JPWO2019030857A1 - Direction of arrival estimation device - Google Patents
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Abstract
到来方向推定装置(1)は、アンテナ素子(201〜20M)の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部(31)と、相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部(33)と、前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することによりM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部(34)と、前記M個のΣウエイトを用いてΣビームを生成するΣビーム生成部(41)と、前記M個のΔウエイトを用いてΔビームを生成するΔビーム生成部(42)と、前記Σビームと前記Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部(43)と、ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して到来角の推定値を算出する測角演算部(44)とを備える。The arrival direction estimation device (1) uses a correlation matrix generation unit (31) that generates a correlation matrix based on M reception signals respectively obtained from outputs of the antenna elements (201 to 20M), and a correlation matrix. , Executing a power minimization method using the Σ weight calculation unit (33) for calculating M Σ weights respectively corresponding to the M received signals, and the M Σ weights and two constraint conditions. A Δ weight calculation unit (34) for calculating M Δ weights, a Σ beam generation unit (41) for generating a Σ beam using the M Σ weights, and the M Δ weights. A Δ beam generating unit (42) for generating a Δ beam, a monopulse ratio calculating unit (43) for calculating a ratio between the Σ beam and the Δ beam as a mono pulse ratio, and between the Σ beam and the Δ beam; Between the ratio and the angle of arrival Comprises angle measuring calculation unit calculates the estimated value of the arrival angle by comparing the reference discrete curve defining the engagement and said monopulse ratio and (44).
Description
本発明は、電波の到来方向(Direction of Arrial,DOA)を推定する技術に関し、特に、アレイアンテナを用いて、到来電波の相関情報に基づき、到来電波の到来方向を推定する技術に関するものである。 The present invention relates to a technique for estimating the direction of arrival of radio waves (Direction of Arial, DOA), and more particularly to a technique for estimating the direction of arrival of incoming radio waves based on correlation information of incoming radio waves using an array antenna. .
電波の高分解能到来方向推定方式としては、モノパルス測角(monopulse angle measurement)方式、MUSIC(MUltiple Signal Classification)及びESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)などの種々の優れた到来方向推定技術が提案されている。これら到来方向推定技術の中でも、実装の容易さ及び低い演算負荷の観点からモノパルス測角方式が採用されている場合が多い。しかしながら、モノパルス測角方式は、基本的に混信分離機能を持たないので、高電力のジャミング電波もしくは海面クラッタなどの不要波の存在下では、電力の高い不要波の到来角度を誤って測定するおそれがある。 As a high-resolution direction-of-arrival estimation method for radio waves, a monopulse angle measurement method, MUSIC (Multiple Signal Classification), and ESPRIT (Estimation of Signal Parameters) are used. Proposed. Among these direction-of-arrival estimation techniques, the monopulse angle measurement method is often adopted from the viewpoint of ease of mounting and low calculation load. However, the monopulse angle measurement method basically does not have an interference separation function, so in the presence of unnecessary waves such as high-power jamming radio waves or sea clutter, the arrival angle of unwanted waves with high power may be erroneously measured. There is.
このような問題への対策として、アダプティブウエイトを用いてモノパルスビームを形成し、不要波の抑圧と測角とを同時に行うアダプティブモノパルスと呼ばれる技術が知られている(非特許文献1)。 As a countermeasure against such a problem, a technique called adaptive monopulse is known in which a monopulse beam is formed using adaptive weights, and unnecessary wave suppression and angle measurement are performed simultaneously (Non-patent Document 1).
しかしながら、従来のアダプティブモノパルスでは、不要波抑圧のために形成されたヌルの影響によりディスクリカーブが歪み、測角精度が劣化してしまうという課題がある(非特許文献1)。この課題への対策として、非特許文献2には、3つの拘束条件を用いてディスクリカーブの歪みを補正する技術(以下「Fante法」という。)が提案されている。しかしながら、3つの拘束条件のためにアンテナの自由度が消費されてしまうという課題がある。
However, in the conventional adaptive monopulse, there is a problem that the discriminating curve is distorted and the angle measurement accuracy is deteriorated due to the influence of a null formed for suppressing unnecessary waves (Non-patent Document 1). As a countermeasure against this problem, Non-Patent
上記に鑑みて本発明の目的は、2つの拘束条件を用いてディスクリカーブの歪みの補正とアンテナの自由度の過度な消費の抑制とを実現しつつ、高い測角精度をも確保することができる到来方向推定装置を提供することである。 In view of the above, it is an object of the present invention to ensure high angle measurement accuracy while realizing correction of distortion of the disc curve and suppression of excessive consumption of the degree of freedom of the antenna using two constraint conditions. It is to provide a direction-of-arrival estimation device that can be used.
本発明の一態様による到来方向推定装置は、アダプティブモノパルスを実行して到来電波の到来角の推定値を算出する到来方向推定装置であって、M個(Mは2以上の整数)のアンテナ素子の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部と、前記相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部と、前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部と、前記M個のΣウエイトを前記M個の受信信号にそれぞれ重み付けすることでM個の第1の重み付け信号を生成し、前記M個の第1の重み付け信号に基づいてΣビームを生成するΣビーム生成部と、前記M個の受信信号にそれぞれ前記M個のΔウエイトを重み付けすることでM個の第2の重み付け信号を生成し、前記M個の第2の重み付け信号に基づいてΔビームを生成するΔビーム生成部と、前記Σビーム生成部で生成された当該Σビームと前記Δビーム生成部で生成された当該Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部と、ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して前記推定値を算出する測角演算部とを備えることを特徴とする。 An arrival direction estimation apparatus according to an aspect of the present invention is an arrival direction estimation apparatus that performs adaptive monopulses to calculate an estimated value of an arrival angle of an incoming radio wave, and includes M (M is an integer of 2 or more) antenna elements A correlation matrix generation unit that generates a correlation matrix based on M received signals respectively obtained from the outputs of M, and M Σ weights respectively corresponding to the M received signals are calculated using the correlation matrix A Σ weight calculating unit that performs M powers minimization using the M Σ weights and two constraint conditions, thereby calculating M Δ weights respectively corresponding to the M received signals. A weight calculating unit generates M first weighted signals by weighting the M received signals to the M received signals, and generates a Σ beam based on the M first weighted signals. A Σ beam generator to be generated, and M second weighted signals are generated by weighting the M Δ weights to the M received signals, respectively, and based on the M second weighted signals. And a mono-pulse ratio for calculating a ratio between the Σ beam generated by the Σ beam generation unit and the Δ beam generated by the Δ beam generation unit as a mono-pulse ratio. A calculation unit, and a reference measurement curve that defines a relationship between the ratio between the Σ beam and the Δ beam and the arrival angle, and an angle measurement calculation unit that calculates the estimated value by comparing the monopulse ratio. It is characterized by that.
本発明によれば、Σウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、Δビームを生成するためのΔウエイトが算出されるので、アダプティブモノパルスの実行時のディスクリカーブの歪みを補正することができる。よって、低演算負荷で高い測角精度を実現することが可能である。また、アンテナ自由度の過度な消費を抑制することも可能である。 According to the present invention, by executing the power minimization method using the Σ weight and the two constraint conditions, the Δ weight for generating the Δ beam is calculated. Therefore, the discrepancy curve at the time of executing the adaptive monopulse is calculated. Distortion can be corrected. Therefore, it is possible to realize high angle measurement accuracy with a low calculation load. It is also possible to suppress excessive consumption of antenna freedom.
以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。 Hereinafter, various embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the component to which the same code | symbol was attached | subjected in the whole drawing shall have the same structure and the same function.
実施の形態1.
図1は、本発明に係る実施の形態1である到来方向推定装置1の概略構成を示すブロック図である。この到来方向推定装置1は、アダプティブモノパルスを実行して、到来電波の到来角の推定値を算出する機能を有している。アダプティブモノパルスとは、不要波方向へのヌル形成のためのアダプティブウエイト(adaptive weights)を用いたモノパルス測角をいう。図1に示されるように到来方向推定装置1は、到来電波を受信するM個(Mは3以上の整数)のアンテナ素子201,202,…,20Mからなるアレイアンテナ20と、アンテナ素子201〜20Mの出力をそれぞれディジタル形式の受信信号x1(tn),x2(tn),…,xM(tn)に変換する受信部21と、受信信号x1(tn)〜xM(tn)からΣビームPΣを生成するΣビーム生成部41と、受信信号x1(tn)〜xM(tn)からΔビームPΔを生成するΔビーム生成部42と、ΣビームPΣとΔビームPΔとの間の比率Rをモノパルス比として算出するモノパルス比算出部43と、参照用ディスクリカーブとモノパルス比Rとを比較して到来電波の推定値を算出する測角演算部44と、当該算出された推定値を示す推定データMDを外部機器に出力するデータ出力部45とを備える。
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an arrival
また、到来方向推定装置1は、受信信号x1(tn)〜xM(tn)からΣウエイトベクトルWΣ及びΔウエイトベクトルWΔをアダプティブウエイトとして算出し、これらΣウエイトベクトルWΣ及びΔウエイトベクトルWΔをΣビーム生成部41及びΔビーム生成部42にそれぞれ供給するアダプティブウエイト演算部30を備えて構成されている。Moreover, the arrival
図1に示される放射源Tgtは、アレイアンテナ20の中心(正面方向)に対してθtの角度方向に存在する目標である信号源である。また、放射源U1,…,Uk(kは2以上の整数)は、未知の信号を発する不要波源である。放射源U1,…,Ukは、アレイアンテナ20の中心(正面方向)に対してそれぞれθ1,…,θkの角度方向に存在する。不要波としては、たとえば、構造物などに起因して生じたマルチパス波、海面クラッタ、または妨害波が想定される。The radiation source Tgt shown in FIG. 1 is a signal source that is a target that exists in an angle direction of θ t with respect to the center (front direction) of the
受信部21は、アンテナ素子201,…,20MのRF(高周波)出力に対してアナログ信号処理を施す受信器(Rx)211,…,21Mと、これら受信器(Rx)211,…,21Mのアナログ出力をそれぞれディジタル形式の受信信号x1(tn),…,xM(tn)に変換するA/D変換器(ADC)221,…,22Mとを含んで構成されている。各受信器21mは、対応するアンテナ素子20mのRF出力に対して、増幅処理、帯域通過処理(フィルタ処理)及び周波数変換処理などの各種信号処理を実行してアナログ信号を生成する。このアナログ信号は、同相成分及び直交成分を有する複素信号である。各A/D変換器22mは、対応する受信器21mから入力されたアナログ信号を、ディジタル形式の複素ベースバンド信号である受信信号xm(tn)に変換する。The
図1に示されるように、アダプティブウエイト演算部30は、相関行列生成部31、パラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34を有する。相関行列生成部31は、受信信号x1(tn)〜xM(tn)に基づく相関行列Rxxを生成し、その相関行列Rxxに対する逆行列Rxx −1をΣウエイト算出部33に供給する。受信信号ベクトルをx(tn)で表し、サンプリング点数をNで表すとすれば、相関行列Rxxと受信信号ベクトルをx(tn)は、たとえば、次式(1),(1a)で与えられる。
As shown in FIG. 1, the adaptive
ここで、nは、サンプリング時間の番号を示す添え字であり、1〜Nの範囲内の整数である。上式(1)中の受信信号ベクトルx(tn)に付された上付き添え字「H」は、複素共役転置(エルミート転置)を示し、上式(1a)中の上付き添え字「T」は転置を示す。相関行列生成部31は、たとえば、コレスキー(Cholesky)分解を用いて逆行列Rxx −1を算出することができる。Here, n is a subscript indicating a sampling time number, and is an integer in the range of 1 to N. The superscript “H” attached to the received signal vector x (t n ) in the above equation (1) indicates a complex conjugate transpose (Hermitian transpose), and the superscript “H” in the above equation (1a). “T” indicates transposition. The correlation matrix generation unit 31 can calculate the inverse matrix R xx −1 using, for example, Cholesky decomposition.
Σウエイト算出部33は、パラメータ設定部32から供給されたパラメータ設定値及び逆行列Rxx −1を用いて、M個のベクトル要素(Σウエイト)からなるM行1列のΣウエイトベクトルWΣを算出することができる。The Σ
具体的には、Σウエイト算出部33は、DCMP(Directionally Constrained Minimization of Power)法などの電力最小化法を実行してΣウエイトベクトルWΣを算出することが可能である。パラメータ設定部32は、追尾処理などの処理により求めた目標方向の情報θt及び当該目標方向の期待する応答値hなどを含むパラメータ設定値γ,C(θt)をΣウエイト算出部33に供給する。DCMP法によれば、ΣウエイトベクトルWΣは、たとえば、次式(2)で与えられる。
Specifically, the Σ
式(2)において、C(θt)は所望方向のステアリングベクトル(拘束ベクトル)、γは定数である。定数γは、次式(3)で表せられる。
In Expression (2), C (θ t ) is a steering vector (constraint vector) in a desired direction, and γ is a constant. The constant γ is expressed by the following equation (3).
また、実環境における低スナップショットなどの劣悪な条件下では、相関行列Rxxは正則とはならず、逆行列Rxx −1の成分が不安定な値になりやすい。そのため、Σウエイト算出部33は、状況に応じて、次式(4)に示すように、係数α及び単位行列Iを用いた対角荷重が施された式を使用してΣウエイトベクトルWΣを算出してもよい。
Further, under poor conditions such as a low snapshot in a real environment, the correlation matrix R xx is not regular, and the component of the inverse matrix R xx −1 tends to be an unstable value. Therefore, according to the situation, the Σ
次に、Δウエイト算出部34は、ΣウエイトベクトルWΣ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、受信信号x1(tn)〜xM(tn)にそれぞれ対応するΔウエイトからなるΔウエイトベクトルWΔを算出することができる。ΔウエイトベクトルWΔは、M個のベクトル要素(Δウエイト)からなるM行1列のベクトルである。Δウエイト算出部34は、算出されたΔウエイトベクトルWΔをΔビーム生成部42に供給する。以下、Δウエイト算出部34は、アダプティブモノパルス実行時のディスクリカーブに歪みが生じないような最適なΔウエイトベクトルWΔを導出する。以下、Δウエイト算出部34の処理内容について詳細に説明する。Next, the Δ
まず、アダプティブモノパルス実行前の通常のモノパルス測角により得られるディスクリカーブを定式化する。通常のモノパルス測角においては、図2に示すように、アンテナの中心方向を示す角度をθ0としたとき、アレイアンテナ20を2分割にして得られるビーム50R,50Lの和(和信号)であるΣビームと、ビーム50R,50L間の差(差信号)であるΔビームとが算出される。これらΣビームとΔビームとの間の比率がディスクリカーブと定義される。ビーム50R,50Lは、それぞれ次式(5),(6)として表現可能である。
First, a discrete curve obtained by normal monopulse angle measurement before adaptive monopulse execution is formulated. In normal monopulse angle measurement, as shown in FIG. 2, when the angle indicating the center direction of the antenna is θ 0 , the sum (sum signal) of
上式(5),(6)において、a(θ)は、使用されるアレイアンテナ20のアレーマニフォールド(ベクトル)であり、Δθは、ビームBright(θ),Bleft(θ)それぞれの中心方向からのスクイント角である。また、式(5),(6)において1次近似式を導出するために、アレーマニフォールドa(θ)の、角度θに関する1階の偏微分は、次式(6a)で表現されている。
In the above equations (5) and (6), a (θ) is an array manifold (vector) of the
モノパルス測角のためのΣビーム及びΔビームはそれぞれ次式(7),(8)のように表現可能である。
The Σ beam and Δ beam for monopulse angle measurement can be expressed as the following equations (7) and (8), respectively.
上式(7),(8)により、ビーム幅Δθで規格化されたディスクリカーブは、次式(9)で表現可能である(Re(x)は、xの実部を意味する)。
According to the above equations (7) and (8), the discrete curve normalized by the beam width Δθ can be expressed by the following equation (9) (Re (x) means the real part of x).
一方、アダプティブモノパルスが実行された場合におけるディスクリカーブは、式(9)におけるウエイトベクトルWΣ0,WΔ0をそれぞれアダプティブウエイトベクトルWΣ,WΔに置き換えたものに等しい。よって、アダプティブモノパルスが実行された場合におけるディスクリカーブは、次式(10)のように表現可能である。
On the other hand, discrete curve in the case where adaptive monopulse is executed, weight vector W .SIGMA.0 in equation (9), W .DELTA.0 adaptive weight vector W sigma, respectively, equal to the replaced W delta. Therefore, the discrepancy when adaptive monopulse is executed can be expressed as the following equation (10).
ここで、アダプティブウエイトベクトルWΣとして上式(2)を利用し、アダプティブウエイトベクトルWΔとして次式(11)を利用することで、アダプティブモノパルスの実行が可能となる。
Here, by using the above equation (2) as the adaptive weight vector W Σ and the following equation (11) as the adaptive weight vector W Δ , the adaptive monopulse can be executed.
式(11)において、Tdiffは、対角行列であり、たとえば、次式(12)のように表現可能である。
In the equation (11), T diff is a diagonal matrix and can be expressed as the following equation (12), for example.
式(12)においてdiag(X)は、ベクトルXのM個のベクトル要素を対角成分として有する対角行列である。Mが偶数のとき、対角行列Tdiffにおける対角成分「1」の個数はM/2個であり、対角成分「−1」の個数はM/2個である。In equation (12), diag (X) is a diagonal matrix having M vector elements of the vector X as diagonal components. When M is an even number, the number of diagonal components “1” in the diagonal matrix T diff is M / 2, and the number of diagonal components “−1” is M / 2.
また、上式(5)〜(9)についての議論を援用すれば、式(12)に代えて次式(13)の使用が可能である。
Moreover, if the argument about the said Formula (5)-(9) is used, it can replace with Formula (12) and use of following Formula (13) is possible.
上式(13)中、jは、虚数単位を表し、r1,…,rMは、アンテナ素子201,…,20Mの位置ベクトルを表している。また、P(θ)の角度θに関する1階の偏微分は、所望方向の方向ベクトルの角度に対する偏微分であり、次式(13a)で表現されている。
In the above formula (13), j represents an imaginary unit, r 1, ..., r M, the
式(13)が使用される場合、上式(11)は、次式(14)で表現可能である。
When Expression (13) is used, the above Expression (11) can be expressed by the following Expression (14).
しかしながら、上式(11),(14)に示すようなアダプティブウエイトベクトルWΔをそのまま使用すると、アダプティブモノパルス実行時に不要波抑圧のために形成されたヌルの影響でΔビームに歪みが生じる。図3は、アダプティブモノパルス実行前の通常のモノパルス測角の実行時(非抑圧処理)に得られる誤差電圧の分布と、式(10)に基づくアダプティブモノパルス実行時(抑圧処理)に得られる誤差電圧の分布とを表すグラフである。図3のグラフにおいて、横軸が到来方向の角度を示し、縦軸が誤差電圧(すなわちディスクリカーブの値)を示している。図3に示されるように、アダプティブモノパルス実行前のディスクリカーブに対して、アダプティブモノパルス実行時のディスクリカーブに歪みδが生じ、測角値にバイアス的な誤差が生じることがわかる。However, the above equation (11), (14) Continuing to use the adaptive weight vector W delta as shown, distortion occurs in delta beam under the influence of the null formed for unwanted signal suppression during adaptive monopulse run. FIG. 3 shows the distribution of error voltages obtained during execution of normal monopulse angle measurement (non-suppression processing) before adaptive monopulse execution, and error voltages obtained during adaptive monopulse execution (suppression processing) based on equation (10). It is a graph showing distribution of. In the graph of FIG. 3, the horizontal axis indicates the angle in the direction of arrival, and the vertical axis indicates the error voltage (that is, the value of the discrete curve). As shown in FIG. 3, it can be seen that distortion δ occurs in the discrete curve when adaptive monopulse is executed, and a bias-like error occurs in the angle measurement value with respect to the discrete curve before adaptive monopulse is executed.
そこで、本実施の形態では、アダプティブウエイトベクトルWΔに2つの拘束条件が課される。第1の拘束条件は、アダプティブモノパルスを実行せずに通常のモノパルス測角を実行して得られるディスクリカーブ(第1のディスクリカーブ)rbefore(θ)とアダプティブモノパルスを実行して得られるディスクリカーブ(第2のディスクリカーブ)rafter(θ)とが、アレイアンテナ20の中心角θ=θ0で共に零の値をとるとの条件である。すなわち、第1の拘束条件では、次式(15)が成立する。
Therefore, in the present embodiment, two constraint conditions are imposed on the adaptive weight vector WΔ . The first constraint condition is a discrete curve (first discrete curve) r before (θ) obtained by executing normal monopulse angle measurement without executing adaptive monopulse and a discrete curve obtained by executing adaptive monopulse. (Second discriminant curve) r after (θ) is a condition that both take a zero value at the central angle θ = θ 0 of the
上式(9),(10)を考慮すれば、式(15)から次式(15a)が導出される。
Considering the above equations (9) and (10), the following equation (15a) is derived from the equation (15).
式(15a)より、以下の関係式(16)が導出される。
The following relational expression (16) is derived from the expression (15a).
第2の拘束条件は、第1のディスクリカーブrbefore(θ)と第2のディスクリカーブrafter(θ)とが、アレイアンテナ20の中心角θ=θ0で等しい傾きを有するとの条件である。すなわち、第2の拘束条件では、次式(17)が成立する。
The second constraint condition is that the first discriminant r before (θ) and the second discriminant r after (θ) have the same inclination at the center angle θ = θ 0 of the
上式(17)において、第1のディスクリカーブrbefore(θ)の傾き(角度θに関する1階の偏微分)は、次式(17a)で表現され、第2のディスクリカーブrafter(θ)の傾き(角度θに関する1階の偏微分)は、次式(17b)で表現されている。
In the above equation (17), the slope of the first discriminant r before (θ) (first-order partial differential with respect to the angle θ) is expressed by the following equation (17a), and the second discriminant r after (θ) (The first-order partial differential with respect to the angle θ) is expressed by the following equation (17b).
式(17)より、以下の関係式(18)が導出される。
The following relational expression (18) is derived from the expression (17).
したがって、式(16),(18)からアダプティブウエイトベクトルWΔに関して次式(19)の拘束条件を導き出すことができる。
式(19)において、ベクトルCpro,Hproは、次式(19a)で定義される。
Thus, equation (16), can be derived constraint condition of the following expression (19) with respect to the adaptive weight vector W delta from (18).
In Expression (19), vectors C pro and H pro are defined by the following Expression (19a).
次式(20)に示されるような、式(19)に示す拘束条件下で出力電力Poutを最小化するアダプティブウエイト(Δウエイト)を求める電力最小化法を実行することにより、ディスクリカーブの歪みを解消することができるΔウエイトベクトルWΔ=WΔ−proを求めることができる。
By executing a power minimizing method for obtaining an adaptive weight (Δ weight) that minimizes the output power P out under the constraint condition shown in the equation (19) as shown in the following equation (20), The Δ weight vector W Δ = W Δ−pro that can eliminate the distortion can be obtained.
式(20)を解いた結果は、次式(21)で表現される。
The result of solving the equation (20) is expressed by the following equation (21).
式(21)において、上付きのアスタリスク「*」は複素共役を表す。Σウエイト算出部33は、上式(21)に従ってΔウエイトベクトルWΔ=WΔ−proを算出し、このΔウエイトベクトルWΔ−proをΔビーム生成部42に供給することができる。In the formula (21), the superscript asterisk “*” represents a complex conjugate. The Σ
次に、受信信号ベクトルx(t)について、Σビーム生成部41は、次式(22)に従い、ΣウエイトベクトルWΣを用いた重み付け加算を実行して、Σビームの応答値PΣを算出することができ、この応答値PΣをモノパルス比算出部43に出力する。
Next, with respect to the received signal vector x (t), the Σ
一方、Δビーム生成部42は、次式(23)に従い、ΔウエイトベクトルWΔ−proを用いた重み付け加算を実行して、Δビームの応答値PΔ−Proを算出することができ、この応答値PΔ−Proをモノパルス比算出部43に出力する。
On the other hand, the Δ
モノパルス比算出部43は、Σビームの応答値PΣとΣビームの応答値PΣとの間の比率をモノパルス比Rとして算出し、この算出結果を測角演算部44に出力する。モノパルス比Rは、たとえば、次式(24)で表現可能である。
測角演算部44は、内部メモリ44aに保持していた参照用ディスクリカーブrbefore(θ)とモノパルス比Rの値とを比較することで到来角の推定値(測角値)を算出することができる。従来のアダプティブモノパルスであれば、算出されたモノパルス比が歪んだディスクリカーブ上に存在するため、推定値に誤差が生じてしまっていた。これに対し、本実施の形態では、アダプティブモノパルス実行時に、ディスクリカーブに大きな歪みが生じないので、従来技術よりも高精度に測角値を算出することが可能である。The angle
図5は、図4に示されるように64個のアンテナ素子がX軸方向及びY軸方向に沿って2次元状に配置された素子方形アレーを用いて、4種類の誤差電圧の分布(ディスクリカーブ)を計算した結果を示すグラフである。図4においてλは波長(単位:メートル)を示す。図5のグラフでは、目標方向と不要波との間の離角がビーム幅の1/4程度であり、かつ不要波電力が所望電力に比べて20dB高い状況が想定されている。また、図5のグラフにおいて、実線は、非抑圧処理(上記した通常のモノパルス測角)により得られたディスクリカーブを示し、丸印記号は、本実施の形態に係るアダプティブモノパルスの実施例により得られたディスクリカーブを示し、十字記号は、3つの拘束条件を使用するFante法により得られたディスクリカーブを示し、破線は、拘束条件を使用しない従来のアダプティブモノパルスにより得られたディスクリカーブを示している。図5からわかるように、高電力の不要波がメインビーム内に存在するような厳しい条件であっても、ディスクリカーブの歪みが補正される。さらに、実施例で得られる補正の効果は、3つの拘束条件を使用するFante法で得られる補正の効果よりも高いことが確認できる。 FIG. 5 shows four types of error voltage distributions (disks) using an element square array in which 64 antenna elements are arranged two-dimensionally along the X-axis direction and the Y-axis direction as shown in FIG. It is a graph which shows the result of having calculated (recurve). In FIG. 4, λ represents a wavelength (unit: meter). In the graph of FIG. 5, it is assumed that the angle between the target direction and the unwanted wave is about ¼ of the beam width, and the unwanted wave power is 20 dB higher than the desired power. In the graph of FIG. 5, the solid line indicates a discrete curve obtained by non-suppression processing (the above-described normal monopulse angle measurement), and the circle symbol is obtained by the example of the adaptive monopulse according to the present embodiment. The cross symbol indicates the discrete curve obtained by the Fante method using three constraints, and the broken line indicates the discrete curve obtained by the conventional adaptive monopulse without using the constraint conditions. Yes. As can be seen from FIG. 5, even under severe conditions such that a high-power unnecessary wave exists in the main beam, the distortion of the discrete curve is corrected. Further, it can be confirmed that the correction effect obtained in the embodiment is higher than the correction effect obtained by the Fante method using three constraint conditions.
次に、図6を参照しつつ、本実施の形態に係る到来方向推定処理の手順の一例を簡単に説明する。図6は、実施の形態1に係る到来方向推定処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。 Next, an example of the procedure of arrival direction estimation processing according to the present embodiment will be briefly described with reference to FIG. FIG. 6 is a flowchart schematically showing an example of the procedure of arrival direction estimation processing according to the first embodiment.
先ず、相関行列生成部31は、受信部21から出力された受信信号ベクトルx(tn)を取得し(ステップST20)、上記のとおり、この受信信号ベクトルx(tn)に基づいて相関行列Rxxを算出する(ステップST22)。相関行列生成部31は、生成された相関行列Rxxに対する逆行列Rxx −1をΣウエイト算出部33に供給する。First, the correlation matrix generation unit 31 acquires the reception signal vector x (t n ) output from the reception unit 21 (step ST20), and as described above, the correlation matrix is based on the reception signal vector x (t n ). Rxx is calculated (step ST22). The correlation matrix generation unit 31 supplies the inverse matrix R xx −1 with respect to the generated correlation matrix R xx to the Σ
次に、Σウエイト算出部33は、上記のとおり、パラメータ設定部32からパラメータ設定値を取得し(ステップST24)、このパラメータ設定値及び逆行列Rxx −1に基づいてΣウエイトベクトルWΣを算出する(ステップST25)。Σウエイト算出部33は、算出されたΣウエイトベクトルWΣをΔウエイト算出部34とΣビーム生成部41とに供給する。Next, as described above, the Σ
その後、Δウエイト算出部34は、上記のとおり、ΣウエイトベクトルWΣ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、ΔウエイトベクトルWΔを算出する(ステップST26)。Δウエイト算出部34は、算出されたΔウエイトベクトルWΔをΔビーム生成部42に供給する。Thereafter, the Δ
次に、Σビーム生成部41は、ΣウエイトベクトルWΣを用いてΣビーム応答値を算出し(ステップST27)、Δビーム生成部42は、ΔウエイトベクトルWΔを用いてΔビーム応答値を算出する(ステップST28)。ここで、ステップST27,ST28の実行順序は、特に制限されるものではない。Next, the Σ
次に、Σビームの応答値PΣとΣビームの応答値PΣとの間の比率をモノパルス比Rとして算出し、この算出結果を測角演算部44に出力する(ステップST29)。そして、測角演算部44は、参照用ディスクリカーブrbefore(θ)とモノパルス比Rの値とを比較することで到来角の推定値(測角値)を算出する(ステップST30)。その後、データ出力部45は、推定値を示す推定データMDを外部機器に出力する(ステップST31)。Next, sigma a ratio between the response value P sigma response values P sigma and sigma beam of the beam is calculated as the monopulse ratio R, and outputs the calculation result to the angle measuring operation section 44 (step ST29). Then, the angle
上記した到来方向推定装置1の構成のうち、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30は、たとえば、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)またはFPGA(Field−Programmable Gate Array)などのLSI(Large Scale Integrated circuit)からなるプロセッサで実現されればよい。あるいは、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30は、コンピュータプログラムを実行するCPU(Central Processing Unit)またはGPU(Graphics Processing Unit)を含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。
Among the configurations of the arrival
図7は、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図7に示される信号処理装置70は、半導体集積回路で構成されたプロセッサ71、メモリ72、入力インタフェース部73、出力インタフェース部74及び信号路75を含んで構成されている。信号路75は、プロセッサ71、メモリ72、入力インタフェース部73、出力インタフェース部74を相互に接続するためのバスである。入力インタフェース73は、受信部21から入力された受信信号ベクトルx(tn)を示す受信データRSを取得し、この受信データRSを信号路75を介してプロセッサ71に転送する機能を有する回路である。プロセッサ71は、信号路75及び出力インタフェース74を介して表示装置などの外部機器と接続されている。FIG. 7 is a block diagram illustrating a hardware configuration example for realizing the functions of the Σ
メモリ72は、たとえば、本実施の形態の到来方向推定装置1の信号処理機能を実現するための各種プログラムを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ71が信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該信号処理で使用されるデータが展開されるメモリを含む。メモリ72としては、ROM(Read Only Memory)及びSDRAM(Synchronous Dynamic Random Access Memory)などの複数の半導体メモリが使用されればよい。
The
なお、図7の例では、単一のプロセッサ71を用いて構成されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いて到来方向推定装置1の信号処理機能が実現されてもよい。さらには、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30のいずれかが専用のハードウェアで構成されてもよい。
In addition, in the example of FIG. 7, although comprised using the
以上に説明したように実施の形態1では、Δウエイト算出部34は、ΣウエイトベクトルWΣ及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、Δビームを生成するためのΔウエイトベクトルWΔ=WΔ−proを算出するので、アダプティブモノパルスの実行時におけるディスクリカーブの歪みを補正することができる。よって、低演算負荷で高い測角精度を実現することが可能である。また、2つの拘束条件しか使用しないため、アンテナ自由度の過度な消費を抑制することも可能である。As described above, in the first embodiment, the Δ
実施の形態2.
図8は、本発明に係る実施の形態2である到来方向推定装置2の概略構成を示すブロック図である。上記実施の形態1の到来方向推定装置1では、アダプティブアレイが使用され、不要波の抑圧が空間的に局所的な領域で行われる。一方、実環境においては、アダプティブウエイトWΔ,WΣが計算された後、到来方向推定装置を搭載する機体の揺動、または目標の運動などの環境変動に起因して、ヌルを形成した方向から不要波源が外れてしまう場合が考えられる。このような場合には、抑圧性能が低下して測角精度を低下させるおそれがある。このような場合に対処するため、本実施の形態の到来方向推定装置2は、ブロードなヌルを形成可能なアダプティブウエイトを算出することができる。
FIG. 8 is a block diagram showing a schematic configuration of the arrival
本実施の形態到来方向推定装置2の構成は、上記実施の形態のアダプティブウエイト演算部30(図1)に代えて図8のアダプティブウエイト演算部30Aを有する点を除いて、上記実施の形態1の到来方向推定装置1の構成と同じである。
The configuration of the arrival
図8に示されるように、アダプティブウエイト演算部30Aは、相関行列生成部31A、パラメータ設定部32、Σウエイト算出部33、Δウエイト算出部34、ヌル幅調整用のパラメータ設定部35及びテーパー行列生成部36を有する。本実施の形態におけるパラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34の構成は、上記実施の形態1におけるパラメータ設定部32、Σウエイト算出部33及びΔウエイト算出部34の構成と同じである。
As shown in FIG. 8, the adaptive
ヌル幅調整用のパラメータ設定部35は、ヌル幅制御用のテーパー行列Tの生成に必要なパラメータ設定値uθ,uφをテーパー行列生成部36に供給する。テーパー行列生成部36は、パラメータ設定値uθ,uφを用いてテーパー行列Tを生成する。以下、テーパー行列Tの生成方法について詳細に説明する。The
まず、定式化において、議論を簡単にするために、無雑音、不要波1波のみ到来する場合を考える。この場合の不要波の信号ベクトルxu(t)は、不要波方向のステアリングベクトルをau、不要波の複素振幅をu(t)とすると次式(25)のように表せる。
First, in order to simplify the discussion in the formulation, let us consider a case where only one noiseless and unnecessary wave arrives. The signal vector x u (t) of the unnecessary wave in this case can be expressed as the following equation (25), where a u is the steering vector in the unnecessary wave direction and u (t) is the complex amplitude of the unnecessary wave.
このとき、上記不要波に関する相関行列のm行n列目成分は、次式(26)のように表現可能である。
At this time, the m-th row and n-th column component of the correlation matrix related to the unnecessary wave can be expressed as the following equation (26).
ここで、E[X]はXのアンサンブル平均を、Puは不要波の電力を、λは不要波の波長を、rmは第m番目のアンテナ素子20mの位置ベクトルを、rnは第n番目のアンテナ素子20nの位置ベクトルを、L(θu,φu)は不要波の到来する方向ベクトルをそれぞれ表す。Here, E [X] is the ensemble average of X, the power P u is unnecessary wave, the wavelength of λ is unnecessary wave, r m is the position vector of the m-th antenna element 20 m, r n is A position vector of the n-
上式(25)について、不要波が、仰角方向及び方位角方向に、次の不等式(26a)に示す角度拡がりを有するものとする。
Regarding the above equation (25), it is assumed that the unnecessary wave has an angle spread shown in the following inequality (26a) in the elevation angle direction and the azimuth angle direction.
このとき、上式(26)は、次式(27)に示すように変形可能である。
At this time, the above equation (26) can be modified as shown in the following equation (27).
また、式(27)において方向ベクトルの変位は、次式(28)のような一次近似で展開できる。
In addition, the displacement of the direction vector in Expression (27) can be developed by linear approximation as in Expression (28) below.
式(28)を用いて式(27)を整理すると、次式(29)が得られる。
When formula (27) is rearranged using formula (28), the following formula (29) is obtained.
式(29)により、不要波がある空間的な広がりを持つ場合の相関行列Ru−broadは、次式(30)に示すように行列Ruとテーパー行列Tとの要素積(アダマール積)で表すことができる。
According to the equation (29), the correlation matrix R u-broad when the unnecessary wave has a spatial spread is an element product (Hadamard product) of the matrix R u and the taper matrix T as shown in the following equation (30). Can be expressed as
また、テーパー行列Tは、次式(31)のように表現可能である。
Further, the taper matrix T can be expressed as the following equation (31).
ここで、次式(31a)で定義されるパラメータuθ,uφは、未知である。
Here, the parameters u θ and u φ defined by the following equation (31a) are unknown.
よって、式(31a)を用いれば、上式(31)は、次式(32)のように表現可能である。
Therefore, using equation (31a), the above equation (31) can be expressed as the following equation (32).
仮に、事前にMUSIC(MUltiple Signal Classification)またはESPRIT(Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques)などの種々の到来方向推定手法で、不要波の到来方位及び角度幅が概ね判明している場合は、上式(31a)から、パラメータuθ,uφの値が直接計算されてもよい。Temporarily, the arrival direction and the width of the unnecessary wave are known in various directions of direction estimation such as MUSIC (Multiple Signal Classification) or ESPRIT (Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques). From the equation (31a), the values of the parameters u θ and u φ may be directly calculated.
したがって、テーパー行列生成部36は、上式(32)に従い、ヌル幅調整パラメータ設定部13より出力されたパラメータuθ,uφの設定値、及び、アンテナ素子20m,20nの位置ベクトルrm,rnを用いて、ヌル幅制御のためのテーパー行列Tを求めることができる。アンテナ素子201〜20Mの任意のアレー配置で、かつ方位角方向及び仰角方向に関してヌル幅が調整可能である点は、本実施の形態の特徴の1つである。Therefore, the taper
テーパー行列生成部36は、算出されたテーパー行列Tを相関行列生成部31Aに供給する。相関行列生成部31Aは、次式(33)に示すように相関行列Rxxにテーパー行列Tを作用させて修正された相関行列Rbrd(相関行列Rxxとテーパー行列Tとの要素積)を生成することができる。
The taper
相関行列生成部31Aは、修正された相関行列Rbrdに対する逆行列Rbrd −1をΣウエイト算出部33に供給する。Σウエイト算出部33は、上記実施の形態1の場合と同様に、逆行列Rbrd −1を用いた電力最小化法を実行することにより、ΣウエイトWΣを算出することができる。The correlation matrix generation unit 31 </ b> A supplies the Σ
次に、図9を参照しつつ、本実施の形態に係る到来方向推定処理の手順の一例を簡単に説明する。図9は、実施の形態2に係る到来方向推定処理の手順の一例を概略的に示すフローチャートである。図9のフローチャートの手順は、ステップST21,ST23を有する点を除いて、図6のフローチャートの手順と同じである。 Next, an example of the procedure of arrival direction estimation processing according to the present embodiment will be briefly described with reference to FIG. FIG. 9 is a flowchart schematically showing an example of the procedure of the arrival direction estimation process according to the second embodiment. The procedure of the flowchart of FIG. 9 is the same as the procedure of the flowchart of FIG. 6 except that steps ST21 and ST23 are included.
ステップST21では、テーパー行列生成部36は、上式(32)に従い、ヌル幅調整パラメータ設定部13より供給された、パラメータuθ,uφの設定値、及び、アンテナ素子20m,20nの位置ベクトルrm,rnを用いてテーパー行列Tを生成する。次いで、相関行列生成部31Aは、ステップST20で取得された受信信号ベクトルx(tn)に基づいて第1の相関行列Rxxを算出する(ステップST22)。そして、相関行列生成部31Aは、上式(33)に示したように相関行列Rxxにテーパー行列Tを作用させて第2の相関行列Rbrdを生成する(ステップST23)。ここで、相関行列生成部31Aは、生成された相関行列Rbrdに対する逆行列Rbrd −1をΣウエイト算出部33に供給する。In step ST21, the taper
その後、Σウエイト算出部33は、上記のとおり、パラメータ設定部32からパラメータ設定値を取得し(ステップST24)、このパラメータ設定値及び逆行列Rbrd −1に基づいてΣウエイトベクトルWΣを算出することとなる(ステップST25)。Thereafter, as described above, the Σ
以上に説明したように実施の形態2は、アダプティブモノパルスの実行時に不要波方向にブロードなヌルを形成することができるため、到来方向推定装置2を搭載する機体の移動または目標の移動に伴う不要波方向のズレが生じた場合でも、高い測角精度を確保することができる。
As described above, the second embodiment can form a broad null in the direction of the unnecessary wave when the adaptive monopulse is executed. Therefore, the second embodiment is unnecessary due to the movement of the airframe on which the arrival
なお、上記した到来方向推定装置2の構成のうち、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aは、たとえば、ASICまたはFPGAなどのLSIからなるプロセッサで実現されればよい。あるいは、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aは、コンピュータプログラムを実行するCPUまたはGPUを含む単数または複数のプロセッサで実現されてもよい。図7に示した信号処理装置70によって、Σビーム生成部41、Δビーム生成部42、モノパルス比算出部43、測角演算部44及びアダプティブウエイト演算部30Aの機能が実現されてもよい。
In the configuration of the arrival
以上、図面を参照して本発明に係る種々の実施の形態について述べたが、これら実施の形態は本発明の例示であり、これら実施の形態以外の様々な形態を採用することもできる。
なお、本発明の範囲内において、上記実施の形態1,2の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。Although various embodiments according to the present invention have been described above with reference to the drawings, these embodiments are examples of the present invention, and various forms other than these embodiments can be adopted.
Within the scope of the present invention, the above-described first and second embodiments can be freely combined, any component of each embodiment can be modified, or any component of each embodiment can be omitted.
本発明に係る到来方向推定装置及び到来方向推定方法は、たとえば、レーダシステム、携帯電話などの移動局と基地局とを含む移動体通信システム、及び、衛星通信システムなどの種々の分野に適用可能である。 The arrival direction estimation apparatus and the arrival direction estimation method according to the present invention can be applied to various fields such as a radar communication system, a mobile communication system including a mobile station such as a mobile phone and a base station, and a satellite communication system. It is.
1,2 到来方向推定装置、20 アレイアンテナ、201〜20M アンテナ素子、21 受信部、211〜21M 受信器(Rx)、221〜22M A/D変換器(ADC)、30,30A アダプティブウエイト演算部、31,31A 相関行列生成部、32 パラメータ設定部、33 Σウエイト算出部、34 Δウエイト算出部、35 ヌル幅調整用のパラメータ設定部、36 テーパー行列生成部、41 Σビーム生成部、42 Δビーム生成部、43 モノパルス比算出部、44 測角演算部、44a 参照テーブル、45 出力部、70 信号処理装置、71 プロセッサ、72 メモリ、73 入力インタフェース、74 出力インタフェース、75 信号路。1, 2 Arrival direction estimation device, 20 array antenna, 20 1 to 20 M antenna element, 21 receiving unit, 21 1 to 21 M receiver (Rx), 22 1 to 22 M A / D converter (ADC), 30 , 30A adaptive weight calculation unit, 31, 31A correlation matrix generation unit, 32 parameter setting unit, 33 Σ weight calculation unit, 34 Δ weight calculation unit, 35 null width adjustment parameter setting unit, 36 taper matrix generation unit, 41 Σ Beam generation unit, 42 Δ beam generation unit, 43 monopulse ratio calculation unit, 44 angle measurement calculation unit, 44a reference table, 45 output unit, 70 signal processing device, 71 processor, 72 memory, 73 input interface, 74 output interface, 75 Signal path.
本発明の一態様による到来方向推定装置は、アダプティブモノパルスを実行して到来電波の到来角の推定値を算出する到来方向推定装置であって、M個(Mは2以上の整数)のアンテナ素子の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部と、前記相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部と、前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部と、前記M個のΣウエイトを前記M個の受信信号にそれぞれ重み付けすることでM個の第1の重み付け信号を生成し、前記M個の第1の重み付け信号に基づいてΣビームを生成するΣビーム生成部と、前記M個の受信信号にそれぞれ前記M個のΔウエイトを重み付けすることでM個の第2の重み付け信号を生成し、前記M個の第2の重み付け信号に基づいてΔビームを生成するΔビーム生成部と、前記Σビーム生成部で生成された当該Σビームと前記Δビーム生成部で生成された当該Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部と、ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して前記推定値を算出する測角演算部とを備え、前記2つの拘束条件のうちの第1の拘束条件は、前記アダプティブモノパルスを実行せずに通常のモノパルス測角を実行して得られる第1のディスクリカーブと前記アダプティブモノパルスを実行して得られる第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で共に零の値をとるとの条件であり、前記2つの拘束条件のうちの第2の拘束条件は、前記第1のディスクリカーブと前記第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で等しい傾きを有するとの条件であることを特徴とする。 An arrival direction estimation apparatus according to an aspect of the present invention is an arrival direction estimation apparatus that performs adaptive monopulses to calculate an estimated value of an arrival angle of an incoming radio wave, and includes M (M is an integer of 2 or more) antenna elements A correlation matrix generation unit that generates a correlation matrix based on M received signals respectively obtained from the outputs of M, and M Σ weights respectively corresponding to the M received signals are calculated using the correlation matrix A Σ weight calculating unit that performs M powers minimization using the M Σ weights and two constraint conditions, thereby calculating M Δ weights respectively corresponding to the M received signals. A weight calculating unit generates M first weighted signals by weighting the M received signals to the M received signals, and generates a Σ beam based on the M first weighted signals. A Σ beam generator to be generated, and M second weighted signals are generated by weighting the M Δ weights to the M received signals, respectively, and based on the M second weighted signals. And a mono-pulse ratio for calculating a ratio between the Σ beam generated by the Σ beam generation unit and the Δ beam generated by the Δ beam generation unit as a mono-pulse ratio. A calculation unit, and a reference measurement curve that defines a relationship between the ratio between the Σ beam and the Δ beam and the angle of arrival, and an angle measurement calculation unit that calculates the estimated value by comparing the monopulse ratio. The first constraint condition of the two constraint conditions is that the first discrete curve obtained by executing the normal monopulse angle measurement without executing the adaptive monopulse and the adaptive monopulse. The second discriminating curve obtained by performing the calculation is a condition that both take the zero value at the central angle of the array antenna, and the second constraint condition among the two constraint conditions is the first constraint condition. the discrete curve and said second discrete curve, wherein the condition der Rukoto of as having a slope equal central angle of the array antenna.
Claims (6)
M個(Mは2以上の整数)のアンテナ素子の出力からそれぞれ得られたM個の受信信号に基づいて相関行列を生成する相関行列生成部と、
前記相関行列を用いて、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΣウエイトを算出するΣウエイト算出部と、
前記M個のΣウエイト及び2つの拘束条件を用いた電力最小化法を実行することにより、前記M個の受信信号にそれぞれ対応するM個のΔウエイトを算出するΔウエイト算出部と、
前記M個のΣウエイトを前記M個の受信信号にそれぞれ重み付けすることでM個の第1の重み付け信号を生成し、前記M個の第1の重み付け信号に基づいてΣビームを生成するΣビーム生成部と、
前記M個の受信信号にそれぞれ前記M個のΔウエイトを重み付けすることでM個の第2の重み付け信号を生成し、前記M個の第2の重み付け信号に基づいてΔビームを生成するΔビーム生成部と、
前記Σビーム生成部で生成された当該Σビームと前記Δビーム生成部で生成された当該Δビームとの間の比率をモノパルス比として算出するモノパルス比算出部と、
ΣビームとΔビームとの間の比率と到来角との間の関係を定める参照用ディスクリカーブと前記モノパルス比とを比較して前記推定値を算出する測角演算部と
を備えることを特徴とする到来方向推定装置。A direction-of-arrival estimation device that executes an adaptive monopulse to calculate an estimated value of an arrival angle of an incoming radio wave,
A correlation matrix generation unit that generates a correlation matrix based on M reception signals respectively obtained from outputs of M antenna elements (M is an integer of 2 or more);
A Σ weight calculating unit that calculates M Σ weights respectively corresponding to the M received signals using the correlation matrix;
A Δ weight calculation unit that calculates M Δ weights respectively corresponding to the M received signals by executing a power minimization method using the M Σ weights and two constraint conditions;
A Σ beam for generating M first weighted signals by weighting the M received Σ weights to the M received signals, and generating a Σ beam based on the M first weighted signals. A generator,
The M received signals are weighted with M Δ weights to generate M second weighted signals, and Δ beams are generated based on the M second weighted signals. A generator,
A monopulse ratio calculation unit that calculates a ratio between the Σ beam generated by the Σ beam generation unit and the Δ beam generated by the Δ beam generation unit as a monopulse ratio;
A reference discriminating curve for determining the relationship between the ratio between the Σ beam and the Δ beam and the angle of arrival, and an angle measuring unit that calculates the estimated value by comparing the monopulse ratio. Direction of arrival estimation device.
前記2つの拘束条件のうちの第1の拘束条件は、前記アダプティブモノパルスを実行せずに通常のモノパルス測角を実行して得られる第1のディスクリカーブと前記アダプティブモノパルスを実行して得られる第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で共に零の値をとるとの条件であり、
前記2つの拘束条件のうちの第2の拘束条件は、前記第1のディスクリカーブと前記第2のディスクリカーブとが、前記アレイアンテナの中心角で等しい傾きを有するとの条件である、
ことを特徴とする到来方向推定装置。The direction-of-arrival estimation apparatus according to claim 1,
The first constraint condition of the two constraint conditions is obtained by executing the first discrete curve obtained by executing normal monopulse angle measurement without executing the adaptive monopulse and the adaptive monopulse. 2 is a condition that both the discretion curves take a zero value at the central angle of the array antenna,
The second constraint condition of the two constraint conditions is a condition that the first and second discretion curves have equal inclinations at the center angle of the array antenna.
An arrival direction estimation apparatus characterized by the above.
ヌル幅調整用のテーパー行列を算出するテーパー行列生成部をさらに備え、
前記相関行列生成部は、前記相関行列に前記テーパー行列を作用させることで修正された相関行列を生成し、
前記Σウエイト算出部は、当該修正された相関行列を用いて、前記M個のΣウエイトを算出することを特徴とする到来方向推定装置。An arrival direction estimation device according to claim 1 or 2,
A taper matrix generator for calculating a taper matrix for adjusting the null width;
The correlation matrix generation unit generates a correlation matrix modified by applying the taper matrix to the correlation matrix,
The Σ weight calculation unit calculates the M Σ weights using the corrected correlation matrix.
前記ヌル幅調整用のパラメータ設定値を前記テーパー行列生成部に供給するパラメータ設定部をさらに備え、
前記テーパー行列生成部は、前記アンテナ素子の位置座標の情報を前記パラメータ設定値として用いて前記テーパー行列の各成分を算出することを特徴とする到来方向推定装置。An arrival direction estimation device according to claim 4,
A parameter setting unit that supplies the parameter setting value for adjusting the null width to the taper matrix generation unit;
The taper matrix generation unit calculates each component of the taper matrix using information on the position coordinates of the antenna element as the parameter setting value.
前記M個のアンテナ素子を含むアレイアンテナと、
前記M個のアンテナ素子の出力を前記M個の受信信号に変換する受信部と
をさらに備えることを特徴とする到来方向推定装置。An arrival direction estimation device according to claim 1 or 2,
An array antenna including the M antenna elements;
A direction-of-arrival estimation apparatus, further comprising: a receiving unit that converts outputs of the M antenna elements into the M received signals.
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