KR100193859B1 - 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국과 이동국간 주파수오프셋 측정장치 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 시분할다원접속 이동통신시스템에서 시스템의 동기화를 위해 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치의 구성을 보다 간단화시키기 위한 것이다. 이러한 주파수오프셋 측정장치는, 기저대역의 주파수교정버스트를 입력하여 이 신호에 소정의 정현파주파수를 승산하는 승산기와, 상기 승산기의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터와, 상기 저역통과필터의 출력을 이용하여 상기 주파수교정버스트에 대한 위상을 계산하는 위상계산기와, 상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값으로부터 주파수오프셋을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어지는 것을 특징으로 한다.
Description
본 발명은 시분할다원접속 디지털 이동통신시스템에 관한 것으로, 특히 이동국에서 시스템의 동기화를 위해 기지국으로부터 제공되는 주파수교정버스트를 기저대역으로 처리한 후 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치에 관한 것이다.
일반적으로 시분할다원접속(Time Division Multiple Access: 이하 TDMA라 칭함)이란 이동통신에 있어서의 다원접속 방식의 하나로, 각 기지국이 할당된 타임슬롯에 디지털화된 신호를 동일 주파수의 전파에 실어서 버스트 형태로 송출하고, 이동국에서 각 기지국간의 다원접속을 행하는 것을 말한다.
이러한 TDMA방식의 디지털 이동통신시스템(이하 TDMA통신시스템이라 칭함)은 기지국(base station)과 이동국(mobile station)으로 이루어진다. 이때 기지국과 이동국은 서로 주파수의 동기를 위해 주파수교정버스트(Frequency Correction Burst)를 전송한다. 이 주파수교정버스트는 148비트(bit)로 정의된 정현파특성을 가지는 버스트로, 기지국은 다중프레임(multiframe)을 이용하여 이 주파수교정버스트를 주기적으로 이동국으로 전송한다. 이동국은 이러한 주파수교정버스트 이외에도 다른 버스트들(normal burst, synchronization burst 등)을 수신하게 되는데, 주파수교정버스트만을 검출하여 캐리어주파수 오프셋을 측정함으로써 기지국과 이동국간의 통신을 위한 캐리어주파수의 동기화 동작을 행하게 된다.
도 1은 종래 기술에 따른 TDMA 통신시스템에서 기지국으로부터의 주파수교정버스트를 수신하여 캐리어주파수의 동기화를 위한 동작을 행하는 이동국의 처리프로세스에 따른 블록구성을 보여주는 도면이다. 상기 도 1에 도시된 동기화장치는 미합중국 특허번호 제5,241,688호(1993년 8월 31일자 등록), 제목 FREQUENCY AND TIME SLOT SYNCHRONIZATION USING ADAPTIVE FILTERING하에 제안된 구성이다.
도 1을 참조하면, 캐리어주파수의 동기화를 위한 이동국은 기지국에서 전송하는 주파수교정버스트를 검출하는 부분과, 주파수교정 버스트를 검출한 후 해당 주파수교정버스트의 주파수 오프셋을 측정하는 부분으로 구분할 수 있다. 주파수교정버스트를 검출하는 구성요소들이 101∼107에 해당하고, 주파수교정버스트의 주파수 오프셋을 측정하는 구성요소들이 108∼109에 해당한다.
먼저, 주파수교정버스트를 검출하는 프로세스를 설명한다.
도 1에서 적응형 대역통과필터(ADAPTIVE BAND-PASS FILTER) 101은 위상연속천이(Continuous Phase Shift Keying)방식으로 변조된 기저대역신호 I신호와 Q신호중의 한 신호를 입력하여 대역통과필터링한 후 출력한다. 폴조정기(POLE ADATATION BLOCK) 102는 상기 대역통과필터링 출력을 입력하여 폴을 적응적으로 조정한 후 출력한다. 에너지계산기(ENERGY ESTIMATE BLOCK) 103은 적응형 대역통과필터 101의 출력에 대한 에너지를 계산하고, 에너지계산기 104는 적응형 대역통과필터 101의 입력에 대한 에너지를 계산한다. 상기 두 에너지계산기 103,104에 의해 계산된 결과는 이득조정기(GAIN ADAPTATION BLOCK) 105로 입력되어 이득조정되고, 톤검출기 106은 이 이득제어된 결과에 톤(TONE)이 존재하는지 유무를 검출한다. 이때 톤이 검출되는 경우 주파수교정버스트의 검출동작을 시작하게 된다. 타이머블럭(TIMER BLOCK) 107은 톤의 현재상태가 지속되는 시간길이를 측정하여 주파수교정버스트의 끝시간 인덱스를 검출한다. 상기 이득조정기 105와 폴조정기 102는 적응형 대역통과필터 101의 출력신호에 대한 이득계수 및 폴계수를 궤환시켜 적응형 대역통과필터 101의 이득과 폴을 조정한다. 아울러 폴조정기 102의 출력은 주파수교정버스트의 주파수오프셋을 측정하는 대역통과필터 110에도 궤환되어 필터의 폴을 조정한다.
다음에, 주파수교정버스트의 주파수오프셋을 측정하는 프로세스를 설명한다.
입력신호 Xn은 적응형 대역통과필터 101과 버퍼(SHIFT REGISTER BUFFER) 108에 입력된다. 주파수교정버스트 구간끝 인덱스를 검출하는 타이머블럭 107로부터 주파수교정버스트 검출신호가 전달되면, 주파수교정버스트 신호가 저장된 버퍼 108은 대역통과필터 110에 신호를 인가한다. 폴조정기 102에서 궤환된 폴계수로 조정된 대역통과필터 110의 대역은 주파수교정버스트의 주파수대역을 통과시키며, 이 대역통과필터 110의 영향으로 출력신호는 신호대잡음(Signal to Noise)지수가 좋아지게 된다. 이때 대역통과필터 110은 IIR(Infinite Impusle Response)필터로 이루어지며 하기의 수학식 1에 따른 필터링동작을 행한다.
상기 대역통과필터 110의 출력 Wn은 최소자승에러예측블럭(LEAST SQUARED ERROR ESTIMATE BLOCK) 109에 의해 최적의 위상이 측정된다. 이때 측정되는 수신 주파수교정버스트의 각주파수(radian frequency)는 하기의 수학식 2로 계산된다.
상기 최소자승에러예측블럭 109에 의해 측정되어 출력되는 주파수오프셋(FREQUENCY OFFSET)값은 상기 수학식 2의 각주파수 q*와 이상적인 주파수교정버스트의 각주파수인 π/2(67.5kHz)의 차이값으로부터 구해진다. 이렇게 구해진 주파수교정버스트의 주파수오프셋값은 이동국과 기지국간의 캐리어주파수 동기화 위해 이동국의 국부발진기(LOCAL OSCILLATOR)(도시하지 않음)로 입력되어 발진주파수가 제어된다.
한편 전술한 바와 같은 종래 기술에 따르면, 주파수교정버스트의 주파수대역을 통과시키기 위해 이용되는 대역통과필터 110에 대한 폴값은 폴조정기 102로부터 제공받고 있으며, 대역통과필터 110은 IIR형태로 구현되고 있음을 알 수 있다. 또한 주파수교정버스트의 주파수오프셋을 측정하기 위해서 최소자승에러예측방법을 이용하고 있음을 알 수 있다. 그러나 이러한 방식, 즉 IIR필터를 이용하고 최소자승에러예측방법은 신호처리에 있어서 매우 복잡할 뿐만 아니라 많은 계산량을 요구하는 단점이 있다.
따라서 본 발명의 목적은 TDMA 통신시스템에서 주파수교정버스트의 주파수에 대한 오프셋을 보다 간단하게 구하는 데 있다.
본 발명의 다른 목적은 TDMA 통신시스템에서 주파수교정버스트의 주파수에 대한 오프셋을 보다 빠르고 측정하는 데 있다.
본 발명의 또다른 목적은 TDMA 통신시스템에서 주파수교정버스트의 주파수 측정의 에러를 최소화하는 데 있다.
이러한 목적들을 달성하기 위한 본 발명은 주파수교정버스트 신호에 주파수교정버스트가 갖고 있는 이론적인 주파수 fcb를 곱하고, 주파수오프셋 측정의 에러를 최소화하기 위해 이동통신 환경에서 발생하는 도플러주파수 천이 및 이동국에서 사용하는 국부발진기의 오차허용도를 고려한 저대역통과필터를 설계하였으며, 또한 표본기를 이용하여 디지털신호처리 계산량을 대폭 감소시킴으로써 종래 기술에 비교해 빠른 속도로 주파수오프셋을 측정할 수 있으며, 상대적으로 복잡하지 않은 필터의 구조 및 간단한 주파수오프셋 계산 등으로 고성능의 디지털신호처리기가 소요되지 않아 하드웨어의 비용도 절감할 수 있다.
본 발명의 제1견지(aspect)에 따르면 TDMA 통신시스템에서 기지국으로부터 제공되는 주파수교정버스트를 기저대역으로 처리한 후 상기 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치는, 상기 기저대역의 주파수교정버스트를 입력하여 이 신호에 소정의 정현파주파수를 승산하는 승산기와, 상기 승산기의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터와, 상기 저역통과필터의 출력을 이용하여 상기 주파수교정버스트에 대한 위상을 계산하는 위상계산기와, 상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값으로부터 주파수오프셋을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어진다.
본 발명의 제2견지에 따른 주파수오프셋 측정장치는, 기저대역의 주파수교정버스트를 입력하여 이 신호에 소정의 정현파주파수를 승산하는 승산기와, 상기 승산기의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터와, 상기 저역통과필터의 출력을 이용하여 상기 주파수교정버스트에 대한 위상을 계산하는 위상계산기와, 상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값을 미리 설정된 위상값과 비교하여 주파수오프셋의 특성을 결정한 후 그 결정된 특성에 따른 주파수오프셋을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어진다.
본 발명의 제3견지에 따른 주파수오프셋 측정장치는, 기저대역의 주파수교정버스트에 대한 I(nT)신호와 Q(nT)신호 각각에 소정의 정현파주파수를 승산하여 I1(nT)신호와 Q1(nT)신호를 출력하는 승산기와, 상기 I1(nT)신호와 Q1(nT)신호를 입력하여 미리 설정된 차단주파수를 기준으로 하여 각각 저역통과필터링하여 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호를 출력하는 저역통과필터와, 상기 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호를 미리 설정된 표본율(M)에 따라 표본화하여 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호를 출력하는 표본기와, 상기 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호에 대한 평균위상값(Θav)을 계산하는 위상계산기와, 상기 평균위상값(Θav)을 미리 설정된 위상값과 비교하여 주파수오프셋의 특성을 결정한 후 그 결정된 특성에 따른 주파수오프셋(fo)을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어진다.
도 1은 종래 기술에 따른 기지국과 이동국간 주파수오프셋 측정장치의 구성을 보여주는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 주파수오프셋 측정장치의 구성을 보여주는 도면.
이하 본 발명의 바람직한 실시예의 상세한 설명이 첨부된 도면들을 참조하여 설명될 것이다. 하기에서 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고 후술되는 용어들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의내려진 용어들로서 이는 사용자 또는 칩설계자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로, 그 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
도 2는 본 발명에 따라 주파수교정버스트의 주파수오프셋을 측정하는 장치의 구성을 보여주는 도면이다. 이 장치의 동작은 TDMA 통신시스템의 기지국으로부터 송신한 주파수교정버스트가 이동국의 안테나, 듀플렉서(duplexer), RF수신기 및 A/D변환기를 통과한 후 기저대역(baseband)부에서 주파수교정버스트가 성공적으로 검출된 것을 전제로 한다.
도 2를 참조하면, 본 발명에 따른 장치는 위상연속천이(CPSK)방식으로 변조된 주파수교정버스트(FCB)의 디지털신호인 I(Inphase)신호, Q(Quadrature)신호를 입력으로 한다. 승산기 201 및 202는 각각 상기 I(nT)신호와 Q(nT)신호를 입력하여 주파수발진기(Oscillator) 203에서 발진된 주파수교정버스트의 정현파주파수 fcb와 승산하여 I1(nT)신호와 Q1(nT)신호를 출력한다. 이 승산결과는 이동국의 RF수신부에서 사용한 국부발진기의 발진주파수 허용도 및 도플러 주파수천이를 고려하여 설계된 저역통과필터(Low Pass Filter) 204로 인가되어 필터링된 후 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호로서 출력된다. 표본기(Sampler) 205는 상기 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호를 입력하여 적당한 간격으로 샘플링하여 샘플링된 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호를 출력한다. 위상계산기 206는 상기 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호에 대한 위상을 계산하여 계산결과값 Θav를 출력하고, 주파수오프셋 계산기 207은 상기 계산결과값 Θav를 입력하여 주파수오프셋을 계산한 후 계산결과값 fo를 출력한다. 이렇게 계산된 주파수오프셋 fo는 D/A변환기 208에 의해 아날로그값 Va로 변환되고, 저역통과필터 209에 의해 필터링되어 Vc로 출력된다. 이 저역통과필터 209로부터 출력되는 필터링결과값 Vc는 캐리어주파수의 오프셋을 보정할 수 있는 전압으로 전압제어발진기(Voltage Controlled Oscillator) 210으로 인가된다. 그러면 결과적으로 전압제어발진기 210은 상기 필터링결과값 Vc에 제어되는 주파수를 발진하여 RF송수신부 211로 인가함으로써 캐리어주파수의 오프셋이 보정되도록 한다.
다시 도 2를 참조하면, 입력신호 I(nT)와 Q(nT)는 이동국에서 안테나, 듀플렉서, RF수신기 및 A/D변환기를 통과한 위상연속천이 방식으로 변조된 기저대역의 디지털신호로 1비트당 1샘플값을 갖는다. 이 신호 I(nT)와 Q(nT)는 이동국이 기지국과 통신을 위해서 기지국에서 주기적으로 송신한 순수 정현파주파수(67.5KHz)특성을 갖는 주파수교정버스트에 해당하는 신호로, 이동통신채널의 다중경로 페이딩(multipath fading)과 가산성 백색 가우시안잡음(additive white gaussian noise)이 섞여 있는 신호이다. 이때 I(nT)신호와 Q(nT)신호는 서로 90도(°)의 위상차이를 갖는 동일한 신호이다.
승산기 201 및 202의 출력신호 I1(nT)과 Q1(nT)은 I(nT)신호와 Q(nT)신호가 주파수교정버스트의 정현파주파수인 fcb와 각각 승산된 후 출력되는 신호로 거의 DC에 가까운 특성을 갖는다.
저역통과필터 204의 출력신호 I2(nT)와 Q2(nT)는 I1(nT) 및 Q1(nT)신호의 대역외 잡음이 제거된 신호로, 신호 대 잡음지수(Signal to Noise Ratio)가 우수한 신호특성을 갖는다. 이때 저역통과필터 204의 3dB차단주파수는 이동국의 RF수신기에 사용된 국부발진기의 오차허용도를 r[ppm], 도플러주파수천이를 fp, 국부발진주파수를라 할 때 (r×)+ fp으로 결정된다.
표본기 205는 입력되는 비트당 하나의 샘플신호 I2(nT)와 Q2(nT)를 표본율 M값으로 샘플링하여 샘플링된 I3(nMT)와 Q3(nMT)를 출력한다. 이때 표본율 M값은 10에서 20의 범위내에서 설정가능하다. 이러한 표본기 205는 주파수교정버스트의 위상계산 및 주파수오프셋 계산량을 줄이기 위해 구비된 구성요소이다.
위상계산기 206은 상기 I3(nMT)와 Q3(nMT)을 입력한 후 하기의 수학식 3에 따라 각 샘플의 위상을 구하고, 수학식 4를 이용하여 주파수교정버스트에 대한 평균위상을 측정한다. 하기에서 Θi 및 Θav의 단위는 라디안(radian)이며, 그 값은 -π ≤ Θi,Θav <π의 범위를 갖는다.
주파수오프셋 계산기 207은 입력되는 주파수교정버스트에 대한 평균위상 Θav가 π보다 크면 부(negative)의 주파수오프셋 특성을 나타내며, π보다 작으면 정(positive)의 주파수오프셋 특성을 나타낸다. 전자의 경우 주파수오프셋 계산기 207에 의해 계산되는 주파수오프셋의 값은 하기의 수학식 5에 따라 결정되며, 후자의 경우 주파수오프셋 계산기 207에 의해 계산되는 주파수오프셋의 값은 하기의 수학식 6에 따라 결정된다. 하기에서 T는 한 비트의 시간주기를 나타낸다.
주파수오프셋 계산기 207에 의해 측정된 디지털의 주파수오프셋값 fo는 D/A변환기 208에 의해 아날로그신호값 Va로 변환된 후 저역통과필터 209로 인가된다. 저역통과필터 209는 상기 아날로그신호값 Va를 입력하여 필터링된 전압값 Vc를 출력한다. 이 전압값 Vc는 전술한 바와 같이 이동국의 전압제어발진기 210으로 인가되어 측정한 주파수오프셋의 보정하도록 제어된 후 RF송수신부 211로 인가된다. 그러므로 RF송수신부 211는 상기 전압제어발진기 210으로부터의 출력에 따라 기지국의 캐리어주파수와 동기된 신호를 안테나 Ant를 통해 송수신한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 본 발명은 주파수교정버스트 신호에 주파수교정버스트가 갖고 있는 이론적인 주파수 fcb를 곱하고, 주파수오프셋 측정의 에러를 최소화하기 위해 이동통신 환경에서 발생하는 도플러주파수 천이 및 이동국에서 사용하는 국부발진기의 오차허용도를 고려한 저대역통과필터를 설계하였으며, 또한 표본기를 이용한다. 이에 따라 디지털신호처리의 계산량을 대폭 감소시킴으로써 종래 기술에 비교해 빠른 속도로 주파수오프셋을 측정할 수 있으며, 상대적으로 복잡하지 않은 필터의 구조 및 간단한 주파수오프셋 계산 등으로 고성능의 디지털신호처리기가 소요되지 않아 하드웨어의 비용도 절감하는 이점이 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 않되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
Claims (14)
- 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국으로부터 제공되는 주파수교정버스트를 기저대역으로 처리한 후 상기 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치에 있어서,상기 기저대역의 주파수교정버스트를 입력하여 이 신호에 소정의 정현파주파수를 승산하는 승산기와,상기 승산기의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터와,상기 저역통과필터의 출력을 이용하여 상기 주파수교정버스트에 대한 위상을 계산하는 위상계산기와,상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값으로부터 주파수오프셋을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어짐을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제1항에 있어서, 상기 저역통과필터와 상기 위상계산기의 사이에 접속되며, 상기 저역통과필터의 출력을 미리 설정된 표본율에 따라 표본화하여 상기 위상계산기로 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제1항에 있어서, 상기 승산기는, 상기 기저대역의 주파수교정버스트에 상기 기지국으로부터 송신된 주파수교정버스트에 대한 정현파주파수를 승산하여 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국으로부터 제공되는 주파수교정버스트를 기저대역으로 처리한 후 상기 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치에 있어서,상기 기저대역의 주파수교정버스트를 입력하여 이 신호에 소정의 정현파주파수를 승산하는 승산기와,상기 승산기의 출력을 저역통과필터링하는 저역통과필터와,상기 저역통과필터의 출력을 이용하여 상기 주파수교정버스트에 대한 위상을 계산하는 위상계산기와,상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값을 미리 설정된 위상값과 비교하여 주파수오프셋의 특성을 결정한 후 그 결정된 특성에 따른 주파수오프셋을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어짐을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제4항에 있어서, 상기 주파수오프셋 계산기는 상기 위상계산기에 의해 계산된 평균위상값이 상기 설정된 위상값보다 작은 경우에는 정(positive)의 주파수오프셋으로 결정한 후 그에 따른 주파수오프셋을 계산하고, 상기 설정된 위상값보다 큰 경우에는 부(negative)의 주파수오프셋으로 결정한 후 그에 따른 주파수오프셋을 계산하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제4항에 있어서, 상기 승산기는, 상기 기저대역의 주파수교정버스트에 상기 기지국으로부터 송신된 주파수교정버스트에 대한 정현파주파수를 승산하여 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제4항 내지 제6항중의 어느 한 항에 있어서, 상기 저역통과필터와 상기 위상계산기의 사이에 접속되며, 상기 저역통과필터의 출력을 미리 설정된 표본율에 따라 표본화하여 상기 위상계산기로 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국으로부터 제공되는 주파수교정버스트를 기저대역으로 처리한 후 상기 기지국과 이동국간 캐리어주파수의 오프셋을 측정하는 장치에 있어서,상기 기저대역의 주파수교정버스트에 대한 I(nT)신호와 Q(nT)신호 각각에 소정의 정현파주파수를 승산하여 I1(nT)신호와 Q1(nT)신호를 출력하는 승산기와,상기 I1(nT)신호와 Q1(nT)신호를 입력하여 미리 설정된 차단주파수를 기준으로 하여 각각 저역통과필터링하여 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호를 출력하는 저역통과필터와,상기 I2(nT)신호와 Q2(nT)신호를 미리 설정된 표본율(M)에 따라 표본화하여 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호를 출력하는 표본기와,상기 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호에 대한 평균위상값(Θav)을 계산하는 위상계산기와,상기 평균위상값(Θav)을 미리 설정된 위상값과 비교하여 주파수오프셋의 특성을 결정한 후 그 결정된 특성에 따른 주파수오프셋(fo)을 계산하는 주파수오프셋 계산기로 이루어짐을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제8항에 있어서, 상기 승산기는, 상기 I(nT)신호와 Q(nT)신호 각각에 상기 기지국으로부터 송신된 주파수교정버스트에 대한 정현파주파수(fcb)를 승산하여 출력하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제8항에 있어서, 상기 저역통과필터의 차단주파수는, 상기 이동국의 RF수신기의 국부발진기의 오차허용도를 r[ppm], 도플러주파수천이를 fp, 국부발진주파수를라 할 때 (r×)+ fp로서 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제8항에 있어서, 상기 위상계산기는, 상기 I3(nMT)신호와 Q3(nMT)신호에 대한 평균위상값(Θav)은 하기의 수학식에 의해 결정되는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.[수학식 3][수학식 4]상기 수학식3, 4에서 -π<Θi, Θav<π.
- 제8항에 있어서, 상기 주파수오프셋 계산기는, 상기 평균위상값(Θav)이 상기 설정된 위상값보다 작은 경우에는 정(positive)의 주파수오프셋으로 결정한 후 그에 따른 주파수오프셋을 계산하고, 상기 설정된 위상값보다 큰 경우에는 부(negative)의 주파수오프셋으로 결정한 후 그에 따른 주파수오프셋을 계산하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제12항에 있어서, 상기 주파수오프셋 계산기는, 상기 평균위상값(Θav)이 상기 설정 위상값 π보다 작은 경우에는 정의 주파수오프셋으로 결정하고, 상기 설정 위상값 π보다 큰 경우에는 부의 주파수오프셋으로 결정한 후 그에 따른 주파수 오프셋을 계산하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.
- 제13항에 있어서, 상기 주파수오프셋 계산기는 상기 평균위상값(Θav)에 대한 정의 주파수오프셋으로 결정된 경우에는 하기의 수학식5에 따라 주파수오프셋을 계산하고, 음의 주파수오프셋으로 결정된 경우에는 하기의 수학식6에 따라 주파수오프셋을 계산하는 것을 특징으로 하는 주파수오프셋 측정장치.[수학식 5][수학식 6]상기 수학식5, 6에서 T는 비트시간.
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---|---|---|---|
KR1019960070539A KR100193859B1 (ko) | 1996-12-23 | 1996-12-23 | 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국과 이동국간 주파수오프셋 측정장치 |
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KR1019960070539A KR100193859B1 (ko) | 1996-12-23 | 1996-12-23 | 시분할다원접속 통신시스템에서 기지국과 이동국간 주파수오프셋 측정장치 |
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KR100933162B1 (ko) * | 2006-07-14 | 2009-12-21 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템에서 동기 획득을 위한 주파수 버스트 탐색방법 및 장치 |
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- 1996-12-23 KR KR1019960070539A patent/KR100193859B1/ko not_active IP Right Cessation
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