JPWO2019142877A1 - 回転電機制御装置 - Google Patents

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Abstract

オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する。第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）の制御方式として、パルス幅変調制御とアクティブショートサーキット制御と矩形波制御との内、少なくとも２つの制御方式を有すると共に、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を、それぞれ独立した制御方式で制御可能な回転電機制御装置（１）は、複数の制御方式の内の１つの制御方式を第１制御方式とし、第１制御方式とは異なる１つの制御方式を第２制御方式として、第１インバータ（１１）を第１制御方式で制御し、第２インバータ（１２）を第２制御方式で制御する制御モードを有する。

Description

本発明は、オープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置に関する。
V. Oleschukらによる２００７年発表のＩＥＥＥの論文「Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM」には、３相交流型の回転電機が備える３相オープン巻線の両端にそれぞれ１つずつ備えられたインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御する制御装置が開示されている。一方、良く知られた形態として、例えば３相の巻線のそれぞれの一端側が接続されたＹ型巻線の他端側に１つのインバータをスイッチング制御して回転電機を駆動制御するものもある。オープン巻線と２つのインバータを用いたシステムでは、Ｙ型巻線と１つのインバータを用いたシステムに比べて、直流の電圧が同じであれば、巻線の交流電圧の線間電圧を高くすることができ、回転電機をより高い出力で動作させることができる。
V. Oleschukらの論文の前書き（Introduction）には、２つのインバータをスイッチング制御するためのパルスを生成するキャリア信号の位相をそれぞれ異ならせることによって、巻線に流れる電流のリップルの大きさを低減できることが記載されている。V. Oleschukらは、さらに、キャリア信号を用いた非同期方式ではなく、同期方式でパルスを生成することで、中／高出力のアプリケーションにも、より適した制御が可能となることに言及している。但し、非同期方式、同期方式の何れにおいても、２つのインバータは、例えば、下記表１に示すように、同じ制御方式でスイッチング制御されている。
Figure 2019142877
尚、表１において、“CPWM”は連続パルス幅変調（Continuous Pulse Width Modulation）、“DPWM”は不連続パルス幅変調（Discontinuous PWM）、“1-Pulse”は矩形波変調（1-Pulse Modulation）、“asynchronous”は回転電機の回転に非同期である非同期変調、“synchronous”は回転電機の回転に同期する同期変調を示す。例えば、連続パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合も含む。）。キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期などの制御周期に応じて定まり、回転電機の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない（同期しない）。
このような変調方式を非同期変調と称する。一方、矩形波変調では、回転電機の電気角１周期に付き１つのパルスが出力され、そのパルスは回転電機の回転速度や回転角度（電気角）に同期する。このため、矩形波変調は同期変調方式である。不連続パルス幅変調は、非同期方式、同期方式の何れでも実現することができる。
しかし、インバータのスイッチング制御の方式は、これらの変調方式に限定されるものではない。スイッチング制御の方式は、回転電機に要求されるトルクや、回転速度、直流側の電圧など、種々の要素によって、より高いシステム効率での動作が可能なように、決定されることが好ましい。従って、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータをより高いシステム効率で適切に制御する上では、まだ改善の余地がある。
V. Oleschuk、R. Bojoi、G. Griva、F. Profumo、"Dual Inverter-Fed Traction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM"、Conference Paper/June 2007、1-4244-0743-5/07、IEEE、p.260-265
上記背景に鑑みて、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御する技術の提供が望まれる。
上記に鑑みた、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置は、
前記第１インバータが、前記複数相のオープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第２インバータが、前記複数相のオープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
前記第１インバータ及び前記第２インバータの制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御との内、少なくとも２つの制御方式を有すると共に、
前記第１インバータ及び前記第２インバータを、それぞれ独立した前記制御方式で制御可能であり、
複数の前記制御方式の内の１つの前記制御方式を第１制御方式とし、前記第１制御方式とは異なる１つの前記制御方式を第２制御方式として、
前記第１インバータを前記第１制御方式で制御し、前記第２インバータを前記第２制御方式で制御する制御モードを有する回転電機制御装置。
インバータを制御する制御方式には、回転電機の回転速度やトルクになどの動作条件に応じた種々の方式が知られている。本構成のように、２つのインバータを備えている場合には、直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置は、常に最も交流の振幅が大きくなるように２つのインバータを制御する必要はなく、必要に応じた振幅が得られるように、２つのインバータを制御すればよい。第１インバータ及び第２インバータを、それぞれ独立した制御方式で制御することで、回転電機の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータを制御することができる。さらに、第１インバータと第２インバータとを異なる制御方式で制御する制御モードを有することによって、制御の柔軟性を高め、回転電機の動作条件に応じて高い効率で回転電機を駆動制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータを適切に制御することができる。
回転電機制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。
回転電機駆動システムの模式的ブロック図 ２つのインバータを用いた回転電機駆動システムのベクトル図 回転電機の制御領域を回転速度とトルクとの関係で示す図 第１制御モードのベクトル図 第２制御モードのベクトル図 第３制御モードのベクトル図 第４制御モードのベクトル図 第１制御モードのＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第２制御モードのＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第２制御モードのＵ相電圧指令の他の例を示す波形図 第３制御モードのＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第３制御モードのＵ相電圧指令の他の例を示す波形図 第４制御モードのＵ相電圧指令の一例を示す波形図 第４制御モードのＵ相電圧の一例を示す波形図 第４制御モードのＵ−Ｖ相間電圧の一例を示す波形図
以下、互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、２つのインバータを介して駆動制御する回転電機制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、回転電機制御装置１（MG-CTRL）を含む回転電機駆動システムの模式的ブロック図である。回転電機８０は、例えば、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両において車輪の駆動力源となるものである。回転電機８０は、互いに独立した複数相（本実施形態では３相）のステータコイル８（オープン巻線）を有するオープン巻線型の回転電機である。ステータコイル８の両端には、それぞれ独立して制御されて直流と複数相（ここでは３相）の交流との間で電力を変換するインバータ１０が１つずつ接続されている。つまり、ステータコイル８の一端側には第１インバータ１１（INV1）が接続され、ステータコイル８の他端側には第２インバータ１２（INV2）が接続されている。以下、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを区別する必要がない場合には単にインバータ１０と称して説明する。
インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。図１には、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる形態を例示している。第１インバータ１１と第２インバータ１２とは、回路の接続形態は同一であるが、同じ種類のスイッチング素子３を用いて構成されていてもよいし、異なる種類のスイッチング素子３を用いて構成されていてもよい。詳細は後述するが、例えば、第１インバータ１１を構成する第１スイッチング素子３１が、Ｓｉ−ＩＧＢＴやＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、第２インバータ１２を構成する第２スイッチング素子３２が、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）など、Ｓｉ−ＩＧＢＴやＳｉ−ＭＯＳＦＥＴに比べてオフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に小さいスイッチング素子であると好適である。
２つのインバータ１０は、それぞれ交流１相分のアーム３Ａが上段側スイッチング素子３Ｈと下段側スイッチング素子３Ｌとの直列回路により構成されている。各スイッチング素子３には、負極ＦＧから正極Ｐへ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード３５が備えられている。また、本実施形態では、２つのインバータ１０はそれぞれ独立した直流電源６に接続されている。つまり第１インバータ１１の負極ＦＧである第１フローティンググラウンドＦＧ１と第２インバータ１２の負極ＦＧである第２フローティンググラウンドＦＧ２とは、互いに独立している。また、インバータ１０と直流電源６との間には、それぞれ直流電圧を平滑する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）が備えられている。
具体的には、交流１相分のアーム３Ａが第１上段側スイッチング素子３１Ｈと第１下段側スイッチング素子３１Ｌとの直列回路により構成された第１インバータ１１は、直流側に第１直流リンクコンデンサ４１（第１平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第１直流電源６１に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の一端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。交流１相分のアーム３Ａが第２上段側スイッチング素子３２Ｈと第２下段側スイッチング素子３２Ｌとの直列回路により構成された第２インバータ１２は、直流側に第２直流リンクコンデンサ４２（第２平滑コンデンサ）が接続されると共に、直流側が第２直流電源６２に接続され、交流側が複数相のステータコイル８の他端側に接続されて、直流と複数相の交流との間で電力を変換する。
本実施形態では、第１直流電源６１及び第２直流電源６２は、電圧などの定格が同等の直流電源であり、第１直流リンクコンデンサ４１及び第２直流リンクコンデンサも、容量などの定格が同等のコンデンサである。直流電源６の定格電圧は、４８ボルトから４００ボルト程度である。直流電源６は、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどにより構成されている。回転電機８０は、電動機としても発電機としても機能することができる。回転電機８０は、インバータ１０を介して直流電源６からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、車輪等から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して直流電源６を充電する（回生）。
図１に示すように、インバータ１０は、回転電機制御装置１により制御される。回転電機制御装置１は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、回転電機制御装置１は、不図示の車両制御装置等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルクに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。インバータ１０の制御方式には、トルク制御、電流制御、電圧制御などの複数の制御方式があるが、本実施形態では電圧制御によって、インバータ１０を制御する。
回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１５により検出され、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、レゾルバなどの回転センサ１３により検出される。回転電機制御装置１は、電流センサ１５及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。回転電機制御装置１は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。
図１に示すように、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴやＦＥＴの場合はゲート端子）は、ドライブ回路２（DRV）を介して回転電機制御装置１に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。インバータ１０などの回転電機８０を駆動するための高圧系回路（直流電源６に接続された系統）と、マイクロコンピュータなどを中核とする回転電機制御装置１などの低圧系回路（３．３ボルトから５ボルト程度の動作電圧の系統）とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。ドライブ回路２は、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継する。第１ドライブ回路２１は第１インバータ１１にスイッチング制御信号を中継し、第２ドライブ回路２２は第２インバータ１２にスイッチング制御信号を中継する。
回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、例えばパルス幅変調（PWM：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御（1-Pulse））との２つの制御形態を有している。また、回転電機制御装置１は、ステータの界磁制御の形態として、回転電機８０を流れる電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。
また、回転電機制御装置１は、インバータ１０や回転電機８０に異常が検出されたような場合のフェールセーフ制御として、シャットダウン制御やアクティブショートサーキット制御（ASC）を実行することができる。シャットダウン制御は、インバータ１０を構成する全てのスイッチング素子３へのスイッチング制御信号を非アクティブ状態にしてインバータ１０をオフ状態にする制御である。アクティブショートサーキット制御は、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ或いは複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方側をオン状態とし、他方側をオフ状態とする制御である。尚、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオフ状態とする場合を上段側アクティブショートサーキット制御と称する。また、複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とし、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオフ状態とする場合を下段側アクティブショートサーキット制御と称する。
ところで、本実施形態のように、ステータコイル８の両端にそれぞれインバータ１０が接続されている場合、一方のインバータ１０をアクティブショートサーキット制御によって短絡させると、複数相のステータコイル８が当該一方のインバータ１０において短絡される。つまり、当該一方のインバータ１０が中性点となって、ステータコイル８がＹ型結線されることになる。制御方式によっては、２つのインバータ１０を介してオープン巻線型の回転電機８０を制御する形態と、１つのインバータ１０（アクティブショートサーキット制御されていない側のインバータ１０）を介してＹ型結線の回転電機８０を制御する形態とを実現することができる。このため、本実施形態では、フェールセーフ制御に限らず、通常制御で選択可能な制御形態として、アクティブショートサーキット制御も含める。
即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈをオン状態とする又は複数相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌをオン状態とするアクティブショートサーキット制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御とを有する。ここで、これら複数の制御方式の内の１つの制御方式を第１制御方式とし、第１制御方式とは異なる１つの制御方式を第２制御方式とする。例えば、第１制御方式がパルス幅変調制御の場合、第２制御方式はアクティブショートサーキット制御又は矩形波制御である。そして、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１を第１制御方式で制御し、第２インバータ１２を第２制御方式で制御する制御モードを有する。勿論、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを同じ制御方式で制御する制御モードも有する。即ち、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１と第２インバータ１２とを同じ制御方式で制御する制御モードと、異なる制御方式で制御する制御モードとを有する。
尚、上記においては、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、アクティブショートサーキット制御と、矩形波制御とを有すると説明した。しかし、回転電機制御装置１は、これらの３つの制御方式を有する形態に限らず、少なくともこれらの何れか２つの制御方式を有していてもよい。例えば、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式として、パルス幅変調制御と、アクティブショートサーキット制御とを有していてもよいし、パルス幅変調制御と、矩形波制御とを有していてもよい。
詳細は後述するが、本実施形態では、回転電機制御装置１は、下記の表２で示すような４つの制御モード（第１制御モード（mode1）、第２制御モード（mode2）、第３制御モード（mode3）、第４制御モード（mode4））を有している。
Figure 2019142877
これらの内、第１制御モード（mode1）と第３制御モード（mode3）とが、第１インバータ１１を第１制御方式で制御し、第２インバータ１２を第２制御方式で制御する制御モードに相当する。第１制御モードにおける第１制御方式はパルス幅変調制御（PWM）であり、第２制御方式はアクティブショートサーキット制御（ASC）である。また、第３制御モードにおける第１制御方式は矩形波制御（1-Pulse）であり、第２制御方式はパルス幅変調制御（PWM）である。尚、このような各制御モードでの第１制御方式と第２制御方式との組み合わせは一例であり、これ以外の組み合わせであっても良い。また、制御方式の種類についても、アクティブショートサーキット制御（ASC）、パルス幅変調制御（PWM）、及び矩形波制御（1-Pulse）以外の制御方式が含まれていても良い。
第１制御モードでは、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の内の何れか一方のみがパルス幅変調制御により制御され、他方はアクティブショートサーキット制御により制御される。表２に例示した形態では、第１インバータ１１のみがパルス幅変調制御により制御され、第２インバータ１２はアクティブショートサーキット制御により制御される。第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御により制御されると、１つのインバータによって回転電機８０が駆動されることと等価となる。
パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などの連続パルス幅変調（CPWM：Continuous PWM）や、不連続パルス幅変調（DPWM：Discontinuous PWM）などの方式がある。不連続パルス幅変調では、例えば３相の交流電力の内の１相に対応するインバータのスイッチング制御信号の信号レベルを順次固定して、他の２相に対応するスイッチング制御信号の信号レベルを変動させる。連続パルス幅変調では、このように何れかの相に対応するスイッチング制御信号が固定されることなく、全ての相が変調される。これらの変調方式は、回転電機８０に求められる回転速度やトルクなどの運転条件、そして、その運転条件を満足するために必要な変調率（直流電圧に対する３相交流の相間電圧の実効値の割合）に応じて決定される。
第１制御モード及び第２制御モードは、第３制御モード及び第４制御モードに比べて、回転電機８０の運転条件が低回転速度・低トルクの場合の制御モードであり、パルス幅変調の方式は、連続パルス幅変調である。第３制御モードは第２制御モードに比べて、回転電機８０の運転条件が高回転速度・高トルクの場合の制御モードであり、パルス幅変調の方式は、連続パルス幅変調及び不連続パルス幅変調である。例えば、第３制御モードにおいて相対的に低回転速度・低トルクの場合には、連続パルス幅変調により変調され、相対的に高回転速度・高トルクの場合には、不連続パルス幅変調により変調される。
パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される（図８等参照。）。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。
デジタル演算によるパルス幅変調において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置１の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、“非同期変調方式”と称される場合がある。これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は“同期変調方式”と称される。例えば矩形波制御（矩形波変調）では、回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力されるため、矩形波変調は同期変調方式である。
ところで、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１（≒０．６１２）、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１（≒０．７０７）である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この変調率０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。
変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。例えば、同期変調方式を用いる場合、矩形波変調では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されるが、不連続パルス幅変調では、電気角の１周期において複数のパルスが出力される。電気角の１周期に複数のパルスが存在すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルスを出力する９パルス変調（9-Pulses）、５パルスを出力する５パルス変調（5-Pulses）などの複数パルス変調（Multi-Pulses）とすることも可能である。
ところで、１つのインバータ１０をベクトル制御する場合、３相のアーム３Ａの状態によって、８つの空間ベクトルを定義することができる。具体的には、上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号の信号レベルの組み合わせによって８つの空間ベクトルを定義することができる（２＾３＝８）。尚、下段側スイッチング素子３Ｌの３相のスイッチング制御信号の信号レベルは、それぞれ上段側スイッチング素子３Ｈのスイッチング制御信号と相補的な信号レベルとなる。このため、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって空間ベクトルを定義することができる。
各スイッチング制御信号の信号レベルがハイレベルの場合を“１”、ローレベルの場合を“０”として、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のスイッチング制御信号の信号レベルを（ＵＶＷ）で示すと、空間ベクトルは、（０００），（００１），（０１０），（０１１），（１００），（１０１），（１１０），（１１１）の８つとなる。尚、８つの空間ベクトルの内、（０００），（１１１）は、相間電圧がゼロとなって回転電機８０に電圧が印加されないためにゼロベクトル又はヌルベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系において同一の座標を示す。これに対して、他の６つの空間ベクトルは、アクティブベクトルと称され、ｄｑ軸ベクトル座標系においてそれぞれ異なる座標を示す。
図１に示すように、２つのインバータ１０をベクトル制御する場合には、上段側又は下段側の何れか一方のスイッチング制御信号の信号レベルによって６４個の空間ベクトルを定義することができる（２＾６＝６４）。この内、１０個はヌルベクトルである。第１インバータ１１のＵ相（Ｕ１相）、Ｖ相（Ｖ１相）、Ｗ相（Ｗ１相）の信号レベルと第２インバータ１２のＵ相（Ｕ２相）、Ｖ相（Ｖ２相）、Ｗ相（Ｗ２相）の信号レベルとを（Ｕ１Ｖ１Ｗ１−Ｕ２Ｖ２Ｗ２）で示すと、（０００−０００），（００１−００１），（０１０−０１０），（０１１−０１１），（１００−１００），（１０１−１０１），（１１０−１１０），（１１１−１１１），（０００−１１１），（１１１−０００）の１０個は、相間電圧がゼロとなるヌルベクトルである。残りの５４個は、ｄｑ軸ベクトル座標系で原点（ヌルベクトルの座標）から１８の異なる座標への有効な大きさを持つアクティブベクトルとなる。
図２には、ヌルベクトルの座標と、１８箇所のアクティブベクトルの座標とをプロットしている。Ｚ０は、ｄｑ軸ベクトル座標系におけるヌルベクトルの座標を示している（１０個のベクトルが同一座標）。Ｚ１〜Ｚ６は、ｄｑ軸ベクトル座標系において実質的に１つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルの座標を示している。Ｚ７〜Ｚ１８は、ｄｑ軸ベクトル座標系において２つのインバータ１０によって実現されるアクティブベクトルに対応する座標を示している。
Ｚ１は（０００−０１１），（１００−０００），（１００−１１１），（１１１−０１１）、Ｚ２は（０００−００１），（１１０−０００），（１１０−１１１），（１１１−００１）、Ｚ３は（０００−１０１），（０１０−０００），（０１０−１１１），（１１１−１０１）、Ｚ４は（０００−１００），（０１１−０００），（０１１−１１１），（１１１−１００）、Ｚ５は（０００−１１０），（００１−０００）、（００１−１１１），（１１１−１１０）、Ｚ６は（０００−０１０），（１０１−０００），（１０１−１１１），（１１１−０１０）を含む。これら２４個の空間ベクトルは、一方のインバータ１０の空間ベクトルがヌルベクトルであり、他方のインバータ１０の空間ベクトルがアクティブベクトルである組み合わせである。
尚、Ｚ１：（１０１−００１），（１１０−０１０）、Ｚ２：（０１０−０１１），（１００−１０１）、Ｚ３：（０１１−００１），（１１０−１００）、Ｚ４：（００１−１０１），（０１０−１１０）、Ｚ５：（０１１−０１０），（１０１−１００）、Ｚ６：（００１−０１１），（１００−１１０）の１２個の空間ベクトルも、それぞれＺ１〜Ｚ６の座標を示す。但し、一方のインバータ１０がヌルベクトルではなく、２つのインバータ１０が共にアクティブベクトルである組み合わせである。
Ｚ７は（１００−００１），（１１０−０１１）、Ｚ８は（０１０−００１），（１１０−１０１）、Ｚ９は（０１０−１００），（０１１−１０１）、Ｚ１０は（００１−１００），（０１１−１１０）、Ｚ１１は（００１−０１０），（１０１−１１０）、Ｚ１２は（１００−０１０），（１０１−０１１）の１２個の空間ベクトルに対応する。また、Ｚ１３は（１００−０１１）、Ｚ１４は（１１０−００１）、Ｚ１５は（０１０−１０１）、Ｚ１６は（０１１−１００）、Ｚ１７は（００１−１１０）、Ｚ１８は（１０１−０１０）の６個の空間ベクトルに対応する。
図３は、回転電機８０の制御領域を回転速度とトルクとの関係で示している。最も外側の実線は２つのインバータ１０を用いて実現される制御領域を示し、破線は、１つのインバータ１０を用いて実現可能な制御領域を示している。第１領域Ｒ１は、上述した第１制御モードに対応する制御領域を示し、第２領域Ｒ２は、第２制御モードに対応する制御領域を示し、第３領域Ｒ３は、第３制御モードに対応する制御領域を示し、第４領域Ｒ４は、第４制御モードに対応する制御領域を示している。
第１領域Ｒ１は、最も低回転速度・低トルクの制御領域であり、第１領域Ｒ１の全領域が１つのインバータ１０を用いて実現可能な制御領域（図３中の破線よりも低回転速度・低トルクの側）に含まれている。つまり、第１領域Ｒ１では、１つのインバータ１０によって回転電機８０を駆動することができる。本実施形態では、表２に示したように、第２インバータ１２をアクティブショートサーキット制御によって短絡状態として、第１インバータ１１をパルス幅変調制御する第１制御モードによって回転電機８０を駆動制御する。
第２領域Ｒ２は、第１領域Ｒ１よりも高い回転速度の制御領域である。図３に示すように、第２領域Ｒ２の一部は、トルクが高い側において、１つのインバータ１０を用いて実現可能な制御領域（図３中の破線よりも低回転速度・低トルクの側）よりも高い回転速度の領域を含む。つまり、第２領域Ｒ２では、全領域において１つのインバータ１０によって回転電機８０を駆動することはできず、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を用いて回転電機８０を駆動する。第２領域Ｒ２は、全制御領域の中で相対的に低回転速度・低トルクの制御領域であるため、高い変調率は必要ではない。本実施形態では、表２に示したように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方をパルス幅変調制御する第２制御モードによって回転電機８０を駆動制御する。
第３領域Ｒ３は、第２領域Ｒ２よりも高い回転速度の制御領域である。図３に示すように、第３領域Ｒ３の多くの領域、特にトルクが高い側の領域は、１つのインバータ１０を用いて実現可能な制御領域（図３中の破線よりも低回転速度・低トルクの側）よりも高い回転速度の領域である。第２領域Ｒ２と同様に第３領域Ｒ３でも、全領域において１つのインバータ１０によって回転電機８０を駆動することはできず、回転電機制御装置１は、２つのインバータ１０を用いて回転電機８０を駆動する。第３領域Ｒ３は、全制御領域の中で相対的に高回転速度・高トルクの制御領域であるため、高い変調率が求められる。本実施形態では、表２に示したように、第１インバータ１１を矩形波制御し、第２インバータ１２をパルス幅変調制御する第３制御モードによって回転電機８０を駆動制御する。
第３制御モードにおけるパルス幅変調制御は、空間ベクトルパルス幅変調、及び、空間ベクトルパルス幅変調よりも高い変調率の出力が可能な不連続パルス幅変調を用いると好適である。尚、第１インバータ１１が同期変調（矩形波変調）によって制御されるため、第２インバータ１２も同期変調によって制御すると、第１インバータ１１の交流電圧の位相と、第２インバータ１２の交流電圧の位相とを１８０度異ならせることが容易である。上述したように、不連続パルス幅変調は同期変調（複数パルス変調）によって実現することもできる。第３制御モードにおいて第２インバータ１２を制御するパルス幅変調として、同期変調（複数パルス変調）による不連続パルス幅変調を用いると好適である。
第４領域Ｒ４は、最も高回転速度・高トルクの制御領域であり、低トルクの一部分を除き、第４領域Ｒ４のほぼ全領域が１つのインバータ１０を用いて実現できない制御領域（図３中の破線よりも高回転速度・高トルクの側）に含まれている。表２に示したように、第４領域Ｒ４では、２つのインバータ１０が共に矩形波制御される第４制御モードにより制御されて回転電機８０が駆動される。
表２、図２、図３等を参照して説明したように、回転電機制御装置１は、第１インバータ１１を制御する制御方式及び第２インバータ１２を制御する制御方式を、それぞれ独立して変更可能である。回転電機制御装置１は、回転電機８０の回転速度に基づいて、それぞれの制御方式を変更すると好適である。或いは、回転電機制御装置１は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（例えば変調率（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい））に基づいて、それぞれの制御方式を変更すると好適である。また、回転電機８０の回転速度や直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合以外の指標に基づいて制御方式を変更しても良い。例えば、回転電機８０の出力トルクに基づいて制御方式を変更しても良い。或いは、３相交流電力、３相交流電流、３相交流電圧や、これらの実効値に基づいて制御方式を変更しても良い。
さらに、回転電機制御装置１が、第１インバータ１１を制御する制御方式及び第２インバータ１２を制御する制御方式を、それぞれ独立して変更可能である場合、何れか一方の出力が他方の出力以上となるように、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の制御方式を設定すると好適である。具体的には、以下において、表２に加え、下記に示す表３、表４等を参照して説明するが、２つのインバータの動作に応じて適切にそれぞれのインバータを構成することができる。例えば、相対的に高い出力（例えば相対的に高い変調率）で動作することが多い方のインバータをより信頼性が高くなるように構成し、相対的に低い出力（例えば相対的に低い変調率）で動作することが多い方のインバータは過剰性能とならないように構成することができる。
また、上述したように、第３領域Ｒ３は、全制御領域の中で相対的に高回転速度・高トルクの制御領域である。このため、第３制御モードにおいて第２インバータ１２を制御するパルス幅変調として、同期変調（複数パルス変調）による不連続パルス幅変調が用いられた場合、同期する回転速度も速くなり、パルスの周波数も高くなる。第２インバータ１２を制御するパルス幅変調として、非同期変調（空間ベクトルパルス幅変調）が用いられた場合も、回転速度が高いため、キャリアの周波数が高くなり、パルスの周波数も高くなる傾向がある。
第３制御モードにおける第１インバータ１１の制御方式は、矩形波制御であるから、第１インバータ１１を制御するパルスの周波数は、第２インバータ１２よりも低くなる。第２制御モードでは、２つのインバータ１０が共にパルス幅変調制御されるため、パルスの周波数は同等である。また、第１制御モードでは、第１インバータ１１のみがパルス幅変調されるが、回転電機８０の回転速度が低いため、パルスの周波数は、第３制御モード時に比べて低くなる。
本実施形態において、第１インバータ１１は、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御されるインバータ１０である。一方、第２インバータ１２は、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御されるインバータ１０である。このため、第１インバータ１１を、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子３１を用いて構成し、第２インバータ１２を、スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子３２を用いて構成することができる。例えば、第１スイッチング素子３１として、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴを用い、第２スイッチング素子３２として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴを用いることができる。
炭化ケイ素（ＳｉＣ）はケイ素（Ｓｉ）と炭素（Ｃ）とで構成される化合物半導体材料である。ＳｉＣは、絶縁破壊電界強度がＳｉの１０倍程度であり、バンドギャップがＳｉの３倍程度のワイドバンドギャップであるという優れた物性を持つ。さらに、ＳｉＣは、デバイス作製に必要なｐ型、ｎ型の制御が広い範囲で可能である。ＳｉＣの絶縁破壊電界強度がＳｉよりも高いことより、ＳｉＣを用いて高耐圧パワーデバイスを構成する場合には、Ｓｉにより当該デバイスを構成する場合と比較して、高い不純物濃度且つ薄い膜厚でドリフト層を形成することができる。高耐圧パワーデバイスの抵抗成分のほとんどはドリフト層の抵抗となるので、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて単位面積当たりのオン抵抗が非常に低くなる。例えば、理論上は同じ耐圧であれば、ＳｉＣデバイスのドリフト層抵抗は、Ｓｉデバイスのドリフト層抵抗と比較して面積あたり１／３００程度に低減することができる。
また、Ｓｉデバイスでは高耐圧化に伴うオン抵抗の増大を改善するためにＩＧＢＴなどの少数キャリアデバイス（バイポーラデバイス）として構成されることが多い。但し、ＩＧＢＴは、スイッチング損失が大きく、高周波駆動では発熱も大きくなる。一方、ＳｉＣデバイスでは、高速なデバイス構造である多数キャリアデバイス（ショットキーバリアダイオードやＭＯＳＦＥＴ）で高耐圧を実現することができる。つまり、ＳｉＣデバイスでは、Ｓｉデバイスに比べて、高耐圧化、低オン抵抗化、高速化が実現できる。また、ＳｉＣは、ワイドバンドギャップであるため、Ｓｉよりも高温においても動作が可能なパワーデバイスを実現できる。窒化ガリウム（ＧａＮ）についても同様のことが言える。従って、第２スイッチング素子３２として、特に、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴが用いられると好適である。
ところで、上記においては、表２を参照して、４つの制御モードの内、第１制御モード（mode1）と第３制御モード（mode3）とが、第１インバータ１１を第１制御方式で制御し、第２インバータ１２を第２制御方式で制御する制御モードに相当する形態を例示した。例えば、第１制御モードでは、第１制御方式はパルス幅変調制御（PWM）であり、第２制御方式はアクティブショートサーキット制御（ASC）である。また、第３制御モードにおける第１制御方式は矩形波制御（1-Pulse）であり、第２制御方式はパルス幅変調制御（PWM）である。しかし、第１制御方式と第２制御方式との区別は、アクティブショートサーキット制御（ASC）、パルス幅変調制御（PWM）、及び矩形波制御（1-Pulse）などの制御方式の違いに限定されるものではない。例えば、パルス幅変調制御（PWM）であっても、連続パルス幅変調（CPWM）と不連続パルス幅変調（DPWM）とでは制御方式が異なるということができ、不連続パルス幅変調であっても、非同期（asynchronous）変調と同期（synchronous）変調とでは制御方式が異なるということができる。下記の表３に表２とは別の形態を例示する。
Figure 2019142877
表３に示すように、第２制御モード（mode2）において、第１インバータ１１を不連続パルス幅変調（DPWM）で制御し、第２インバータ１２を連続パルス幅変調（CPWM）で制御すると、第１インバータ１１を第１制御方式で制御し、第２インバータ１２を第２制御方式で制御することになる。また、表３に示すように、第３制御モード（mode3）をさらに細分化して、複数の制御方式を用いて第２インバータ１２を制御してもよい。
上述したように、回転電機制御装置１は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（例えば変調率（指令値であっても出力電圧からの換算値でもよい））に基づいて、それぞれの制御方式を変更することができる。本実施形態では、第１直流電源６１の端子間電圧“Ｅ１”と第２直流電源６２の端子間電圧“Ｅ２”は同じである（共に電圧“Ｅ”）。第１インバータ１１の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ１”、第２インバータ１２の交流側の実効値を“Ｖａ＿ｉｎｖ２”とすると、第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は、及び第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は下記式(1)、(2)のようになる。また、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、下記式(3)のようになる。
Ｍｉ＿ｉｎｖ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ１＝Ｖａ＿ｉｎｖ１／Ｅ ・・・(1)
Ｍｉ＿ｉｎｖ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ２＝Ｖａ＿ｉｎｖ２／Ｅ ・・・(2)
Ｍｉ＿ｓｙｓ ＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／（Ｅ１＋Ｅ２）
＝（Ｖａ＿ｉｎｖ１＋Ｖａ＿ｉｎｖ２）／２Ｅ ・・・(3)
電圧の瞬時値については、図４から図７を参照して後述するようなベクトルを考慮する必要があるが、単純に変調率だけを考えると、式(1)〜(3)より、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”は、“（Ｍｉ＿ｉｎｖ１＋Ｍｉ＿ｉｎｖ２）／２”となる。
例えば、表３に示す第１制御モードは、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第１基準変調率Ｍ１（例えば“０．２５”）未満の場合に選択される。第２インバータ１２はアクティブショートサーキット制御されているため、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”はゼロである。従って、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”を第１インバータ１１のみで達成する必要がある。このため、第１インバータ１１は、制御モード間のハンチングを防止するためのマージンα（例えば“０．１”）を含めて、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”が“０．６＝０．２５×２＋０．１”未満の範囲で、連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される。
第２制御モードは、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第１基準変調率Ｍ１（例えば“０．２５”）以上、第２基準変調率Ｍ２（例えば“０．５”）未満の場合に選択される。表２に示すように、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが同じ制御方式で制御される場合には、両インバータの変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が、“０．２５〜０．５”の範囲となるように、連続パルス幅変調制御（CPWM）又は不連続パルス幅変調制御（DPWM）により、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が制御される。表３に示すように、第１インバータ１１と第２インバータ１２とが異なるパルス幅制御方式で制御される場合には、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が“０．２５〜０．５”の範囲となり、“Ｍｉ＿ｉｎｖ１＞Ｍｉ＿ｉｎｖ２”となるように、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調制御（DPWM）により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調制御（CPWM）により制御される。ここでは、例えば、第２制御モードにおける第１インバータ１１の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”の最大値が“０．５６”、第２インバータ１２の変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”の最大値が“０．４４”であるとする。尚、第１制御モードのマージンαと同様に制御モード間のハンチングを防止するために、例えば、変調率の範囲の上限側にマージンが設定されていてもよい。
第３制御モードは、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、第２基準変調率Ｍ２（例えば“０．５”）以上、最大変調率“０．７８”未満の場合に選択される。第１インバータ１１は矩形波制御（1-Pulse）により制御されるため、その変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”は“０．７８”固定となる。システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”を満たすために、第２インバータ１２は、変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”が“０．２２”以上、“０．７８”未満となる範囲内で制御される。この範囲内での下限の変調率“０．２２”に近い側では、表３に示すように、連続パルス幅変調制御（CPWM）により第２インバータ１２が制御される。また、この範囲内での上限の変調率“０．７８”に近い側では、表３に示すように、複数パルス変調制御（Multi-Pulses）により第２インバータ１２が制御される。この範囲内での中間の変調率では、不連続パルス幅変調制御（DPWM）により第２インバータ１２が制御される。尚、第１制御モードのマージンαと同様に制御モード間のハンチングを防止するために、例えば、変調率の範囲の下限側にマージンが設定されていてもよい。
第４制御モードは、システム全体の変調率“Ｍｉ＿ｓｙｓ”が、最大変調率“０．７８”に固定される。第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が矩形波制御（1-Pulse）により制御されるため、両インバータの変調率“Ｍｉ＿ｉｎｖ１”、“Ｍｉ＿ｉｎｖ２”は“０．７８”固定となる。このように、回転電機制御装置１は、変調率（変調率の指令値であっても出力電圧からの換算値であってもよい）に基づいて、制御方式を変更することができる。下記の表４は、表３の制御形態に上述した変調率による区分を加えたものである。尚、表４中の“ａ”、“ｂ”は、任意の値であり、例えば“ａ”は、“０．３〜０．５”程度、“ｂ”は“０．５〜０．７”程度であると好適である。
Figure 2019142877
尚、変調率と等価な指標であるが、回転電機制御装置１は、電圧指令（第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”、第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”）に基づいて制御方式を変更してもよい（図８等に例示する電圧指令Ｖｕ＊＊等を参照）。例えば、第１制御モードは、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”が、第１電圧指令基準値（第１基準変調率Ｍ１に対応する電圧指令の値）未満で、第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”がゼロの場合に選択される。第４制御モードは、第１インバータ１１の電圧指令“Ｖ１＊”及び第２インバータ１２の電圧指令“Ｖ２＊”が最大値の場合に選択される。上記の説明により、容易に理解可能であるため、詳細な説明や例示は省略するが、第２制御モード、第３制御モードについても同様に、回転電機制御装置１は、電圧指令に基づいて制御方式を変更することができる。
ところで、上述したように、第１インバータ１１を制御する制御方式及び第２インバータ１２を制御する制御方式がそれぞれ独立して変更可能である場合、回転電機制御装置１は、両インバータ（１１，１２）の制御方式の組み合わせを変更する際に、何れか一方のインバータ１０の制御方式を変更すると好適である。２つのインバータ（１１，１２）の制御方式が同時に変更されると、制御の連続性を維持することが難しくなり、回転電機８０の回転に影響を与える可能性がある。２つのインバータ（１１，１２）の内の何れか一方のインバータ１０の制御方式を変更し、２つのインバータ（１１，１２）の制御方式の組み合わせを変更することで、安定して回転電機８０を制御することができる。
例えば、第１インバータ１１の制御方式及び第２インバータ１２の制御方式が同じ制御方式の場合には、異なる制御方式となるように、何れか一方のインバータ１０の制御方式を変更し、第１インバータ１１の制御方式と第２インバータ１２の制御方式とが異なる制御方式の場合には、別の組み合わせの異なる制御方式又は同じ制御方式となるように、何れか一方のインバータ１０の制御方式を変更する。下記の表５は、そのように制御方式を変更する一例を示している。尚、表５に例示するｍｏｄｅは、例えば変調率に応じて切り替えられると好適である。また、具体的な変調率は示していないが、表５に例示する形態においても、表４に例示した形態と同様にｍｏｄｅ１の側が低変調率であり、ｍｏｄｅ４の側が高変調率である。
Figure 2019142877
表５に示すｍｏｄｅ１では、第１インバータ１１が連続パルス幅変調により制御され、第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、異なる制御方式で制御される。ｍｏｄｅ２−１では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共に連続パルス幅変調により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、同じ制御方式で制御される。２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ１から、２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されるｍｏｄｅ２−１へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式がアクティブショートサーキット制御から連続パルス幅変調制御へと変更される。２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されるｍｏｄｅ２−１から、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ１へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式が連続パルス幅変調制御からアクティブショートサーキット制御へと変更される。
ｍｏｄｅ２−２では、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、異なる制御方式で制御される。２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されているｍｏｄｅ２−１から、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ２−２へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第１インバータ１１の制御方式が連続パルス幅変調制御から不連続パルス幅変調制御へと変更される。同様に、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ２−２から、２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されるｍｏｄｅ２−１へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第１インバータ１１の制御方式が不連続パルス幅変調制御から連続パルス幅変調制御へと変更される。
ｍｏｄｅ３−１では、第１インバータ１１が矩形波変調により制御され、第２インバータ１２が連続パルス幅変調により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、異なる制御方式で制御される。２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ２−２から、２つのインバータ（１１，１２）が別の組み合わせの異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ３−１へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第１インバータ１１の制御方式が不連続パルス幅変調制御から矩形波制御へと変更される。同様に、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ３−１から、２つのインバータ（１１，１２）が別の組み合わせの異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ２−２へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第１インバータ１１の制御方式が矩形波変調制御から不連続パルス幅変調制御へと変更される。
ｍｏｄｅ３−２では、第１インバータ１１が矩形波変調により制御され、第２インバータ１２が不連続パルス幅変調により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、異なる制御方式で制御される。２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ３−１から、２つのインバータ（１１，１２）が別の組み合わせの異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ３−２へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式が連続パルス幅変調から不連続パルス幅変調制御へと変更される。同様に、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ３−２から、２つのインバータ（１１，１２）が別の組み合わせの異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ３−１へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式が不連続パルス幅変調制御から連続パルス幅変調制御へと変更される。
ｍｏｄｅ４では、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が共に矩形波変調により制御されており、２つのインバータ（１１，１２）は、同じ制御方式で制御される。２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されているｍｏｄｅ３−２から、２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されるｍｏｄｅ４へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式が不連続パルス幅変調制御から矩形波制御へと変更される。同様に、２つのインバータ（１１，１２）が同じ制御方式で制御されているｍｏｄｅ４から、２つのインバータ（１１，１２）が異なる制御方式で制御されるｍｏｄｅ３−２へ移行する際には、何れか一方のインバータ１０である第２インバータ１２の制御方式が矩形波変調制御から不連続パルス幅変調制御へと変更される。
以下、表２に例示した形態を中心に、第１制御モードから第４制御モードについて、電圧指令、及び、一部は、インバータ１０の出力電圧、相間電圧の波形例も参照して説明する。
図４は、第１制御モードで駆動制御される回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図中、“Ｖ１”は第１インバータ１１による電圧を示す第１電圧ベクトル、“Ｖ２”は第２インバータ１２による電圧を示す第２電圧ベクトルを示す。２つのインバータ１０を介してオープン巻線であるステータコイル８に現れる電圧は、第１電圧ベクトルＶ１と第２電圧ベクトルＶ２との差“Ｖ１−Ｖ２”に相当する。図中の“Ｖａ”は、ステータコイル８に現れる合成電圧ベクトルを示している。第１制御モードでは、第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御されており、第２電圧ベクトルＶ２はヌルベクトルである。従って、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１と一致する。また、“Ｉａ”は、回転電機８０のステータコイル８を流れる電流を示している。尚、符号については、以下、第２制御モードから第４制御モードにおけるベクトル図を示す図５から図７についても同様である。
図８の波形図は、第１制御モードにおける第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、パルス幅変調の際のキャリアＣＡの一例とを示している。本実施形態において、キャリアＣＡは波高が“１”、つまり、“０”から“１”の間で変化する三角波である。電圧指令は、最小値が“０”より大きく、最大値が“１”よりも小さい範囲で変化する。正弦波パルス幅変調では、電圧指令が正弦波状となるが最大変調率が約０．６１に留まる。本実施形態では、最大変調率が約０．７１程度となる空間ベクトルパルス幅変調を行うため、正弦波状の電圧指令が補正されている。
上述したように、第１制御モードでは、第２インバータ１２がアクティブショートサーキット制御により短絡されており、第１インバータ１１のみがインバータ１０として機能している。例えば、Ｕ相電圧の最大振幅は直流電源６の電圧を“Ｅ”として“（２／３）Ｅ”であり（図２のベクトル図も参照）、相間電圧の最大振幅は同様に直流電源６の電圧を“Ｅ”として“Ｅ”である。
図５は、第２制御モードで駆動制御される回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図９及び図１０の波形図は、第２制御モードにおける第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。図９の第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊は、第１インバータ１１が連続パルス幅変調（CPWM）で変調される場合を例示している。また、図１０の第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊は、第１インバータ１１が不連続パルス幅変調（DPWM）で変調される場合を例示している（表３、表４を参照して例示した形態。）。第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊とは、概ね１８０度異なる位相である。変調率が同じ場合、電流“Ｉａ”のベクトルと第２インバータ１２による電圧“Ｖ２”のベクトルとが同一直線上に乗ると（１８０度異なる向きであると）、第２インバータ１２の力率が“１”となる。その結果、第２インバータ１２を高い効率で動作させて、システム損失を最適化すうことができる。
第１制御モードとは異なり、第２インバータ１２が短絡状態ではなく、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が有効に機能しているため、Ｕ相電圧の最大振幅は第１制御モード時の２倍の“（４／３）Ｅ”となり（図２のベクトル図も参照）、相間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる。尚、第１直流電源６１と第２直流電源６２とは独立しており、第１直流電源６１の第１直流電圧Ｅ１と、第２直流電源６２の第２直流電圧Ｅ２とは、異なる値であってもよい。例えば、正確には、Ｕ相電圧の最大振幅は、“（（２／３）Ｅ１）＋（２／３）Ｅ２”であるが、以下の説明も含めて、本明細書中では“Ｅ１＝Ｅ２＝Ｅ”として説明する。
図６は、第３制御モードで駆動制御される回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。図１１及び図１２の波形図は、第３制御モードにおける第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。第３制御モードでは、第１インバータ１１が矩形波制御されるため、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊も矩形波状となる。図１１は、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊が、第２制御モードと同様の形態（空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM）など連続パルス幅変調（CPWM）の電圧指令）を例示している。図１２は、表３、表４を参照して上述したように、第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊が、不連続パルス幅変調（DPWM）の電圧指令であってもよい。また、第２インバータ１２は、複数パルス変調（不連続パルス幅変調）など、矩形波変調と同様の同期変調が実施されてもよい。尚、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が同期変調される場合には、キャリアＣＡは不要である。
第３制御モードでも第２制御モードと同様に、第１インバータ１１及び第２インバータ１２が有効に機能しているため、Ｕ相電圧の最大振幅は“（４／３）Ｅ”となり、相間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる。
図７は、第４制御モードで駆動制御される回転電機８０のｄｑ軸ベクトル座標系での１つの動作点におけるベクトル図を例示している。ここでは、位相が１８０度異なる矩形波によって第１インバータ１１と第２インバータ１２とが制御されており、第１インバータ１１による第１電圧ベクトルＶ１と、第２インバータ１２による第２電圧ベクトルＶ２とは、ベクトルの向きが１８０度異なる。このため、図７に示すように、合成電圧ベクトルＶａは、第１電圧ベクトルＶ１の向きに第２電圧ベクトルＶ２の大きさを加算したベクトルとなっている。
図１３の波形図は、第４制御モードにおける第１インバータ１１のＵ相電圧指令である第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊と、第２インバータ１２のＵ相電圧指令である第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊と、キャリアＣＡの一例とを示している。第４制御モードでは、第１インバータ１１に加えて第２インバータ１２も矩形波制御されるため、第１Ｕ相電圧指令Ｖｕ１＊＊及び第２Ｕ相電圧指令Ｖｕ２＊＊の双方が矩形波状となる。尚、第１インバータ１１及び第２インバータ１２の双方が矩形波変調（同期変調）される場合には、キャリアＣＡは不要であるが、変調率などについて、第１制御モード、第２制御モード、第３制御モードとの比較が容易なようにキャリアＣＡも図示している。
図１４の波形図は、第４制御モードのＵ相電圧の一例を示しており、図１５の波形図は、第４制御モードのＵ−Ｖ相間電圧の一例を示している。第４制御モードでも第１インバータ１１及び第２インバータ１２が有効に機能しているため、図１４に示すようにＵ相電圧の最大振幅は“（４／３）Ｅ”である。また、図１５に示すように、相間電圧の最大振幅は、“２Ｅ”となる。
尚、上記においては、第１インバータ１１が、第１直流電源６１に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、第２インバータ１２が、第１直流電源６１とは独立した第２直流電源６２に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換する形態を例示して説明した。しかし、同一の直流電源６に接続された第１インバータ１１及び第２インバータ１２が、それぞれ独立に制御される形態であってもよい。
〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（１）の概要について簡単に説明する。
互いに独立した複数相のオープン巻線（８）を有する回転電機（８０）を、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を介して駆動制御する回転電機制御装置（１）は、１つの態様として、
前記第１インバータ（１１）が、前記複数相のオープン巻線（８）の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第２インバータ（１２）が、前記複数相のオープン巻線（８）の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）は、それぞれ交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成され、
前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）をオン状態とする又は複数相全ての前記アーム（３Ａ）の前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）をオン状態とするアクティブショートサーキット制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御との内、少なくとも２つの制御方式を有すると共に、
前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）を、それぞれ独立した前記制御方式で制御可能であり、
複数の前記制御方式の内の１つの前記制御方式を第１制御方式とし、前記第１制御方式とは異なる１つの前記制御方式を第２制御方式として、
前記第１インバータを前記第１制御方式で制御し、前記第２インバータを前記第２制御方式で制御する制御モードを有する。
インバータ（１０）を制御する制御方式には、回転電機（８０）の回転速度やトルクになどの動作条件に応じた種々の方式が知られている。本構成のように、２つのインバータ（１０）を備えている場合には、直流側の電圧よりも大きい振幅の交流電圧を生成することができる。但し、回転電機制御装置（１）は、常に最も交流の振幅が大きくなるように２つのインバータ（１０）を制御する必要はなく、必要に応じた振幅が得られるように、２つのインバータ（１０）を制御すればよい。第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を、それぞれ独立した制御方式で制御することで、回転電機（８０）の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータ（１０）を制御することができる。さらに、第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とを異なる制御方式で制御する制御モードを有することによって、制御の柔軟性を高め、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。即ち、本構成によれば、オープン巻線（８）の両端にそれぞれ備えられた２つのインバータ（１０）を適切に制御することができる。
１つの態様として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内の何れか一方のみを前記パルス幅変調制御により制御し、他方を前記アクティブショートサーキット制御により制御すると好適である。
この構成によれば、何れか一方のインバータ（１０）をアクティブショートサーキット制御することによって、１つのインバータ（１０）によって回転電機（８０）を駆動する動作モードを実現することができる。
また、１つの態様として、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内の何れか一方の出力が他方の出力以上となるように、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の前記制御方式が設定されていると好適である。
この構成によれば、相対的に高い出力で動作することが多い方のインバータ（１０）をより信頼性が高くなるように構成し、相対的に低い出力で動作することが多い方のインバータ（１０）は過剰性能とならないように構成するなど、２つのインバータ（１１，１２）の動作に応じて適切にそれぞれのインバータ（１１，１２）を構成することができる。
また、前記第１インバータ（１１）を制御する前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）を制御する前記制御方式は、それぞれ独立して変更可能であり、回転電機制御装置（１）が、前記回転電機（８０）の回転速度に基づいて、それぞれの前記制御方式を変更すると好適である。
回転電機（８０）の動作条件は、しばしば回転速度とトルクとの関係で定義される。回転電機制御装置（１）が、１つのパラメータである回転速度に基づいて、第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を制御する制御方式を変更すると、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
或いは、前記第１インバータ（１１）を制御する前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）を制御する前記制御方式が、それぞれ独立して変更可能である場合に、回転電機制御装置（１）が、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合に基づいて、それぞれの前記制御方式を変更すると好適である。
例えば、回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合、電圧型のインバータでは、直流電圧を高くすることや、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求が実現される。直流電圧が一定の場合には、直流電圧が交流電圧に変換される割合を高くすることで当該要求を実現することができる。この割合は、直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合（電圧型のインバータの場合には、直流電圧に対する３相交流電圧の実効値の割合と等価）として示すことができる。インバータ（１０）を制御する制御方式には、この割合が低いものから高いものまで種々の方式が存在する。回転電機（８０）に対する要求に応じて定まる直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合に基づいて、制御方式を変更することによって、回転電機（８０）の動作条件に応じて高い効率で回転電機（８０）を駆動制御することができる。
前記第１インバータ（１１）を制御する前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）を制御する前記制御方式が、それぞれ独立して変更可能である場合、１つの態様として、回転電機制御装置（１）は、前記第１インバータ（１１）の前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）の前記制御方式が同じ前記制御方式の場合には、前記第１インバータ（１１）の前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）の前記制御方式が異なる前記制御方式となるように、何れか一方の前記制御方式を変更し、前記第１インバータ（１１）の前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）の前記制御方式が異なる前記制御方式の場合には、前記第１インバータ（１１）の前記制御方式及び前記第２インバータ（１２）の前記制御方式が、別の組み合わせの異なる前記制御方式又は同じ前記制御方式となるように、何れか一方の前記制御方式を変更すると好適である。
２つのインバータ（１１，１２）の制御方式が同時に変更されると、制御の連続性を維持することが難しくなり、回転電機（８０）の回転に影響を与える可能性がある。２つのインバータ（１１，１２）の内の一方のインバータ（１０）の制御方式を変更して２つのインバータ（１１，１２）の制御方式の組み合わせを変更することで、安定して回転電機（８０）を制御することができる。
ここで、前記パルス幅変調制御は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、連続パルス幅変調及び不連続パルス幅変調を含み、前記連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、正弦波パルス幅変調及び空間ベクトルパルス幅変調を含み、前記不連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、前記回転電機の回転に同期せずにパルスが出力される非同期変調と、前記回転電機の回転に同期したパルスが出力される同期変調とを含み、前記同期変調は、前記回転電機の電気角の１周期に付き複数のパルスが出力される複数パルス変調を含むと好適である。
パルス幅変調制御には、種々の異なる方式が存在する。第１インバータ（１１）及び第２インバータ（１２）を、それぞれ異なる方式のパルス幅変調制御により制御することで、回転電機（８０）の動作条件に応じて、柔軟に２つのインバータ（１０）を制御することができる。
また、前記第１インバータ（１１）及び前記第２インバータ（１２）の内、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御される一方のインバータ（１０）は、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子（３１）を用いて構成され、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される他方のインバータ（１０）は、前記スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されていると好適である。
複数の制御方式の内の１つの制御方式を第１制御方式とし、第１制御方式とは異なる１つの制御方式を第２制御方式として、第１インバータ（１１）を第１制御方式で制御し、第２インバータ（１２）を第２制御方式で制御する場合、例えば、第１インバータ（１１）を矩形波制御により制御し、第２インバータ（１２）をパルス幅変調制御により制御する場合がある。矩形波制御におけるパルスの周期と、パルス幅変調制御におけるパルスの周期とを比較すれば、電気角の１周期に同期して１周期のパルスが出力される矩形波制御のパルスに比べて、電気角の１周期において多数のパルスが出力されるパルス幅変調制御のパルスの方がパルスの周期が短くなり、スイッチング周波数が高くなる。この場合、第１インバータ（１１）のスイッチング周波数に比べて、第２インバータ（１２）のスイッチング周波数が高くなる。逆の場合、例えば、第１インバータ（１１）をパルス幅変調制御により制御し、第２インバータ（１２）を矩形波制御により制御する場合も、同様の考え方により、第２インバータ（１２）のスイッチング周波数に比べて、第１インバータ（１１）のスイッチング周波数が高くなる。
回転電機（８０）に高い出力（速い回転速度や高いトルク）が要求される場合には、パルス幅変調制御におけるスイッチング周波数も高くなる傾向がある。当然ながら、同じスイッチング損失であれば、スイッチング周波数が高くなるほど、損失の総量が多くなる。第１インバータ（１１）と第２インバータ（１２）とは、独立して制御されるため、それぞれの回路を独立して構成することができる。従って、スイッチング周波数が高くなる可能性のある側のインバータ（１０）については、スイッチング損失が相対的に小さくなるような回路構成であると好適である。即ち、パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される方のインバータ（１０）が、第１スイッチング素子（３１）に比べてスイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いて構成されることによって、損失を低減させることができる。
ここで、前記第１スイッチング素子（３１）が、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子（３２）が、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴであると好適である。
例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）は、絶縁破壊電界強度がケイ素（Ｓｉ）よりも高いことより、高耐圧パワーデバイスを構成する場合に、高い不純物濃度且つ薄い膜厚でドリフト層を形成することができる。高耐圧パワーデバイスの抵抗成分のほとんどはドリフト層の抵抗となるので、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べて単位面積当たりのオン抵抗が低くなる。つまり、ＳｉＣデバイスは、Ｓｉデバイスに比べてスイッチング損失を小さくすることができる。窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いたデバイスも同様である。従って、第１スイッチング素子（３１）がＳｉデバイスの場合に、ＳｉＣデバイスやＧａＮデバイスを第２スイッチング素子（３２）とすることで、第１スイッチング素子（３１）に比べてスイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子（３２）を用いてインバータ（１０）を構成することができる。
１ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
８ ：ステータコイル（オープン巻線）
１０ ：インバータ
１１ ：第１インバータ
１２ ：第２インバータ
３１ ：第１スイッチング素子
３２ ：第２スイッチング素子
８０ ：回転電機

Claims (9)

  1. 互いに独立した複数相のオープン巻線を有する回転電機を、第１インバータ及び第２インバータを介して駆動制御する回転電機制御装置であって、
    前記第１インバータは、前記複数相のオープン巻線の一端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第２インバータは、前記複数相のオープン巻線の他端側に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換し、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータは、それぞれ交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成され、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータの制御方式として、電気角の一周期においてパターンの異なる複数のパルスが出力されるパルス幅変調制御と、複数相全ての前記アームの前記上段側スイッチング素子をオン状態とする又は複数相全ての前記アームの前記下段側スイッチング素子をオン状態とするアクティブショートサーキット制御と、電気角の一周期において１つのパルスが出力される矩形波制御との内、少なくとも２つの制御方式を有すると共に、
    前記第１インバータ及び前記第２インバータを、それぞれ独立した前記制御方式で制御可能であり、
    複数の前記制御方式の内の１つの前記制御方式を第１制御方式とし、前記第１制御方式とは異なる１つの前記制御方式を第２制御方式として、
    前記第１インバータを前記第１制御方式で制御し、前記第２インバータを前記第２制御方式で制御する制御モードを有する回転電機制御装置。
  2. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの内の何れか一方のみを前記パルス幅変調制御により制御し、他方を前記アクティブショートサーキット制御により制御する請求項１に記載の回転電機制御装置。
  3. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの内の何れか一方の出力が他方の出力以上となるように、前記第１インバータ及び前記第２インバータの前記制御方式が設定されている請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
  4. 前記第１インバータを制御する前記制御方式及び前記第２インバータを制御する前記制御方式は、それぞれ独立して変更可能であり、
    前記回転電機の回転速度に基づいて、それぞれの前記制御方式を変更する請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  5. 前記第１インバータを制御する前記制御方式及び前記第２インバータを制御する前記制御方式は、それぞれ独立して変更可能であり、
    直流電力に対する３相交流電力の実効値の割合に基づいて、それぞれの前記制御方式を変更する請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  6. 前記第１インバータの前記制御方式及び前記第２インバータの前記制御方式が同じ前記制御方式の場合には、前記第１インバータの前記制御方式及び前記第２インバータの前記制御方式が異なる前記制御方式となるように、何れか一方の前記制御方式を変更し、
    前記第１インバータの前記制御方式及び前記第２インバータの前記制御方式が異なる前記制御方式の場合には、前記第１インバータの前記制御方式及び前記第２インバータの前記制御方式が、別の組み合わせの異なる前記制御方式又は同じ前記制御方式となるように、何れか一方の前記制御方式を変更する請求項４又は５に記載の回転電機制御装置。
  7. 前記パルス幅変調制御は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、連続パルス幅変調及び不連続パルス幅変調を含み、前記連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、正弦波パルス幅変調及び空間ベクトルパルス幅変調を含み、前記不連続パルス幅変調は、それぞれ異なる複数の前記制御方式として、前記回転電機の回転に同期せずにパルスが出力される非同期変調と、前記回転電機の回転に同期したパルスが出力される同期変調とを含み、前記同期変調は、前記回転電機の電気角の１周期に付き複数のパルスが出力される複数パルス変調を含む請求項１から６の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  8. 前記第１インバータ及び前記第２インバータの内、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に低いスイッチング周波数のパルスで制御される一方のインバータは、オフ状態とオン状態との間での遷移時のスイッチング損失が相対的に大きい第１スイッチング素子を用いて構成され、前記パルス幅変調制御が実行される場合に相対的に高いスイッチング周波数のパルスで制御される他方のインバータは、前記スイッチング損失が相対的に小さい第２スイッチング素子を用いて構成されている請求項１から７の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
  9. 前記第１スイッチング素子は、Ｓｉ−ＩＧＢＴ又はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴであり、前記第２スイッチング素子は、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣ−ＩＧＢＴである、請求項８に記載の回転電機制御装置。
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