리기(144) 및 스피커(146)를 포함한다. 이동국(100)은 제2 안테나(148) 및 제 2 수신기 전단부(second receiver front end section, 150)를 포함할 수도 있다. 제2 수신기 전단부(150)는 대역 통과 필터(152), 중간 주파수(IF) 변환기(153), 제1 전력미터(163), 제2 레이크 수신기(154), 제2 가중 계수 결정기(156) 및 제2 가중 네트워크(158)를 포함한다. 제2 레이크 수신기(154)는 제1 레이크 핑거(160), 제2 레이크핑거(162) 및 제3 레이크 핑거(164)를 포함한다.

무선 시스템(102)에서, 제1 기지국(104)은 제1 소망 무선 주파수(RF : radio frequency) 신호(166)를 이동국(100)에 전송하고 제2 기지국(106)은 제2 소망 무선 주파수(RF) 신호(170)를 이동국(100)에 전송한다. 소망 RF 신호(168)는 소망 RF 신호(166)의 복제 신호이지만 반사 등으로 인하여 지연되고 감쇠된다. 소망 RF 신호(170)는 소망 RF 신호(166)와 동일한 것이지만 제2 기지국(106)에서 발생되는 것으로서 핸드오프 등을 위한 것이다. 이동국9100)은 기지국과의 사이에 유효한 통신을 제공하기 위하여 기지국에 의해 제공되는 유효 범위(coverage area) 내에 있어야 한다고 일반적으로 알려져 있다. 전형적인 무선 시스템에는 둘 이상의 기지국들이 있을 수 있고 셋 이상의 소망 RF 신호들이 있을 수 있지만, 제 1도의 무선 시스테(102)은 본 발명을 설명하기에 충분하다는 점에 주의하자. 일반적으로 두 개의 기지국은 제1 기지국(104)과 제2 기지국(106) 사이에 이동국(100)의 핸드오프 조건을 나타낸다.

이동국(100)에서, 제1 안테나(108)는 송신기 부(110) 및 수신기 부(112)에 결합된다. 송신기 부(110)는 안테나(108)로부터 신호들을 전송하고 수신기 부(112)는 안테나(108)로부터 신호들을 수신한다.

수신기 부(112)에서, 제1 안테나는 소망 RF 신호(166, 168 및/또는 170)의 제1 표현(first representation, 172)을 수신한다. 안테나(108)는 대역 통과 필터(124)에 결합된다. 대역 통과 필터(124)는 소망 RF 신호의 제1 표현(172)을 선정한 대역폭에 걸쳐 여파(濾波)하여 여파된 신호(filtered signal)를 라인(125)에 출력한다. 바람직한 실시예에서는, 선정한 대역폭이 1.25 MHz이다.

IF 변환기(127)는 해당 기술에 공지되어 있듯이 라인(125)에서의 여파된 신호를 무선 주파수에서 라인(174)에서의 중간 주파수로 변환시킨다. IF 변환기(127)의 일례는 John Praakis의 저서 <"Digital Communication", McGraw-Hill, 1989>, 또는 Raymond L. Pickhotz 등의 논문 <"Theory of Spread Spectrum Commu n ications - A Tutorial", IEEE Transactions on Communications, vol. com-30, pp 855-884, 1992>에 일반적으로 개시되어 있다. 해당 기술에 잘 알려져 있듯이 IF 변환기(127)의 여러 기능들은 개별 부품들에 의해 구현되거나 집적 회로(IC)로서 구현될 수 있다.

전력 미터(137)는 IF 변환기(127)의 출력에서 총 수신 전력(Io)을 측정한다. 측정된 총 수신 전력(Io)은 제1 가중 계수 결정기(128)에 전송된다.

제1 레이크 수신기(126)는 IF 변환기(127)에 결합되며 제1 레이크 핑거(132), 제2 레이크 핑거(134) 및 제3 레이크 핑거(136)를 포함하는 제1의 복수의 레이크 핑거들(132, 134 및 136)을 구비한다. 바람직한 실시에에서는, 세 개의 레이크 핑거들이 있다. 그러나, 임의 개수의 레이크 핑거들이 사용될 수 있다. 제1 레이크 핑거(132)는 수신 신호(x1)를 라인(176)에 발생시키고, 파일럿 신호(p1)를 라인(178)에 발생시킨다. 제2 레이크 핑거(134)는 수신 신호(x2)를 라인(180)에 발생시키고, 파일럿 신호(p2)를 라인(182)에 발생시킨다. 제3 레이크 핑거(136)는 수신 신호(x3)를 라인(184)에 발생시키고, 파일럿 신호(p3)를 라인(186)에 발생시킨다. 복소수(complex number)들인 수신 신호들(x1, x2 및 x3)은 소망 RF 신호(166, 168 및/또는 170)의 제1 표현(172)을 나타내는 복조 신호들이다. 수신 신호들(x1, x2 및 x3)은 데이터 신호, 트래픽 채널 신호 및 트래픽 데이터로도 알려져 있다. 역시 복소수들인 파일럿 신호들(p1, p2 및 p3)은 수신 신호들(x1, x2 및 x3)에 대응한다. 수신 신호들(x1, x2 및 x3) 및 파일럿 신호들(p1, p2 및 p3)을 발생하는 제1 레이크 수신기(126)의 동작에 대해서는, 1995년 Addison-Wesley 출판사에 의해 간행된 A. J. Viterbi의 저서<"CDMA - Principles of Spread Spectrum Communications">에 개시되어 있는 것처럼 해당 기술에 잘 알려져 있다.

파일럿 신호들(p1, p2 및 p3), 데이터 신호들(x1, x2 및 x3), 및 총 수신 신호전력(Io)은 제1 가중 계수 결정기(128)에 결합된다. 제1 가중 계수 결정기(128)는 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(c1, c2 및 c3)을 라인(188, 190 및 192)에 각각 발생시킨다. 제1의 복수의 복수소 가중 계수들(c1, c2 및 c3)은 수신 신호들(x1, x2 및 x3)에 각각 대응한다. 제1의 복수의 가중 계수들(c1, c2 및 c3)은 제2도에 의해 설명된 제1 방법 및 제3도에 의해 설명된 제2 방법을 이용하여 결정된다.

제1 가중 네트워크(130)는 제1 레이크 수신기(126) 및 제1 가중 계수 결정기(128)에 결합된다. 제1 가중 네트워크(130)는 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(c1, c2 및 c3)에 응답하여 수신 신호들(x1, x2 및 x3)을 각각 가중시켜 제1의 복수의 복소수 가중 수신 신호들(w1, w2 및 w3)을 라인 (194, 196 및 198)에 각각 발생시킨다. 수신 신호(x1)는 가중 계수(c1)에 의해 가중되어 가중 수신 신호(w1)을 발생시킨다. 수신 신호(x2)는 가중 계수(c2)에 의해 가중되어 가중 수신 신호(w2)을 발생시킨다. 수신 신호(x3)는 가중 계수(c3)에 의해 가중되어 가중 수신 신호(w3)을 발생시킨다. 제1 가중 네트워크(130)의 동작은 각 xi(i = 1,2,…,n)를 그에 대응하는 가중 계수 ci(i = 1, 2, …, n)의 공액 복소수와 곱하는 것이다. 곱한 결과의 가중 수신 신호 wi(i = 1,2,…,n)는 i 번째 곱의 실수부이다.

콤바이너(138)는 제1 가중 네트워크(130)에 결합되며 제1의 복수의 가중 수신신호들(w1, w2 및 w3)을 결합시켜 결합된 신호(combined signal)를 라인 (200)에 출력한다. 제1 가중 계수 결정기(128)는 라인(200)에서의 결합된 신호의 신호 대 잡음비(S/N)를 극대화하기 위하여 제2도 및 제3도의 흐름도에 따라 제1의 복수의 가중 계수들(c1, c2 및 c3)을 최적화한다. 디인터리버(140)는 콤바이너(140)에 결합되며 라인(200)에서의 결합된 신호를 디인터리브(deinterleave)하여 디인터리브된 신호를 라인(202)에 출력하게 되어 있다. 디코더(142)는 디인터리버(140)에 결합되며 디인터리브된 신호를 디코드하여 디코드된 신호를 라인(204)에 출력하게 되어 있다. 신호 처리기(144)는 디코더(142)에 결합되며 디코드된 신호를 처리하여 복구된 신호(recovered signal)를 라인(206)에 출력하게 되어 있다. 스피거(146)는 라인(206)에서 복구된 신호를 수신하여 라인(206)에서의 복구된 신호를 음향 신호로 변환시킨다. 콤바이너(138), 디인터리버(140), 디코더(142), 신호 처리기(144) 및 스피커(146)의 동작은 각각 해당 기술에 잘 알려져 있다.

바람직한 실시예에서는, <"CDMA Mobile Station Modem ASIC", Proceedi ngs of the IEEE 1992 Custom Integrated Circuits Conference, section 10.2, pages 1-5> 및 <"The CDMA Digital Celluar System an ASIC Overview", Proceedings of the IEEE 1992 Custom Integrated Circuits Conference, section 10.1, pages 1-7>에 개시되어 있듯이 (디스프레드(despread) 동작, I-Q 복조, 및 동기화를 포함하는) 제1 레이크 수신기(126), 제1 가중 네트워크(130), 콤바이너(138), 디인터리버(140), 디코더(142)는 응용 주문형 집적 회로(ASIC : application specific integrated circuit) 내에 구현된다. 바람직한 실시예에서는, 제1 가중 계수 결정기(128) 및 신호 처리기(144)는 일반적으로 마이크로프로세서 또는 디지털 신호 처리기(DSP : digital signal processor)와 같은 마이크로컴퓨터이다. 마이크로컴퓨터는 MC68332 마이크로컨트롤러일 수 있고 DSP는 MC56156 DSP일 수 있는데, 두 부품 모두 모토롤라 사이에 제조되고 입수할 수 있는 것이다.

이동국(100)은 바람직하게 두 개의 안테나(108 및 148)를 구비한다. 제2 수신기 전단부(150)는 제2 안테나(148)를 통하여 소망 RF 신호(166, 168 및/또는 170)의 제2 표현(208)을 수신한다. 제2 수신기 전단부(150)는 무선 가입자 장치(100)에 공간 다이버시티 동작을 제공한다. 제2 수신기 전단부(150)의 동작은 제1 수신기 전단부(120)의 동작과 동일하다. 동일한 소자들 및 신호 라인들에 대해 상이한 참조 번호가 표시되어 있고 동일한 신호 참조를 위하여 프라임 부호(')가 표시되어 있는 점을 주의하자. 따라서 제2 가중 계수 결정기(156)의 제1 가중 계수(c'1, c'2 및 c'3)는 제2도에 의해 설명된 제1 방법 및 제3도에 의해 설명된 제2 방법을 이용하여 결정된다. 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156)는 결합 계수 결정기(combined coefficient determiner, 210)를 정의한다. 결합 계수 결정기(210)는 또한 파일럿 신호들(p1, p2, p3 및 p'1, p'2,p'3) 중 적어도 하나, 데이터 신호들(x1, x2, x3 및 x'1, x'2, x'3)중 적어도 하나, 두 전단부(120 및 150)으로부터의 제1 및 제2 총 수신 신호 전력들(Io 및 I'o) 중 적어도 하나에 응답하여 각 전단부(120 및 150)의 가중 계수들(c1, c2, c3 및 c'1, c'2, c'3)을 각각 결정할 수 있다.

소망 RF 신호(166, 168 및/또는 170)의 제1 표현(172) 및 소망 RF 신호(166, 168 및/또는 170)의 제2 표현(208)은 이동국(100)에 동일한 정보를 제공한다. 그러나, 제1 안테나(108)와 제2 안테나(148)의 공간적 관계 때문에, 한 안테나에서 수신된 소망 RF 신호는 다른 안테나에서 수신된 소망 RF 신호에 대하여 지연 및/또는 감쇠될 수 있다. 제1 수신기 전단부(120) 및 제2 수신기 전단부(150)의 다이버시티 동작은 이들 차이를 이용하여 이동국(100)의 수신을 개선한다.

해당 기술의 숙련자에게 잘 알려져 있듯이 둘 이상의 안테나가 이동국(100)내의 다이버시티 수신기 장치에 통합될 수 있다. 제1 안테나(108) 및 제2 안테나(148)는 일반적으로 RF 신호들을 수신 및/또는 송신할 수 있는 임의의 안테나를 포함한다. 바람직한 실시예에서, 제1 안테나(108) 및 제2 안테나(148)는 1/2 λ의 파장을 가진 다이폴 안테나이다. 무선 가입자 장치(102) 내에서 제1 안테나(108) 및 제2 안테나(148)의 적절한 위치, 간격, 방향 등은 해당 기술의 통상의 지식을 가진 자에게 잘 알려져 있다. 해당 기술에 잘 알려져 있듯이 제2 안테나(148)는 이동국(100)의 플랩 소자(flap element)내에 위치할 수 있다.

바람직한 실시예에서, 제1 안테나(108)는 제1 수신기 전단부(120) 및 전송부 (110) 모두에 결합되기 때문에 주 안테나로 간주된다. 제2 안테나(148)는 다이버시티 수신기 기능을 가능케 하는 보조(또는 대체) 안테나로 간주된다. 송신기 부(110)는 제2 안테나(148)에 결합되지 않는다.

무선 시스템(100)은 통상 RF 채널들을 통하여 동작하는 임의의 통신 시스템을 기술한다. 본 발명의 범위 내에 포함하고자 하는 무선 시스템들은, 셀 방식 무선 전화 통신 시스템, 양방향 무선 통신 시스템, 및 개인 통신 시스템(PCS : personal communication systems)을 제한 없이 포함한다.

바람직한 실시예에서, 무선 시스템(100)은 셀 방식 무선 전화 통신 시스템(cellular radiotelephone communication system)이다. 바람직한 실시에에서, 셀 방식 무선 전화 통신 시스템은 다이렉트 시퀀스 - 코드 분할 다중 액세스(DS-CDMA : Dir edt Sequence- Code Division Multiple Access) 셀 방식 무선 전화 통신 시스템이다. 이 시스템을 위한 규격은, 1993년 7월 간행, <TLA/EIA/IS-95, Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Eide Band Spread Spectrum Cellular System : 듀얼 모드 광대역 스프레드 스펙트럼 셀 방식 시스템을 위한 이동국-기지국 호환 규격>(이하, "IS-95 규격"이라 함)에 개시되어 있다.

바람직한 실시예에서, 이동국(100)은 상기 IS-95 규격에 개시된 CDMA 셀 방식 무선 전화 시스템과 호환되게 설계된 DS-CDMA 무선 가입자 장치이다. 이동국(100)은 해당 기술에 잘 알려져 있는 여려 형태들, 이를테면, 자동차 장착 장치(vehicular mounted unit), 휴대용 장치(portable unit), 또는 운송 가능한 장치(transportable unit)의 형태를 취할 수 있다.

IS-95 규격 내에는, 이동국 내의 데이터 요소(data element)들의 명명을 위한 용어집이 제공되어 있다. 아래 표 1은 CDMA 이동국(100) 내의 여러 데이터 요소들 간의 타이밍 관계를 예시하고 있다.

CS-CDMA는 독특한 코드 시퀀스를 이용하여 채널을 생성하는 스프레드 스펙트럼 다중 액세스 디지털 통신을 위한 기술이다. DS-CDMA 신호들은 높은 레벨의 간섭이 있을 때 수신될 수 있고 수신된다. 신호 수신의 실제적인 한계는 채널상태에 좌우되지만, 상기 IS-95 규격 내에 기술된 DS-CDMA 수신은 스태틱 채널을 위한 신호보다 18 dB이 큰 간섭이 있을 때 발생할 수 있다. 전형적으로 시스템은 낮은 레벨의 간섭 및 다이내믹 채널 상태로 동작한다.

해당 기술에 잘 알려져 있듯이 DS-CDMA 셀 방식 무선 전화 통신 시스템은 섹터 또는 유효 범위들로 분할될 수 있다. DS-CDMA 시스템에서 통신을 위한 주파수들은 모든 셀의 모든 섹터에서 재사용되며, 이동국(100)에서 볼 때 소정 주파수 상의 대부분의 간섭은 이동국(100)이 소재하는 셀 외부의 셀로부터 발신되는 것이다.

DS-CDMA 기지국 송수신기는 9600 비트/초의 기본 데이터 레이트(basic data rate)를 가진 신호에 의해 이동국(100)과 통신한다. 그 후 이 신호는 1.2288Mhz의 전송 비트 레이트 또는 칩 레이트로 스프레드된다. 스프레딩(spreading)은 DS-CDMA 시스템에 군더더기(redundancy)를 부가하는 한편 데이터 레이트를 증가시키는 데이터 비트들에 디지털 코드들을 인가하는 것으로 이루어진다. 그 후 해당 셀 내의 모든 사용자들의 칩들이 더해져서 합성 디지털 신호(composite digital signal)를 형성한다. 그 후 합성 디지털 신호는 신호의 대역폭을 한정하도록 여파된 직교 위상 시프트 키 방식(QPSK : quadrature phase shift keying) 변조를 이용하여 전송된다.

이동국에 의해 전송 신호가 수신되면, 소망 신호로부터 코딩을 제거하여 9600 비트/초의 데이터 레이트로 복귀시킨다. 코딩이 다른 사용자의 코드에 인가되면, 디스프레딩(despreading)이 없고, 수신 신호는 1.2288 Mhz 대역폭을 유지한다.

전송 비트 또는 칩 대 데이터 비트의 비(ratio)는 코딩 이득(coding gain)이다. IS-95규격에 따른 DS-CDMA 시스템을 위한 코딩 이득은 128 또는 21 dB이다. 이 21 dB의 코딩 이득 때문에, 스태틱 채널에 있어서 신호 레벨 이상 18 dB(코딩 이득 후에는 신호 강도 이하 3dB)까지의 간섭이 허용될 수 있다.

제2도는 제1도의 이동국(100)에서 제1의 복수의 가중 계수들(c1, c2 및 c3)을 결정하기 위한 제1 실시예를 설명하는 흐름도(250)를 도시하고 있다.

단계(251)에서는, 방법이 개시된다.

단계(252)에서는, 제1도의 제1 레이크 수신기(126) 및 제2 레이크 수신기(154)에 의해 레이크 핑거들의 모든 파일럿 신호들이 디스프레드된다.

단계(253)에서는, 제1 도의 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156)에 의해 파일럿 신호들이 수신된다.

단계(254)에서는, 제1도의 제1 레이크 수신기(126) 및 제2 레이크 수신기(154)에 의해 레이크 핑거들의 모든 트래픽 데이터 신호들이 디스프레드된다.

단계(255)에서는, 제1도의 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156)에의해 디스프레드된 트래픽 데이터가 수신된다.

단계(256)에서는, IF 필터들(127 및 153)의 출력에서 전력을 읽음으로써 총 수신 신호 전력들(Io 및 I'o)이 각각 결정된다. 이는 전력 미터들(137 및 163)에 의해 각각 성취된다.

단계(257)에서는, 도시되어 있지는 않지만 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156) 내에 각각 소재하는 두 개의 고속 아더멀 변환기(Hadamard transformer)에 의해 총 수신 신호 전력들(Io 및 I'o)으로부터 레이 에너지(ray energy)가 결정된다.

단계(258)에서는, 제1도의 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156)에 의해 단계들(253, 255, 256 및 257)에서 수신된 신호들이 시간에 대해 평활화(smoothing)된다. 이 단계의 목적은 무선 채널 잡음, 수신기 잡음 및 신호 레이트 변동으로부터의 손상을 감소시키는 것이다.

단계(259)에서는, 제1도의 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 계수 결정기(156)에 의해 동일한 기지국으로부터의 평활화된 신호들이 평균(average)된다. 이단계의 목적은 무선 채널 잡음, 수신기 잡음 및 신호 레이트 변동으로부터의 손상을 더 감소시키는 것이다. 이 단계에서 바람직하게 모든 가중 계수 결정기(128 및 156)내의 동일 기지국으로부터의 데이터가 결합된다.(예를 들면, 기지국(106)으로부터의 평활화된 파일럿 신호들(p3 및 p'3)이 평균되어 파일럿 신호의 추정치를 산출한다.

단게(260)에서는, 제1도의 제1 가중 계수 결정기(128) 및 제2 가중 게수 결정기(156)에 의해 파라미터들(Yj 및 Kj)이 계산된다.

단계(261)에서는, 다음 수학식들을 이용하여 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(c1, c2 및 c3)이 결정된다.

여기서, 심벌(*)은 공액 복소수 연산(complex conjugate operation)을 표시하고,

는 pi의 전력이고, Io는 IF 변환기(127) 이후 총 수신 신호 전력이고, Yj, Kj는 i 번째 핑거에 의해 복조되고 있는 , 기지국으로부터의 신호의 전력 분포와 관련된 상수들이다.

구체적으로, 인자 Yj는 다음 수학식에 의해 결정된다.

이 값은 풀 레이트 트래픽 채널 전력(full rate traffic channel power)으로 정규화(normalize)된다.

Kj는 아래와 같이 선정되거나 실시간으로 결정될 수 있다. 파일럿(pi) 및 트래픽 신호(xi)의 파일럿의 전력은 아래와 같이 대응하는 파일럿 및 신호 샘플들의 복수의 제곱 크기를 평균함으로써 계산될 수 있다. 이론적으로, Kj는 다음 수학식 이어야 한다.

인자 Kj는 상기 비율에 대한 명목 값(nominal value)으로 설정될 수 있다. 파일럿 전력은 전형적으로 총 전력의 20%이기 때문에, K =5의 선택이 허용될 것이다. 다르게는, 최강 파일럿의 샘플링 위상에서 신호(174 또는 212)의 고속 아더멀 변환의 출력들은 합산하고 다수의 프레임들에 걸쳐 이 합 및 파일럿을 평활화함으로써 총 전송 전력이 추정될 수 있다. Kj는 둘의 비율과 같게 될 것이다. 다시 보다 정확한 추정을 위하여 다수의 레이, 두 안테나 및 다수의 프레임들로부터의 입력이 이용될 수 있다.

총 수신 신호 전력들(Io 및 I'o)은 IF 필터들(127 및 153)의 출력에서 전력을 읽음으로써 각각 결정된다. 이 신호는 하나 또는 그 이상의 프레임들에 걸쳐 평균된다. 실제 수신기 구현에서는, 자동 이득 제어(AGC : automatic gain control) 회로가 항상 존재하며, 그것은 총 수신기 전력을 아날 로그 대 디지털 변환기(ADC)에 의해 디지털 샘플들로 변환하기 전에 일정한 레벨로 유지시킨다. 그 결과, Io는 AGC 및 ADC의 동작점에 따라 일정하며, 이는 해당 기술의 숙련자에게 공지되어 있다.

단계(261)에서는, 아래와 같이 제1의 복수의 가중 계수들(c1, c2 및 c3)과 유사하게 제2의 복수의 가중 계수들(c'1, c'2 및 c'3)이 계산된다.

선행 기술에서는, Yj는 항상 1이고, Kj는 항상 0이어서 c1=p1^*/Io, c2=p2^*/Io 및 c3=p3^*/Io인 가중 계수들을 산출한다는 점에 주의하자. 제1실시예는 가중 계수(weighting factor)들을 조정하여 실제 조건을 고려함으로써 선행 기술을 개선한다. 서로 다른 기지국들에 의해 전송된 신호들은 파일럿 신호, 트래픽 채널 신호 및 총 신호 전력들 사이에 일정한 관계를 유지할 수 없을 것이다. 게다가, 네트워크 최적화는 흔히 조건에 따라 이들 관계를 변화시키는 것과 관련되어 있다. 또한, 서로 다른 기지국들로부터의 신호들은 전형적으로 같지 않은 전력 레벨로 수신된다. 상기 조건들을 고려하지 않은 선행 기술 가중 방식은 콤바이너(138)에서 여러 신호들을 가중시키기 위해 모든 핑거들에 같은 가중치를 부여하고 파일럿 에너지(pi)만을 유일한 변수로 하기 쉽다. 반면에, 바람직한 실시예는 전송 및 체널 조건을 고려함으로써 콤바이너(138)로의 신호 입력에 보다 정확한 가중치를 제공한다. 이에 따라 핸드오프 중에 2.0 dB까지 성능이 향상된다.

전형적으로, 포트당 2에서 4개의 핑거들이 사용되며 그들은 불균형 구성을 갖도록 분배될 수 있다.(예를 들면, 때때로, 한 포트에는 4개의 핑거, 다른 한 포트에는 2개의 핑거). 가중 계수(ci)의 분자는 순간 파일럿 채널 에너지 측정치(instantaneous pilot channel energy measure)를 트래픽 채널 에너지 측정치로 변환시킨다(즉, 순간 트래픽 채널 에너지 = YjE[｜pi｜2]). 수신 신호들로부터 Yj 값을 계산하는 대신에, 기지국(104 또는 106)은 Yj에 대한 정확한 값을 포함하는 메시지를 이동국(100)에 송신할 수 있다.

단계(262)에서는, 제1 레이크 수신기(126)에 의해 발생된 제1의 복수의 트래픽 채널들(x1, x2 및 x3)이 제1 가중 네트워크(130)를 이용하여 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(x1, x2 및 x3)이 제1 가중 네트워크(130)를 이용하여 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(c1, c2 및 c3)에 의해 가중된다. 또한, 제2 레이크 수신기(154)에 의해 발생된 제2의 복수의 트래픽 채널들(x'1, x'2 및 x'3)이 제2 가중 네트워크(158)를 이용하여 제2의 복수의 복소수 가중 계수들(c'1, c'2 및 c'3)에 의해 가중된다.

단계(263)에서는, 제1 가중 네트워크(130) 및 제2 가중 네트워크(158)에 의해 발생된 가중 신호들이 제1도의 콤바이너(138)를 이용하여 결합되어 라인(200)에 결합된 신호(combined signal)를 출력한다.

단계(268)에서는, 결합된 신호(200)가 제1도의 디인터리버(140) 내의 디인터리버 버퍼(de-interleaver buffer)에 저장된다.

단계(269)에서는, 디인터리버 버퍼가 찼는지에 대한 판단이 이루어진다. 만일 버퍼가 찼다면, 순서는 단계(264)로 진행된다. 만일 디인터리버 버퍼가 차지 않았다면, 순서는 단계(251)로 복귀한다.

단계(264)에서는, 결합된 신호(200)가 제1도의 디인터리버(140)를 이용하여 디인터리브되어 라인(202)에 디인터리브된 신호를 출력한다.

단계(265)에서는, 디인터리브된 신호가 제1도의 디코더(142)를 이용하여 디코드되어 라인(204)에 디코드된 신호를 출력한다.

단계(266)에서는, 라인(204)에서의 디코드된 신호가 처리되어 스피커(148)를 위해 라인9206)에 오디오 신호를 출력한다.

단계(267)에서는, 방법이 종료된다.

제3도는 제1도의 이동국(100)에서 제1의 복수의 가중 계수들(c1, c2 및 c3)을 결정하기 위한 제2 실시예를 설명하는 흐름도(250)를 도시하고 있다.

선행 기술의 가중 계수 결정의 문제점은 각각 개별적으로 극대화된 신호 대잡음 비(SNR)를 가진 동위상 및 가중 신호들(co-phased and weighted signals)을 함께 더한 것이 신호 대 잡음 비를 극대화시키지 않는 때가 있다는 것이다. 간섭이 존재할 때는, 개별 신호들의 SNR을 극대화시키는 것보다는 간섭 신호를 상쇄하는 것이 유리할 수 있다. 일반적인 경우, 최선의 결정은 간섭 신호를 완전히 상쇄할 정도가 아니라, 다만 라인(200)에서의 결합된 신호의 SNR을 극대화시킬 정도로만 회전시키는 것일 수 있다.

단계(301)에서는, 방법이 개시된다.

단계(302)에서는, 파일럿 신호들의 모든 핑거들이 제1도의 레이크 핑거들(132, 134, 136, 160, 162 및 164)에 의해 디스프레드된다.

단계(303)에서는, 디스프레드된 파이럿 신호들이 제1도의 가중 계수 결정기(128 및 156)에 의해 수신된다.

단계(306)에서는, 트래픽 데이터의 모든 핑거들이 제1도의 레이크 핑거들(132, 134, 136, 160, 162 및 164)에 의해 디스프레드된다.

단계(307)에서는, 디스프레드된 트래픽 데이터들이 제1도의 가중 네트워크(130 및 138)에 의해 수신된다.

콤바이너 출력에서 제곱 평균 에러(MSE : mean square error)를 최소화하는 기준에 따라 두 안테나의 핑거들이 어떻게 최적으로 결합되는지를 설명하기 위하여, xi(k) 및 pi(k)를 각각 k번째 심벌에 대한 i번째 핑거 수신 신호의 디스프레드된 데이터 및 파일럿 출력을 나타낸다고 하자. 제1, 제2, 및 제3 핑거들은 제1 안테나에 결합되고 제4내지 6 핑거들은 제2 안테나에 결합된다. 따라서, 시간 n에서의 2진 위상 시프트 키 방식(BPSK : Binary Phase Shift Keying) 데이터 심벌의 추정치는 다음 수학식의 실수부에 의해 주어진다.

여기서, ci(n)은 결합 계수이다. 만일 QPSK 신호를 디코딩하고 있다면 상기 수학식의 실수 및 허수부가 사용될 것이다. 최적의 채널 계수들은 콤바이너 출력에서 제곱 평균 에러를 최소화시켜야 한다. 이를 성취하기 위하여, 채널 계수들은 다음 수학식의 제곱 에러를 최소화시켜야 한다.

여기서, A는 임의의 상수이다.

단계(305)에서, 계수들(ci)을 구하는 간단한 방법은 아래와 같이 최소 제곱 평균(LMS : least mean squares) 알고리즘을 이용하는 것이다. 만일 최소 제곱 평균(LMS) 알고리즘이 구현에 이용되면, 계수 벡터 C(n)의 계산을 위해 아래 (1) 및 (2)의 수학식들이 이용되어야 한다. 그것은 다음과 같이 재귀적(recursive)으로 계산된다.

여기서, C(n)은 계수 벡터이고, 다음과 같이 정의된다.

p(n)은 파일럿 신호 벡터이고, 다음과 같이 정의된다.

그리고 e(n)은 단계(304)에서 결정되는 적응 에러(adaptation error)이고, 다음과 같이 정의된다.

이들 수학식에서, "t" alc "*"은 각각 전치(transpose) 및 공액 복소수 연산을 나타낸다.

위와는 다르게, 단계(305)에서, 예를 들어 이동 애플리케이션을 위하여 채널 조건이 신속히 변화할 때는, 적응 알고리즘(adaptive algorithm)이 신속한 채널 변화를 추적할 수 있는 것이 바람직하다. 그런 경우에는, 보다 나은 성능을 내도록 최적의 결합 계수를 결정하는 데 가중 최소 제곱 알고리즘(weighted least squares algorithms)과 같은 보다 정교한 알고리즘이 이용될 수 있다. 그런 알고리즘은 최소제곱(LS : lest squares) 알고리즘이다. LS 알고리즘은 계수 벡터 C(n)을 계산하기 위한 수학식 3,4 및 5로 표현된다.

여기서,

여기서, A는 임의의 상수이고 L은 적분 시간이다.

이들 수학식에서, w(k)는 가중 함수로서, 채널의 페이딩 특성(fading characteristics)에 따라 선택되어야 한다. 대부분의 경우에, 성능에 큰 손실없이 간단히 w(k)=1로 할 수 있다. 그런 윈도 함수(window function)는 관례적으로 장방형 윈도(rectangular window)라 한다. 또 하나의 인기 있는 윈도 타입은 소위 지수윈도(exponential window)로서, w(k)=bk(0 < b ≤1)이다. 다시, 상술한 바와 같이 n번째 BPSK 데이터 심벌은 다음 수학식에 따라 계산된다.

만일 QPSK 신호를 디코딩하는 경우에는 상기 수학식의 실수 및 허수부가 이용될 것이다.

기술을 잘 아는 사람들에게는, 지수 또는 장방형 윈도가 이용될 때 행렬식을 풀지 않고 계수 벡터 C(n)을 재귀적으로 계산할 수 있다는 사실이 잘 알려져 있다.

단계(308)에서는, 제1 레이크 수신기(126)에 의해 발생된 제1의 복수의 트래픽 채널들(x1, x2 및 x3)이 제1 가중 네트워크(130)를 이용하여 제1의 복수의 복소수 가중 계수들(c1, c2 및 c3)에 의해 가중된다. 또한, 제2 레이크 수신기(154)에 의해 발생된 제2의 복수의 트래픽 채널들(x'1, x'2 및 x'3)이 제2 가중 네트워크(158)를 이용하여 제2의 복수의 복소수 가중 계수들(c'1, c'2 및 c'3)에 의해 가중된다.

단계(309)에서는, 제1 가중 네트워크(130) 및 제2 가중 네트워크(158)에 의해 발생된 가중 신호들이 제1도의 콤바이너(138)를 이용하여 결합되어 라인(200)에 결합된 신호(combined signal)를 출력한다.

단계(314)에서는, 결합된 신호(200)가 제1도의 디인터리버(140) 내의 디인터리버 버퍼(de-interleaver buffer)에 저장된다.

단계(315)에서는,디인터리버 버퍼가 찼는지에 대한 판단이 이루어진다. 만일 버퍼가 찼다면, 순서는 단계(310)로 진행한다. 만일 디인터리버 버퍼가 차지 않았다면, 순서는 단계(301)로 복귀한다.

단계(310)에서는, 결합된 신호(200)가 제1도의 디인터리버(140)를 이용하여 디인터리브되어 라인(202)에 디인터리브된 신호를 출력한다.

단계(311)에서는, 디인터리브된 신호가 제1도의 디코더(142)를 이용하여 디코드되어 라인(204)에 디코드된 신호를 출력한다.

단계(312)에서는, 라인(204)에서의 디코드된 신호가 처리되어 스피커(148)를 위해 라인(206)에 처리된 신호를 출력한다.

단계(313)에서는, 방법이 종료된다.

제1 및 제2 실시예들은 CDMA 이동국에 관하여 설명되고 있지만, 상기 실시예들은 기지국에서 구현될 수도 있다. 제1 및 제2 실시예들은 IS-95 규격에 의해 지정된 바와 같이 역방향 채널이 순방향 채널과 유사한 구조를 갖거나, 역방향 채널에 방해자(interferer)가 거의 없을 때의 기지국에 특히 적합할 것이다.

Claims

코드 분할 다중 액세스(CDMA : code division multiple access) 무선 수신기(112)에서 가중 계수들(weighting coefficients, 188, 190, 192)을 적응적으로 조정(adaptively adjusting)하는 방법(300)에 있어서, 소망 RF 신호(166)의 제1 표현(first representation, 172)을 수신하는 단계(108, 124, 127); 상기 소망 RF 신호(166)의 상기 제1 표현(172)에 응답하여 제1의 복수의 파일럿 신호들(pilot signals, 178, 182, 186)을 발생시키는 단계(132, 134, 136); 및 상기 제1의 복수의 파일럿 신호들(178, 182, 186)중 하나 이상의 신호에 응답하여 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)의 각 계수를 결정하는 단계(128)를 포함하는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제1항에 있어서, 소망 RF 신호(166)의제2 표현(208)을 수신하는 단계(148, 152, 153); 상기 소망 RF 신호(166)의 상기 제2 표현(208)에 응답하여 제2의 복수의 파일럿 신호들(p'1, p'2, p'3)을 발생시키는 단계(160, 162, 164); 및 상기 제2의 복수의 파일럿 신호들(p'1, p'2, p'3)중 하나 이상이 신호에 응답하여 제2의 복수의 가중 계수들(c'1, c'2, c'3)의 각 계수를 결정하는 단계(156)를 포함하는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제1항에 있어서, 상기 제1의 복수의 파일럿 신호들의 각 신호를 평활화(smoothing)하는 단계(258)를 더 포함하는 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제1항에 있어서, 상기 제1의 가중 계수들(188, 190, 192)의 각 계수는 최소 제곱 평균(LMS : least mean squares) 알고리즘을 이용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제4항에 있어서, 상기 최소 제곱 평균(LMS) 알고리즘은 상기 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)을 수학식

에 따라 결정하며, 여기서

C(n)은

으로 정의되는 가중 계수 벡터이고,

P(n)은

으로 정의되는 파일럿 신호 벡터이고,

e(n)은

으로 정의되는 적응 에러(adaptation error)이고, "t" 및 "*"은 각각 전치(transpose) 및 공액 복소수(complex conjugate) 연산을 나타내는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제1항에 있어서, 상기 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)의 각 계수는 최소 제곱(LS : least squares) 알고리즘을 이용하여 결정되는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제6항에 있어서, 상기 최소 제곱(LS) 알고리즘은 상기 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)을 수학식

에 따라 결정하며, 여기서

C(n)은

으로 정의되는 가중 계수 벡터이고,

R(n)은

으로 정의되는 p(n)의 자동 상관 행렬(autocorrelation matrix)이고,

r(n)은

으로 정의되는 p(n)의 평균이고, 여기서

p(n)은

으로 정의되는 파일럿 신호 벡터이고, A는 임의의 상수이고, L은 적분 시간이고, w(k)는 무선 채널의 특성을 나타내는 가중 함수(weighting function)이고, "t" 및 "*"는 각각 전치 및 공액 복소수 연산을 나타내는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 수신기(112)에서 가중 계수들(188, 190, 192)을 적응적으로 조정하는 방법(300)에 있어서, 소망 RF 신호(166)의 제1(172) 및 제2(208) 표현을 수신하는 단계(108, 124, 127, 148, 152, 153); 상기 소망 RF 신호의 상기 제1 및 상기 제2 표현은 응답하여 제1(178, 182, 186) 및 제2(p'1, p'2, p'3)의 복수의 파일럿 신호들을 발생시키는 단계(132, 134, 136, 160, 162, 164); 및 상기 제1 및 상기 제2의 복수의 파일럿 신호들 중 하나의 신호에 응답하여 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)의 각 계수를 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
제8항에 있어서, 상기 제1(178, 182, 186) 및 상기 제2(p'1, p'2, p'3)의 복수의 파일럿 신호들의 각 신호를 평활화하는 단계(258)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 가중 계수의 적응적 조정 방법(300).
코드 분할 다중 액세스(CDMA) 무선 수신기(112)를 작동하는 방법(250)에 있어서, 소망 RF 신호 (166)의 제1 표현(172)을 수신하는 단계(108, 124, 127); 상기 소망 RF 신호(166)의 상기 제1 표현(172)에 응답하여 제1의 복수의 파일럿 신호들(178, 182, 186)을 발생시키는 단게(132, 134, 136); 상기 제1의 복수의 파일럿 신호190, 192)의 각 계수를 결정하는 단계(128); 제1의 복수의 가중된 수신 신호들(weighted received signals, 194, 196, 198)을 발생시키기 위해 상기 제1의 복수의 가중 계수들(188, 190, 192)에 응답하여 상기 제1의 복수의 파일럿 신호들9178, 182, 186)을 가중시키는 단계(130); 결합된 신호(combined signal, 200)를 발생시키기 위해 상기 제1의 복수의 가중된 수신 신호들(194, 196, 198)을 결합하는 단계(138); 디인터리브된 신호(de-interleaved signal, 202)를 발생시키기 위해 상기 결합된 신호(200)를 디인터리브하는 단계(140); 디코드된 신호(decoded signal, 204)를 발생시키기 위해 상기 디인터리브된 신호(202)를 디코드하는 단게(142); 및 복구된 신호(recovered signal, 206)를 발생시키기 위해 상기 디코드된 신호(204)를 처리하는 단계(144)를 포함하는 것을 특징으로 하는 CDMA 무선 수신기 작동 방법(300).