KR0136504Y1 - Over-current protective circuit - Google Patents

Abstract

이 고안은 과전류 방지회로에 관한 것으로서, 1차 권선측으로 인가된 전압이 권선비에 따라서 2차 권선측으로 유도되는 동시에 구동 권선측으로 유도된 전압이 스위칭 수단으로 인가됨에 의하여 자려발진을 하는 한편 과전류 검출수단이 구성되어 과전류 검출시 전압 유도가 되지 않도록 스위칭하는 과전류 방지회로에 있어서, 상기 스위칭 수단이 턴온되는 순간 스위칭을 조절하여 과도 특성을 감쇄하는 소프트 스위칭 수단과, 상기 1차 권선을 통하여 상기 스위칭 수단에 인가되는 전압을 차폐하여 상기 스위칭 수단의 스위칭 시간을 줄이는 스위칭 로스 저감 수단으로 구성됨으로써, 소프트 스타트와 스위칭 로스를 저감하여 전력 효율을 개선시킬 수 있다. 이것은 모든 전원부의 전력 효율 상승을 위하여 사용될 수 있다.The present invention relates to an overcurrent prevention circuit, in which the voltage applied to the primary winding side is induced to the secondary winding side according to the winding ratio, and at the same time, the overcurrent detecting means is generated by applying the voltage induced to the driving winding side to the switching means. An overcurrent protection circuit configured to switch so as not to induce voltage during overcurrent detection, comprising: soft switching means for attenuating transient characteristics by controlling switching at the moment when the switching means is turned on, and applying to the switching means through the primary winding The switching loss reducing means reduces the switching time of the switching means by shielding the voltage, thereby reducing the soft start and the switching loss, thereby improving power efficiency. This can be used to increase the power efficiency of all power supplies.

Description

과전류 방지회로Overcurrent Protection Circuit

제 1 도는 종래의 과전류 방지회로를 나타내는 회로도,1 is a circuit diagram showing a conventional overcurrent prevention circuit,

제 2 도는 이 고안에 따른 과전류 방지회로의 일실시예를 나타내는 회로도.2 is a circuit diagram showing one embodiment of an overcurrent prevention circuit according to the present invention.

제 3 도는 소프트 스타트를 나타내기 위한 파형도로서,3 is a waveform diagram illustrating a soft start,

(a)는 종래의 스위칭용 트랜지스터의 과도 응답 특성을 나타내는 스위칭 파형도.(a) is a switching waveform diagram which shows the transient response characteristic of the conventional switching transistor.

(b)는 스위칭용 트랜지스터의 콜렉터 전류를 나타내는 파형도.(b) is a waveform diagram which shows the collector current of a switching transistor.

(c)는 스위칭용 트랜지스터의 개선된 응답 특성을 나타내는 스위칭 파형도.(c) is a switching waveform diagram showing improved response characteristics of the switching transistor.

제 4 도는 로스 저감을 나타내기 위한 파형도로서,4 is a waveform diagram illustrating loss reduction.

(a)는 종래의 스위칭용 트랜지스터의 로스를 설명하기 위한 파형도.(a) is a waveform diagram for explaining the loss of a conventional switching transistor.

(b)는 스위칭용 트랜지스터의 로스가 개선된 파형도 이다.(b) is a waveform diagram in which the loss of the switching transistor is improved.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings

20 : 로스 저감부 40 : 소프트 스타트부20: Loss reduction part 40: Soft start part

C1∼C5 : 콘덴서 D1∼D4 : 다이오드C1 to C5: capacitors D1 to D4: diodes

ZD1 : 제너 다이오드 R1∼R9 : 저항ZD1: Zener Diodes R1 to R9: Resistance

PD : 포토 다이오드 PQ : 포토 트랜지스터PD: photodiode PQ: phototransistor

Ra : 접지저항 Rd : 기동저항Ra: Ground Resistance Rd: Starting Resistance

Q1∼Q4 : 트랜지스터Q1 to Q4: transistor

이 고안은 과전류 방지회로에 관한 것으로서, 전력변환을 이용한 전원회로에 있어서 2차측의 부하조건이 과도할 때 흐르는 전류의 양을 검출하여 1차측을 피드백 제어함으로써 전력변환의 효율을 향상시키는 과전류 방지회로에 관한 것이다.The present invention relates to an overcurrent prevention circuit. An overcurrent prevention circuit that detects an amount of current flowing when a load condition on the secondary side is excessive in a power supply circuit using power conversion and improves the efficiency of power conversion by feedback control of the primary side. It is about.

일반적으로 전력 변환을 위하여 구성된 회로는 많다. 그중 일명 자력식 플라이 백 컨버터라고 불리우는 링잉 쵸크 컨버터(Ringing Choke Converter : 이하 RCC라 함)는 회로 구성이 간단하고, 저렴한 가격으로 제작이 가능하며, 또한 자려 발진동작이므로 보조 제어회로가 불필요하다. 그리고 입력 전압이나 출력 전류의 변화에 따라 동작 주파수가 변한다.In general, there are many circuits configured for power conversion. Among them, the ringing choke converter (hereinafter referred to as RCC), called a magnetic flyback converter, has a simple circuit configuration, can be manufactured at a low price, and is also a self-oscillating operation, so that an auxiliary control circuit is unnecessary. The operating frequency changes in response to changes in input voltage or output current.

이상과 같은 특징을 가진 과전류 방지회로의 일반적인 종래의 회로도는 제 1 도에 도시되어 있는데, 1차측 권선(P)과 2차측 권선(S) 및 구동 권선(B)으로 구성되어 있다.A general conventional circuit diagram of an overcurrent prevention circuit having the above characteristics is shown in FIG. 1, which is composed of a primary winding P, a secondary winding S, and a drive winding B. As shown in FIG.

먼저, 입력되는 전압은 상용 교류 전원의 전압을 직접 정류하고 필터링하여 얻어지는 직류 전압이다. 이와 같은 입력전압(Vin)은 접지 된 콘덴서(C1)에 의하여 평활 되어 기동저항(Rd)으로 인가되는 한편 1차측 권선(P)의 일측으로 인가된다.First, the input voltage is a DC voltage obtained by directly rectifying and filtering the voltage of a commercial AC power supply. The input voltage Vin is smoothed by the grounded capacitor C1 and applied to the starting resistor Rd while being applied to one side of the primary winding P.

입력전압(Vin)이 인가되면, 먼저 기동저항(R₄)을 통하여 기동전류가 흘러 트랜지스터(Q1)의 베이스에 저압이 인가된다. 따라서 트랜지스터(Q1)는 베이스와 에미터의 사이에 활성영역에 해당하는 하이의 전압이 인가되면 턴-온 된다. 트랜지스터(Q1)가 턴-온 되면 트랜스포머의 1차 권선(P)의 일측에 전압이 인가됨과 동시에 2차 및 구동 권선(B)에 전압이 유도된다.When the input voltage Vin is applied, a starting current flows first through the starting resistor R ₄ to apply a low voltage to the base of the transistor Q1. Therefore, the transistor Q1 is turned on when a high voltage corresponding to the active region is applied between the base and the emitter. When the transistor Q1 is turned on, a voltage is applied to one side of the primary winding P of the transformer and a voltage is induced to the secondary and the driving winding B.

한편 다이오드(D1)k에 의하여 권선(B)에 유도된 전압이 정류되고, 콘덴서(C2)에 의하여 평활 되어 트랜지스터(Q1)에 인가됨에 따라서 트랜지스터(Q1)는 계속 하이 상태를 유지한다. 이때 1차 권선(P)의 저항에 비하여 기동저항(Rd)의 저항값이 상당히 크므로 기동저항(Rd)으로는 전류가 거의 흐르지 않게 된다.Meanwhile, as the voltage induced in the winding B by the diode D1k is rectified, smoothed by the capacitor C2, and applied to the transistor Q1, the transistor Q1 remains high. At this time, since the resistance value of the starting resistor Rd is considerably larger than the resistance of the primary winding P, almost no current flows to the starting resistor Rd.

그리고 제 3 도의 (나)에 도시된 바와 같이 일단 트랜지스터(Q1)가 오프 상태에서 콜렉터측에 전류가 계속 인가되어 증가하게됨에 따라서 결국 트랜지스터(Q1)의 설계상의 한정치를 초과하게 되면 베이스전류가 트랜지스터(Q1)의 포화 상태를 유지하지 못하게 되어 콜렉터 에미터간 전압이 커지면서 제 1 차 권선 및 구동 권선의 전압이 내려가서 트랜지스터(Q1)의 급속한 오프 상태를 유도한다.As shown in (b) of FIG. 3, when the transistor Q1 is turned off and the current is continuously applied to the collector side, the base current is increased when the transistor exceeds the design limit of the transistor Q1. It is not possible to maintain the saturation state of Q1, and as the voltage between the collector emitters increases, the voltages of the primary winding and the driving winding are lowered to induce a rapid off state of the transistor Q1.

따라서 트랜지스터(Q1)가 오프되면 입력전압이 차단되고 초기 상태와 동일한 상태로 된다. 그러면 다시 입력전압이 기동저항(Rd)을 통하여 트랜지스터(Q1)의 베이스에 인가되어 트랜지스터(Q1)를 턴-온 한다. 이러한 반복 동작에 의하여 트랜지스터(Q1)는 온/오프 동작을 반복하여 발진이 계속된다.Therefore, when the transistor Q1 is turned off, the input voltage is cut off and is in the same state as the initial state. Then, the input voltage is again applied to the base of the transistor Q1 through the starting resistor Rd to turn on the transistor Q1. By this repetitive operation, the transistor Q1 repeats the on / off operation and continues oscillation.

한편 2차측 권선(S)에서는 1차측 권선 에서 전압이 인가되면 1차측과 2차측에 감긴 권선의 비에 따라서 전압이 유도된다. 상기 2차측에 유도된 전압은 다이오드(D4)에 의하여 정류되며 콘덴서(C5)에 의하여 평활 되어 출력전압(Vout)으로 출력된다.On the other hand, in the secondary winding S, when a voltage is applied from the primary winding, the voltage is induced according to the ratio of the winding wound on the primary side and the secondary side. The voltage induced on the secondary side is rectified by the diode D4, smoothed by the capacitor C5, and output as the output voltage Vout.

그러나 이상에서 설명된 과정 중 트랜지스터(Q1)가 오프에서 온 상태 즉 콜렉터 에미터간의 전압이 로우에서 하이상태로 변환할 때 초기상태에 불안정한 과도한 전압이 발생하거나, 입력전압(Vin)이 설정치 이상으로 인가되거나, 또는 출력 측의 부하가 과부하일 경우에는 2차측에서 출력전압(Vout)이 설정치 이상으로 과도하게 되거나 과전류가 발생하게 된다. 이러한 불안정한 파형으로 인하여 제 2 차 권선(S)에 과전압이 발생되는 경우가 종종 발생하였다.However, during the process described above, when the transistor Q1 is turned off, that is, when the voltage between the collector emitters transitions from low to high, an unstable excessive voltage is generated in the initial state, or the input voltage Vin exceeds the set value. When the load is applied or the load on the output side is overloaded, the output voltage Vout becomes excessive on the secondary side or exceeds the set value or an overcurrent occurs. Due to this unstable waveform, overvoltage is often generated in the secondary winding S.

이러한 과전압을 검출하여 제어하는 것에 대하여 설명하면, 1차 권선(P)으로부터 유도된 2차측 전압은 먼저 다이오드(D4)에 인가되고, 다이오드(D4)에서는 인가된 파형이 정류되고 콘덴서(C5)에서 정류된 파형이 평활 된다. 상기 평활된 직류전압이 출력되고 동시에 저항(R6)을 통하여 제너 다이오드(ZD1)에 인가된다. 제너 다이오드(ZD1)의 동작 특징은 특정전압 이하의 전압이 인가되면 도통되지 않고, 특정전압 이상이 인가되면 특정전압을 초과하는 만큼 항복전압이 발생되어 이를 도통시킨다.The detection and control of such an overvoltage will be described. First, the secondary voltage induced from the primary winding P is first applied to the diode D4, and at the diode D4, the applied waveform is rectified and the capacitor C5 is applied. The rectified waveform is smoothed. The smoothed DC voltage is output and simultaneously applied to the zener diode ZD1 through a resistor R6. The operation characteristic of the Zener diode ZD1 is not conducting when a voltage below a specific voltage is applied, and when a voltage above a specific voltage is applied, a breakdown voltage is generated and conducts as much as the specific voltage is exceeded.

한편 출력되는 전압이 저항(R8)과 저항(R9)에도 인가되어 트랜지스터(Q4)의 베이스에 하이의 전압이 인가된다. 이때 저항(R8)과 저항(R9)의 값은 출력되는 전압이 과부하 조건일 경우 베이스에 하이의 전압을 인가하기 적당한 정도로 설계된다.Meanwhile, the output voltage is also applied to the resistors R8 and R9 so that a high voltage is applied to the base of the transistor Q4. At this time, the values of the resistors R8 and R9 are designed to be suitable to apply a high voltage to the base when the output voltage is an overload condition.

출력되는 전압이 과전압 상태이면 저항(R6)을 통하여 과전압이 제너 다이오드(ZD1)가 도통되면 저항(R7)과 포토 커플러의 포토 다이오드(PD)가 발광하여 동일 포토 커플러의 포토 트랜지스터(PQ)로 피드백한다. 이때 저항(R7)은 출력 전압에 따른 포토 다이오드(PD)의 빛의 세기를 적당하게 조정하게 조정하기 위한 전류 제어용이다. 그리고 포토 커플러는 발광부인 포터 다이오드(PD)와 수광부인 포토 프랜지스터(PQ)로 구성되어 있다.When the output voltage is in the overvoltage state, when the zener diode ZD1 conducts through the resistor R6, the resistor R7 and the photodiode PD of the photocoupler emit light to feed back to the phototransistor PQ of the same photocoupler. do. In this case, the resistor R7 is for controlling current to appropriately adjust the light intensity of the photodiode PD according to the output voltage. The photo coupler includes a port diode (PD) as a light emitting unit and a photo transistor (PQ) as a light receiving unit.

상기 포토 다이오드(PD)로부터 발광된 빛은 포토 커플러의 수광부인 포토 트랜지스터(PQ)의 베이스에 인가된다. 따라서 포토 트랜지스터(PQ)의 베이스에 인가되는 빛의 세기에 따라서 포토 트랜지스터(PQ)는 턴-온 된다. 그 결과고 트랜지스터(Q2)의 베이스 전위는 로우 상태로 유지하고, 따라서 트랜지스터(Q2)는 턴-온 되어 트랜지스터(Q1)는 오프된다. 상기 트랜지스터(Q1)가 오프됨에 따라서 1차 권선(P)에는 전류가 흐르지 않게 된다.Light emitted from the photodiode PD is applied to the base of the phototransistor PQ, which is a light receiving portion of the photocoupler. Therefore, the photo transistor PQ is turned on according to the intensity of light applied to the base of the photo transistor PQ. As a result, the base potential of transistor Q2 remains low, so transistor Q2 is turned on and transistor Q1 is turned off. As the transistor Q1 is turned off, no current flows in the primary winding P. FIG.

이와 같이 과전압이 입력되면 트랜스포머의 1차측에 인가되는 전압을 차단하여 과전압이 출력단(Vout)으로 출력되는 것을 방지하였다.As such, when the overvoltage is input, the voltage applied to the primary side of the transformer is cut off to prevent the overvoltage from being output to the output terminal Vout.

그러나 이상과 같이 구성된 종래의 과전압 방지회로는 2차측 출력변동폭에 대하여 전압 변동량만 단순히 피드백하여 이를 제어하도록 구성되어 있다. 따라서 트랜지스터(Q1)의 베이스에 로우에서 하이로 전압이 인가될 때 발생하는 과도응답특성이 고려되지 않았다.However, the conventional overvoltage protection circuit configured as described above is configured to simply feed back the voltage variation with respect to the secondary output variation width to control it. Therefore, the transient response that occurs when a low to high voltage is applied to the base of the transistor Q1 is not considered.

이와 같은 과도 응답 특성에 대하여 트랜지스터(Q1)의 콜렉터 에미터간의 전압을 나타내는 제 3 도의 (a)를 참조하여 설명하면, 도시된 바와 같이 트랜지스터(Q1)의 베이스와 콜렉터사이에 하이의 전압이 인가되어 콜렉터 에미터간의 전압이 로우에서 하이로 인가될 때 즉 트랜지스터(Q1)가 오프상태에서 온 상태로 될 때, 순간적인 전압인가로 인한 과도응답이 발생하여 파선 내에 나타난 바와 같은 불안정한 모양의 리플 형태의 파형이 발생되다. 이와 같이 불안정한 모양의 리플 파형은 서지 전압(Surge-Voltage)으로서 노이즈 성분이 된다. 이러한 노이즈 성분이 신호계 회로부분 특히 오디오와 비디오 신호를 처리하는 부분에 인가되면 노이즈 성분의 증폭으로 인하여 치명적인 손상을 가져올 수 있다.This transient response characteristic will be described with reference to FIG. 3A, which shows the voltage between the collector emitters of the transistor Q1, and a high voltage is applied between the base and the collector of the transistor Q1 as shown. When the voltage between collector emitters is applied from low to high, that is, when transistor Q1 is turned from off to on, transient response occurs due to instantaneous voltage application, resulting in an unstable ripple shape as shown in the broken line. Waveform is generated. Such an unstable ripple waveform is a noise component as a surge voltage. If such noise component is applied to the signal system circuit part, in particular, the part that processes the audio and video signal, it may cause fatal damage due to amplification of the noise component.

한편으로는 트랜지스터(Q1)의 콜렉터와 에미터간의 전압이 하이상태에서 로우상태로 되거나 로우상태에서 하이상태로 변환하는데 있어서 변환시간이 길어서 이에 따른 로스가 생기게 된다. 이를 제 4 도의 (a)를 참조하여 구체적으로 설명하면, 트랜지스터(Q1)의 에미터와 콜렉터간의 전압이 로우상태에서 하이상태로 되는 라이징 타임 때나 하이상태에서 로우상태로 되는 폴링타임때 도시된 바와 같이 와만한 경사를 가지게 된다. 따라서 라이징 타임과 폴링 타임에 해당하는 시간만큼 로스가 발생된다.On the other hand, when the voltage between the collector and the emitter of the transistor Q1 goes from the high state to the low state or from the low state to the high state, the conversion time is long, resulting in a loss. This will be described in detail with reference to FIG. 4A, when the voltage between the emitter and the collector of the transistor Q1 is at the rising time from the low state to the high state or at the falling time from the high state to the low state. It will have a slope to come together. Therefore, the loss is generated by the time corresponding to the rising time and the polling time.

이상에서 설명된 바와 같이 트랜지스터(Q1)의 스위칭에 있어서 불안정한 출력특성을 인하여 소프트 스타트가 힘들었고, 스위칭 로스로 인하여 전력변환 효율이 저하되었다. 이와 같이 전력변환 효율이 떨어짐으로써 적정의 전원을 공급하는데 있어서 문제가 있었다.As described above, the soft start is difficult due to the unstable output characteristics of the switching of the transistor Q1, and the power conversion efficiency is lowered due to the switching loss. As such, there is a problem in supplying proper power due to the decrease in power conversion efficiency.

이 고안은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 이 고안의 목적은 1차측 권선으로부터 2차측 권선으로 전압을 유도하기 위하여 스위칭용으로 구성된 트랜지스터의 과도응답 특성과 스위칭 로스를 줄이기 위한 보정회로를 구성함으로써 전력변환 효율을 향상시키는 과전류 방지회로를 구성하는 점에 있다.The object of the present invention is to solve the above problems, and an object of the present invention is to construct a compensation circuit for reducing the switching loss and the transient response of a transistor configured for switching to induce a voltage from the primary winding to the secondary winding. Thus, there is provided an overcurrent prevention circuit for improving power conversion efficiency.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 이 고안에 따른 과전류 방지회로의 특징은, 1차 권선측으로 인가된 전압이 권선비에 따라서 2차 권선측으로 유도되는 동시에 구동 권선측으로 유도된 전압이 스위칭 수단으로 인가됨에 의하여 자려발진을 하는 한편 과전류 검출수단이 구성되어 과전류 전압 유도가 되지 않도록 스위칭하는 과전류 방지회로에 있어서, 상기 스위칭 수단이 턴온되는 순간 스위칭을 조절하여 과도 응답 특성을 개선시키는 소프트 스위칭 수단과, 상기 1차 권선을 통하여 상기 스위칭 수단에 인가되는 전압을 차폐하여 상기 스위칭 수단의 스위칭 시간을 줄이는 스위칭 로스 저감 수단으로 구성된 점에 있다.A feature of the overcurrent protection circuit according to the present invention for achieving the above object is that the voltage applied to the primary winding side is induced to the secondary winding side according to the winding ratio, and the voltage induced to the driving winding side is applied to the switching means. An over-current protection circuit for generating self-oscillation and switching the overcurrent detection means to prevent overcurrent voltage induction, comprising: soft switching means for adjusting transient switching when the switching means is turned on to improve transient response characteristics; It is composed of a switching loss reducing means for reducing the switching time of the switching means by shielding the voltage applied to the switching means through the winding.

이하, 이 고안에 따른 과전류 방지회로의 바람직한 하나의 실시예를 첨부 도면을 참조하여 상세히 설명한다.Hereinafter, a preferred embodiment of the overcurrent protection circuit according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

제 2 도는 이 고안에 따른 과전류 방지회로를 나타내는 회로도이다.2 is a circuit diagram showing an overcurrent prevention circuit according to the present invention.

여기에서 1차측과 2차측은 제 1 도에 구성된 바와 동일하나, 구동권선측에 있어서 트랜지스터(Q1)의 과도 응답 특성과 스위칭 로스를 보정하기 위하여 추가로 트랜지스터(Q2)와 트랜지스터(Q3)가 구성되었고, 또 로스 저감부(20)와 소프트 스타트부(40)가 구성되었다.Here, the primary side and the secondary side are the same as those shown in FIG. 1, but the transistor Q2 and the transistor Q3 are additionally configured to correct the transient response characteristic and the switching loss of the transistor Q1 on the drive winding side. Moreover, the loss reduction part 20 and the soft start part 40 were comprised.

추가된 부분의 구성에 대하여 상세하게 설명하면, 트랜지스터(Q2)의 에미터는 트랜지스터(Q1)의 베이스에 연결되어 있고, 트랜지스터(Q2)의 콜렉터는 트랜지스터(Q1)의 에미터와 접지저항(Ra) 사이에 연결되어 있으며, 트랜지스터(Q2)의 베이스는 저항(R1)과 트랜지스터(Q3)의 콜렉터사이에 연결되어 있다. 또 트랜지스터(Q3)의 에미터는 접지 되어 있으며 트랜지스터(W3)의 베이스는 저항(R2)과 역방향으로 연결된 다이오드(D2) 사이에 연결되어 있다. 로스 저감부(20)는 콘덴서(C3)와 저항(R2)과 접지 된 역방향의 다이오드(D2)가 직렬연결로 구성되어 1차측의 다른 일측에 연결되어 있다.The configuration of the added portion will be described in detail. The emitter of the transistor Q2 is connected to the base of the transistor Q1, and the collector of the transistor Q2 is connected to the emitter of the transistor Q1 and the ground resistance Ra. The base of the transistor Q2 is connected between the resistor R1 and the collector of the transistor Q3. In addition, the emitter of the transistor Q3 is grounded, and the base of the transistor W3 is connected between the resistor R2 and the diode D2 connected in the reverse direction. The loss reduction unit 20 has a condenser C3, a resistor R2, and a grounded reverse diode D2 connected in series and connected to the other side of the primary side.

포토 커플러 내부에 있는 포토 트랜지스터(PQ)의 콜렉터와 트랜지스터(Q3)의 사이에는 저항(R5)이 연결되어 있으며, 포토 트랜지스터(PQ)의 에미터와 2차 권선의 일측에 구성된 순방향의 다이오드(D1)의 사이에는 저항(R3)과 저항(R4)이 직렬로 연결되어 있고, 저항(R3)과 저항(R4)에 병렬로 다이오드(D3)가 연결되어 있으며, 2차 권선의 다른 일측과 포토 트랜지스터(PQ)의 에미터 사이에는 콘덴서(C4)가 연결되어 있다. 소프트 스타트부(40)는 저항(R3)과 저항(R4)과 다이오드(D4) 그리고 콘덴서(C4)로 구성된다.A resistor R5 is connected between the collector of the photo transistor PQ in the photo coupler and the transistor Q3, and a forward diode D1 configured on one side of the emitter and the secondary winding of the photo transistor PQ. The resistor R3 and the resistor R4 are connected in series, and the diode D3 is connected in parallel with the resistor R3 and the resistor R4, and the other side of the secondary winding and the phototransistor are connected. The capacitor C4 is connected between the emitters of PQ. The soft start unit 40 includes a resistor R3, a resistor R4, a diode D4, and a capacitor C4.

이상에 설명된 바와 같이 과도 응답 특성을 억제한 소프트 스타트와 하이 상태에서 로우 상태 또는 로우 상태에서 하이 상태로 되는 시간을 줄이기 위한 스위칭-로스를 저감시키기 위하여 트랜지스터(Q2)와 트랜지스터(Q3) 그리고 소프트 스타트부(40) 및 로스 저감부(20)가 추가로 구성됨에 따른 동작을 설명한다.As described above, the transistors Q2, Q3, and soft to reduce the soft start suppressing the transient response characteristics and the switching loss for reducing the time from the high state to the low state or the low state to the high state are reduced. The operation according to the start part 40 and the loss reduction part 20 further comprised is demonstrated.

입력전압(Vin)이 콘덴서(C1)에서 평활 되어 인가되면, 먼저 기동저항(Rd)을 통하여 전류가 흘러서 트랜지스터(Q1)의 베이스에 하이의 전압이 인가된다. 이에 따라서 트랜지스터(Q1)는 턴-온 되고 1차측의 전압이 권선비에 따라서 2차 권선 및 구동 권선으로 유도된다. 트랜지스터의 파형이 제 3 도의 (가)에 도시된 파선 내에서와 같이 불안정한 파형으로 출력되면, 순간적인 전위 변화량만큼 콘덴서(C4)에 전압이 충전되고 충전된 전압이 저항(R3)과 저항(R4)에 의하여 분압되어 트랜지스터(Q3)의 베이스 저위를 변화시킨다.When the input voltage Vin is smoothed and applied by the capacitor C1, a current flows first through the starting resistor Rd, and a high voltage is applied to the base of the transistor Q1. Accordingly, the transistor Q1 is turned on and the voltage of the primary side is induced to the secondary winding and the driving winding according to the turns ratio. When the waveform of the transistor is output in an unstable waveform as shown in the broken line shown in FIG. 3A, voltage is charged in the capacitor C4 by the instantaneous potential change, and the charged voltage is the resistor R3 and the resistor R4. Is divided to change the base level of the transistor Q3.

다시 말하면 저항(R3)과 저항(R4)에 의하여 분압되는 전압이 하이 상태로 되어 트랜지스터(Q3)를 턴-온시키면 트랜지스터(Q2)의 베이스 전위를 로우 상태로 만든다. 이에 따라서 트랜지스터(Q2)의 베이스 전위를 로우 상태로 만든다. 이에 따라서 트랜지스터(Q2)는 턴-온 되어 트랜지스터(Q1)의 베이스 저위를 로우 상태로 만든다. 이네 다라서 트랜지스터(Q1)는 턴-오프되고 그러므로 트랜지스터(Q1)의 콜렉터와 에미터간에 불안정한 파형이 감쇄된다. 결국 소프트 스타트부(40)에 구성된 소자들에 의하여 불안정한 파형이 트랜지스터(Q1)의 콜렉터와 에미터사이에 인가될 때 불안정한 파형을 억제하게 된다. 이상에서 설명된 일련의 동작들은 아주 짧은 순간에 일어난다. 그리고 연동적으로 트랜지스터(Q1)가 오프되었을 때 콘덴서(C4)의 충전된 전압이 인가되어 순간적으로 오프된 트랜지스터(Q1)를 온 상태로 변환하여 전위를 유지한다.In other words, when the voltage divided by the resistor R3 and the resistor R4 becomes high and the transistor Q3 is turned on, the base potential of the transistor Q2 is made low. This makes the base potential of the transistor Q2 low. Accordingly, transistor Q2 is turned on to bring the base low of transistor Q1 low. As a result, transistor Q1 is turned off and therefore an unstable waveform is attenuated between the collector and emitter of transistor Q1. As a result, when the unstable waveform is applied between the collector and the emitter of the transistor Q1 by the elements configured in the soft start unit 40, the unstable waveform is suppressed. The series of operations described above takes place in a very short moment. When the transistor Q1 is interlocked off, the charged voltage of the capacitor C4 is applied to instantly turn off the transistor Q1 that is turned off to maintain the potential.

이사에서 설명된 동작에 따라서 제 3 도의 (가)의 파선 안에 도시된 불안정한 부분은 거의 감쇄되어 제 3 도의 (다)의 파선 안에 도시된 부분과 같아진다. 물론 제 3 도의 (다)에 도시된 바와 같이 이상적인 파형으로는 되지 않으나 소자들의 저항값 또는 콘덴서 값들을 조절함으로써 거의 이상적인 파형에 가깝게 만들 수 있다. 즉 소프트 스타트부(40)를 구성함으로써 초기 전압의 불안정한 파형을 제거하여 소프트 스타트를 구현할 수 있다.According to the operation described in the moving, the unstable portion shown in the broken line of FIG. 3A is almost attenuated and equal to the portion shown in the broken line of FIG. 3C. Of course, it is not an ideal waveform as shown in (c) of FIG. 3, but it can be made close to an ideal waveform by adjusting the resistance value or capacitor values of the elements. That is, by configuring the soft start unit 40, the soft start may be realized by removing the unstable waveform of the initial voltage.

또, 콘덴서(C3)와 저항(R2)과 다이오드(D1)로 구성된 로스 저감회로(20)에 의한 동작을 알아보면, 트랜지스터(Q1)가 턴-오프될 때 콘덴서(C3)와 저항(R2)의 경로를 통하여 하이 상태의 전압을 트랜지스터(Q3)의 베이스에 인가한다. 그러면 트랜지스터(Q3)는 턴-온 되고 이에 따라서 트랜지스터(Q2)의 베이스는 로우 상태의 전위로 되어 턴-온 되므로 트랜지스터(Q1)는 턴-오프된다. 이 때문에 트랜지스터(Q1)의 콜렉터와 에미터간의 전압의 변환이 빨라져서 스위칭 로스가 감소된다. 따라서 제 4 도의 (나)에 도시된 바와 같이 시간적인 로스가 현격하게 줄어든다.In addition, the operation of the loss reduction circuit 20 composed of the capacitor C3, the resistor R2, and the diode D1 will be described. When the transistor Q1 is turned off, the capacitor C3 and the resistor R2 are turned off. The high state voltage is applied to the base of the transistor Q3 through the path of. The transistor Q3 is then turned on and thus the transistor Q1 is turned off because the base of the transistor Q2 is turned on with a low potential. For this reason, the conversion of the voltage between the collector and the emitter of the transistor Q1 is faster, and the switching loss is reduced. Therefore, as shown in (b) of FIG. 4, the temporal loss is greatly reduced.

한편 다이오드(D2)가 접지 되어 트랜지스터(Q3)의 베이스에 연결되는 이유는 콘덴서(C3)에 충전되었던 전압이 방전됨으로 인한 역기전력으로 트랜지스터(Q3)의 에미터와 베이스간의 내압을 보호하기 위함이다.The reason why the diode D2 is grounded and connected to the base of the transistor Q3 is to protect the breakdown voltage between the emitter and the base of the transistor Q3 by the counter electromotive force due to the discharge of the voltage charged in the capacitor C3.

이상에서와 같이 이 고안에 따른 과전류 방지회로에 의하면, 로스 저감회로와 소프트 스위치부를 구성함으로써 스위칭 동작을 빨리 하여 스위칭 로스를 감쇄시키고 스위칭시에 불안정한 출력 파형을 억제하여 소프트 스타트를 구현하여 전원효율을 증대시킬 수 있는 효과가 있다.As described above, according to the overcurrent prevention circuit according to the present invention, the loss reduction circuit and the soft switch unit are used to speed up the switching operation to reduce the switching loss, and to suppress the unstable output waveform during the switching to implement the soft start to improve power efficiency. There is an effect that can be increased.

Claims (1)

1차 권선측으로 인가된 전압이 권선비에 따라서 2차 권선측으로 유도되는 동시에 구동 권선측으로 유도된 전압이 스위칭 수단으로 인가됨에 의하여 자려발진을 하는 한편 과전류 검출수단이 구성되어 과전류 검출시 전력변환이 되지 않도록 스위칭하는 과전류 방지회로에 있어서, 상기 스위칭 수단이 턴 온 되는 순간 스위칭을 조절하여 과도 응답 특성을 개선시키는 소프트 스위칭 수단과, 상기 1차 권선을 통하여 상기 스위칭 수단에 인가되는 전압을 차폐하여 상기 스위칭 수단의 스위칭 시간을 줄이는 스위칭 로스 저감 수단으로 구성된 과전류 방지회로.The voltage applied to the primary winding side is guided to the secondary winding side according to the winding ratio, and the voltage induced to the driving winding side is applied to the switching means to generate and generate oscillation, while the overcurrent detection means is configured to prevent power conversion during overcurrent detection. A switching overcurrent protection circuit comprising: soft switching means for adjusting transient switching when the switching means is turned on to improve a transient response characteristic, and shielding a voltage applied to the switching means through the primary winding; An overcurrent prevention circuit composed of switching loss reduction means to reduce the switching time of the circuit.