JPWO2019012923A1 - 高周波電源装置 - Google Patents

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Abstract

直流電源（Ｖｉ）の出力側に接続され、ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）を有し、ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）のスイッチングにより高周波電力を発生するスイッチング回路（ＳＣ）を備える。ローサイドスイッチ回路（Ｓ１）の両端間およびハイサイドスイッチ回路（Ｓ２）の両端間にはスナバ回路（ＳＢ１，ＳＢ２）が接続されている。スナバ回路（ＳＢ１，ＳＢ２）は、インダクタ（Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２）とキャパシタ（Ｃｓｂ１，Ｃｓｂ２）との直列回路を有し、インダクタ（Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２）に並列接続されたダイオード（Ｄｓｂ１，Ｄｓｂ２）を有する。

Description

本発明は、直流電源に接続され、スイッチ素子を高周波でスイッチングさせるスイッチング回路により高周波電力を発生させる高周波電力発生回路を備えた高周波電源装置に関する。
直流電源に接続されて、その直流電源をスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力に変換し、その高周波電力を媒介して電力を供給する電源装置が例えばワイヤレス電力伝送システムで用いられている。
例えば、特許文献１には、直流電源の出力側に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路を備え、送電装置から受電装置へ電力を伝送する構成が示されている。
国際公開第２０１２／１０１９０７号
直流電源の出力側に接続され、ハイサイドスイッチ素子およびローサイドスイッチ素子で構成されるスイッチング回路を有する高周波電力発生回路において、スイッチング回路から出力される高周波電力の電圧波形は方形波または台形波である。
このように、電圧波形が方形波や台形波である場合、スイッチング回路の出力側に接続されるコイルやアンテナに流れる電流波形は、この電流が流れる回路の共振作用によって、正弦波に近い波形となる。しかし、この電流波形に含まれる高調波成分による高調波ノイズがコイルやアンテナから放射されてしまう、という解決すべき課題があった。
そこで、本発明の目的は、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分を低減して、高調波ノイズの放射を抑制した高周波電源装置を提供することにある。さらに、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失が低減される動作となる場合においても、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成せずに非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）となる場合においても、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分を低減して、高調波ノイズの放射を抑制できる高周波電源装置を提供することにある。
（１）本発明の高周波電源装置は、
直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
前記ローサイドスイッチ素子の両端間に接続されたローサイドスナバ回路と、
前記ハイサイドスイッチ素子の両端間に接続されたハイサイドスナバ回路と、を備え、
前記ローサイドスナバ回路は、第１キャパシタと第１インピーダンス素子との直列回路を有し、
前記ハイサイドスナバ回路は、第２キャパシタと第２インピーダンス素子との直列回路を有し、
前記第１キャパシタの第１端および前記第２キャパシタの第１端は、前記ローサイドスイッチ素子と前記ハイサイドスイッチ素子との接続点に接続され、
前記第１キャパシタの第２端と前記第２キャパシタの第２端との間に接続された第３キャパシタを更に備える、ことを特徴とする。
上記構成により、スイッチング回路から出力される電圧波形の角部分は滑らかになり、電流の高調波成分が抑えられ、高調波ノイズの放射が抑制される。
（２）前記第３キャパシタは、前記第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と前記第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とを等しくするキャパシタンスに設定されていることが好ましい。このことにより、高周波電力発生回路の出力電流に含まれる高調波電流が抑制される。
（３）前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は例えば抵抗素子である。
（４）前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は例えばインダクタである。
（５）前記第１インピーダンス素子の両端間に、前記第１キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第１ダイオード、または、前記第２インピーダンス素子の両端間に、前記第２キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第２ダイオード、を有する、ことが好ましい。
上記構成により、第１インピーダンス素子のインピーダンスと第２インピーダンス素子のインピーダンスとが異なる場合に、そのインピーダンスの差が悪影響して、第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と、第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とが不均衡になる、といった不具合が解消される。
（６）前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタは、
前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定されていることが好ましい。
上記構成により、電流遅れ動作となる場合においては、スイッチ素子に並列接続されたダイオードに電流が流れることでゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失が低減され、且つハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオフする際に、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち上がりと立ち下がりの変化は、スナバ回路のキャパシタを含めた共振動作によって緩やかになり、高調波電流の発生が抑制される。また、電流進み動作となる場合においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成せず、非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）となってスイッチング損失は低減されないが、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオフする際は、スナバ回路のキャパシタが緩やかに充電されることにより、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち上がりの変化は、緩やかになり高調波電流の発生が抑制され、また、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子がターンオンする際は、スナバ回路のインダクタまたは抵抗によるインピーダンス素子がスナバ回路のキャパシタに充電された電荷を急峻に放電する電流変化を抑制し、ハイサイドスイッチ素子またはローサイドスイッチ素子の両端電圧の立ち下がりの変化は、緩やかになり、高調波電流の発生が抑制される。
（７）本発明の高周波電源装置は、
直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
前記ローサイドスイッチ素子の両端間または、前記ハイサイドスイッチ素子の両端間の少なくともいずれかに接続されたスナバ回路と、を備え、
前記スナバ回路は、キャパシタとインダクタとの直列回路、またはキャパシタと抵抗との直列回路と、前記インダクタまたは抵抗に、前記キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードと、を有することが好ましい。
上記構成により、スナバ回路が接続されたスイッチ素子がターンオンする際およびターンオフする際におけるスイッチング損失の発生を抑止、低減することができる。特に、高周波電力発生回路において、スイッチ素子のターンオンの際に、ソフトスイッチングの一つであるゼロ電圧スイッチング動作の条件を満たさない、いわゆるハードスイッチングの条件の場合でも、上記構成により、スイッチ素子において、ターンオンでのスイッチング損失の発生および発熱を抑制できる。スナバ回路に備えたスナバキャパシタにおいて、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられた電荷による静電エネルギーは、スイッチ素子がターンオンする際に、スナバ回路に備えたスナバインダクタに移動して磁気エネルギーとなり、スイッチ素子におけるターンオンでのスイッチング損失の発生を抑制できる。上記構成においてインダクタを抵抗に替える構成の場合は、スイッチ素子のオフ期間に蓄えられた電荷による静電エネルギーは、スイッチ素子がターンオンする際に、スナバ回路に備えたスナバ抵抗においてジュール熱として消費される。つまり、スイッチング素子における電力損失を低減して、スイッチ素子の発熱を抑制できる。一方、スイッチ素子がターンオフする際は、インダクタの場合でも抵抗の場合でも、スナバ回路が備えたスナバダイオードを通して電流が流れてスナバキャパシタを充電し、スナバキャパシタの電圧変化を緩やかにして、スイッチング損失を低減する。さらに、スイッチングサージ電圧の発生も抑止できる。これによりスイッチ素子における耐圧破壊を防止し、回路の信頼性を高めることができる。
（８）前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
前記スナバ回路に備えた前記キャパシタは、
前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定されていることが好ましい。
上記構成により、スイッチング回路から出力される電圧波形の角部分は滑らかになり、電流の高調波成分が抑えられ、高調波ノイズの放射が抑制される。
（９）前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、構造的に構成される寄生ダイオードを含むＭＯＳ−ＦＥＴであることが好ましい。このことにより、スイッチ素子に並列接続されたダイオードを個別に備える必要がない。またはダイオードの電流容量を小さくすることができ、回路の小型化を図ることができる。
（１０）前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、化合物半導体素子であることが好ましい。例えばガリウムナイトライドやシリコンカーバイドなどの化合物半導体素子を用いることで、構造的に構成される寄生容量Ｃｄｓを小さくすることができる。また、高速スイッチング動作を実行できることから、スイッチング損失、特に非ゼロ電圧スイッチング動作（ハードスイッチング）の場合でのスイッチング損失、を低減でき、電力変換効率の高効率化と回路の小型化が図れる。
本発明によれば、スイッチング回路から出力される高周波電力の電流波形に含まれる高調波成分が低減され、高調波ノイズの放射が抑制された高周波電源装置が得られる。
図１は第１の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システムの回路図である。 図２は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵのＺＶＳ動作時の各部の波形図である。 図３（Ａ）〜（Ｄ）は、ハイサイドスイッチ回路に接続されたスナバ回路の作用について示す図である。 図４は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵの非ＺＶＳ動作時の各部の波形図である。 図５は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２１の回路図である。 図６は第２の実施形態の別の高周波電源装置を備える電力伝送システム１２２の回路図である。 図７は第３の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１３１の回路図である。 図８（Ａ）、図８（Ｂ）は、第３の実施形態の電力送電装置ＰＴＵのゼロ電圧スイッチング動作での波形図である。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は、第３の実施形態の電力送電装置ＰＴＵの非ゼロ電圧スイッチング動作での波形図である。 図１０は、第４の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１４１の回路図である。 図１１は、スナバ回路を備えない比較例の電力送電装置の各部の波形図である。 図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は、比較例の電力送電装置のゼロ電圧スイッチング動作での各部の波形図である。 図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は、比較例の電力送電装置の非ゼロ電圧スイッチング動作での各部の波形図である。
《第１の実施形態》
図１は本発明の第１の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システムの回路図である。
電力伝送システム１１１は電力送電装置ＰＴＵと電力受電装置ＰＲＵとで構成されている。ここで電力送電装置ＰＴＵが本発明の「高周波電源装置」の例である。
この電力伝送システム１１１は、電力送電装置ＰＴＵから電力受電装置ＰＲＵへ安定した直流のエネルギーを供給するシステムである。
電力送電装置ＰＴＵは、直流電源Ｖｉと、この直流電源Ｖｉの出力側に接続され、高周波電力を発生するスイッチング回路ＳＣと、このスイッチング回路ＳＣが有するローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。スイッチング回路ＳＣは本発明の「高周波電力発生回路」の例である。
スイッチング回路ＳＣは、ローサイドスイッチ回路Ｓ１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１、キャパシタＣｄｓ１とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２、キャパシタＣｄｓ２とで構成される。
ハイサイドスイッチ回路Ｓ２とローサイドスイッチ回路Ｓ１との接続点とグランドとの間に送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとの直列回路が接続されている。この送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとで共振回路が構成されている。スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は、この共振回路の共振周波数またはそれに近い周波数である。
本実施形態では、ローサイドスイッチ素子Ｑ１はＭＯＳ−ＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ１はローサイドスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。同様に、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２はＭＯＳ−ＦＥＴであり、ダイオードＤｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のボディダイオードであり、キャパシタＣｄｓ２はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間の寄生キャパシタである。
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲートには図外のスイッチング制御回路が接続されている。
上記スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２に並列接続されたダイオードＤｓｂ２を有する。また、電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。
一方、電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓ、共振キャパシタＣｒｓ、整流ダイオードＤ３，Ｄ４、および平滑キャパシタＣｏを備えている。そして、負荷Ｒｏへ直流電力を供給するように構成されている。
受電コイルＬｓは送電コイルＬｐに対して距離ｄｘだけ離間する状態で配置され、互いに磁界結合する。電力送電装置ＰＴＵのローサイドスイッチ素子Ｑ１およびハイサイドスイッチ素子Ｑ２の交互のオン・オフにより、高周波電力が発生し、送電コイルＬｐと受電コイルＬｓとの磁界結合を用いて高周波電力が電力受電装置ＰＲＵへ伝送されている。
電力受電装置ＰＲＵは、受電コイルＬｓと共振キャパシタＣｒｓとの共振による高周波電圧を整流平滑し、負荷Ｒｏへ直流電力を供給する。
図２は図１に示した電力送電装置ＰＴＵのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作時の各部の波形図である。
図２において、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のゲート・ソース間電圧をVgs1，Vgs2、ドレイン・ソース間電圧をVds1，Vds2で表している。また、ローサイドスイッチ回路Ｓ１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２との接続点の電圧をVab、送電コイルＬｐに流れる電流をirでそれぞれ表している。tonはローサイドスイッチ素子Ｑ１のオン時間、toffはローサイドスイッチ素子Ｑ１のオフ時間、Tsはスイッチング周期である。
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２は、両スイッチ素子がオフとなる短いデッドタイムｔｄを挟んで交互にオン・オフされ、デッドタイム期間にＱ１，Ｑ２に流れる電流をそれぞれ転流させてＺＶＳ動作を行う。１スイッチング周期における各状態での動作は次のとおりである。
(1) 状態１ 時刻t1〜t2
先ず、ダイオードＤｄｓ１が導通する。ダイオードＤｄｓ１の導通期間においてスイッチ素子Ｑ１をターンオンすることでＺＶＳ動作が行われ、スイッチ素子Ｑ１が導通する。
その後、スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると状態２となる。
(2) 状態２ 時刻t2〜t3
寄生キャパシタＣｄｓ１は充電され、寄生キャパシタＣｄｓ２は放電される。電圧Vds1が直流電源Ｖｉの電圧Vi、電圧Vds2が0Vになると、ダイオードＤｄｓ２が導通して状態３となる。すなわち、Vgs1が“Ｌ”になって後、デッドタイムｔｄが経過してからVgs2は“Ｈ”になる。
(3) 状態３ 時刻t3〜t4
ダイオードＤｄｓ２の導通期間においてスイッチ素子Ｑ２をターンオンすることでZVS動作が行われ、スイッチ素子Ｑ２が導通する。
その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオフすると状態４となる。
(4) 状態４ 時刻t4〜t1
寄生キャパシタＣｄｓ１が放電され、寄生キャパシタＣｄｓ２が充電される。電圧Vds1が0V、電圧Vds2がViになると、ダイオードＤｄｓ１が導通して再び状態１となる。
上記状態１〜４を周期的に繰り返す。
図３（Ａ）〜（Ｄ）は、上記ハイサイドスイッチ回路に接続されたハイサイドスナバ回路の作用について示す図である。特に、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２に流れる高周波電流が、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２が出力する高周波電圧より進む条件、すなわち、非ゼロ電圧スイッチング動作となる場合におけるスナバ回路の作用について示す図である。
図４は、図１に示した電力送電装置ＰＴＵの非ゼロ電圧スイッチング（非ＺＶＳ）動作時の各部の波形図である。図４において、VCsb2は、第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧、iLsb2はインダクタＬｓｂ２に流れる電流である。その他は図２を用いて説明したとおりである。
スイッチ素子Ｑ１がターンオンしてスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、図３（Ａ）に示すように、スイッチ素子Ｑ２に流れていた電流はダイオードＤｓｂ２、第２キャパシタＣｓｂ２を通して流れる。
その後、スイッチ素子Ｑ２がターンオンすると、その初期において、図３（Ｂ）に示すように、第２キャパシタＣｓｂ２の充電電荷はインダクタＬｓｂ２を通して放電される。このとき、インダクタＬｓｂ２は励磁され、正弦波状に緩やかに放電電流が流れ、第２キャパシタＣｓｂ２の充電電荷が放電される。その後は、電力回路に流れる電流がインダクタＬｓｂ２に流れる電流を打ち消し、インダクタＬｓｂ２の電流がなくなるまでは図３（Ｃ）に示す状態を経て、図３（Ｄ）に示すようにスイッチ素子Ｑ２のみに電流が流れる。その後は、図３（Ａ）に示した状態に戻る。
ローサイドスイッチ回路に接続されたローサイドスナバ回路についても、上述と同様に作用する。
このように、ダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２はキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２に対する充電電流経路を形成する。そして、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ直後の電流はスナバ回路のキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２およびインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２に対する充放電電流として流れる期間を経由する。そのため、スイッチング回路からの出力電圧波形の角部分が滑らかになり、すなわちスイッチ回路に流れる電流の時間変化が緩慢となり、図２中に送電コイルＬｐに流れる電流irは正弦波に近似する波形となる。
また、本実施形態の電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。この第３キャパシタＣｓｂ３は、２つのスナバ回路ＳＢ１，ＳＢ２の第１キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の異なる電位同士を接続するので、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の充放電電荷が第３キャパシタＣｓｂ３を通してバランスされる。その結果、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが揃って、高調波電流の発生が抑制される。
ここで、上記スナバ回路において第３キャパシタＣｓｂ３のみを備えない電力送電装置の各部の波形図を図１１に示す。この波形図は、図２に示した波形図と対応させて表した図である。スナバ回路の第３キャパシタＣｓｂ３を備えない場合、インダクタＬｓｂ１とＬｓｂ２のインダクタンスが異なる場合やスイッチ素子のターンオン速度とターンオフ速度が異なる場合、このインダクタンスの差やスイッチング速度の差が悪影響して、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合（半周期中での立ち上がり時間および半周期中での立ち下がり時間）が不均衡になる。図１１に示す例では、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tc1とターンオン時間tc2とが異なり、Vds1，Vds2の立ち上がりの傾斜と立ち下がりの傾斜とが異なる。その結果、図１１に表れているように、電圧Vabの立ち上がり直後および立ち下がり直後に電圧の乱れが生じる。また、これに伴い、送電コイルＬｐに流れる電流irは正弦波から歪んだ波形となる。
これに対し、本実施形態によれば、図２に示したとおり、スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時間tcとターンオン時間tcとが一致し、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが第３キャパシタＣｓｂ３によって近似する値となることで、スイッチ素子Ｑ１の両端電圧Vds1が変化する時間割合と、スイッチ素子Ｑ２の両端電圧Vds2が変化する時間割合とが一致し、電圧Vds1と電圧Vds2の変化が均衡する。すなわち、電圧Vds1と電圧Vds2は、歪み、オーバーシュート、アンダーシュートがない周期的な台形波となる。その結果、共振電流irの高調波成分が抑制される。その結果、高調波電流による放射ノイズおよび電力損失が抑制される。
第３キャパシタＣｓｂ３は、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合の不均衡を補正するように作用させる。具体的には、図１１に示す時刻t2から時刻t3の期間の例では、スイッチ素子Ｑ１のターンオフ時間tc1とスイッチ素子Ｑ２のターンオン時間tc2とが異なり、時間tc1が短く、時間tc2が長くなっている。この場合、時間tc1を長く、時間tc2を短く補正するために、スナバ回路の第１キャパシタＣｓｂ１からスナバ回路の第２キャパシタＣｓｂ２へと電圧変化を補正する電流を、第３キャパシタＣｓｂ３を通して流す必要がある。ここで、第１キャパシタＣｓｂ１のキャパシタンスをCsb1、第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスをCsb2、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスをCsb3でそれぞれ表すと、補正する電流は次式で表される。
Figure 2019012923
ここで、第３キャパシタＣｓｂ３は、補正電流を流す必要があるため、キャパシタＣ３の両端電圧をVCsb3とすると、次式を満たすように第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスCsb3を設定することが好ましい。
Figure 2019012923
さらに第１キャパシタＣｓｂ１と第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスが等しく、この値をCsbで表し、時間に対する電圧変化の差分( d Vds1 / dt + d Vds2 / dt ) の半分とd VCsb3 / dt が同じ値になる場合においては次式が成り立つ。
Csb3 ≧ Csb
前式より、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスCsb3は、第１キャパシタＣｓｂ１や第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンス以上とすればよく、この場合、第３キャパシタＣｓｂ３の電圧は直流電源Ｖｉの電圧まで変化する。さらに、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスを第１キャパシタＣｓｂ１や第２キャパシタＣｓｂ２のキャパシタンスに比べて十分大きく設定すれば、第３キャパシタＣｓｂ３の電圧変動を抑制でき、スイッチング回路から発生する高調波電流を有効に抑制できることが分かる。
《第２の実施形態》
第２の実施形態では、スナバ回路の構成が第１の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
図５は第２の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１２１の回路図である。図１に示した電力伝送システム１１１とは、電力送電装置ＰＴＵのスイッチング回路ＳＣの特にスナバ回路の構成が異なる。
図５において、ローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。
スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有する。また、電力送電装置ＰＴＵは、第１キャパシタＣｓｂ１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２の第２端との間に接続された第３キャパシタＣｓｂ３を更に備える。図１に示したダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２は存在しない。その他の構成は第１の実施形態で示したとおりである。
図６は第２の実施形態の別の高周波電源装置を備える電力伝送システム１２２の回路図である。この電力伝送システム１２２における電力送電装置ＰＴＵは、図５に示したインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２を抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２に置換したものである。その他の構成は図５と同じである。
本実施形態によれば、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２のインピーダンスがローサイドとハイサイドとで異なる場合に、そのインピーダンスの差が悪影響して、第１キャパシタＣｓｂ１の両端電圧が変化する時間割合と、第２キャパシタＣｓｂ２の両端電圧が変化する時間割合とが不均衡になる、といった不具合が第１の実施形態と同様に解消される。
《第３の実施形態》
第３の実施形態では、スナバ回路の構成が第１、第２の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
図７は第３の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１３１の回路図である。
図７において、ローサイドスイッチ回路Ｓ１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２と、を備える。
スナバ回路ＳＢ１は、インダクタＬｓｂ１と第１キャパシタＣｓｂ１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２は、インダクタＬｓｂ２と第２キャパシタＣｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２に並列接続されたダイオードＤｓｂ２を有する。図１に示した電力伝送システム１１１とは、電力送電装置ＰＴＵのスイッチング回路ＳＣに第３キャパシタＣｓｂ３が存在しない点で異なる。
インダクタＬｓｂ１とＬｓｂ２のインダクタンスがほぼ同じ値である場合や、スイッチ素子のターンオン速度とターンオフ速度がほぼ同じ速度になる場合、インダクタンスの差やスイッチング速度の差がないため、第３キャパシタＣｓｂ３の効果は小さい。そのため、条件によっては、第３キャパシタＣｓｂ３を不要にできる。
次に、共振電流の遅れ動作における電力変換動作と、共振電流の進み動作における電力変換動作について示す。図８（Ａ）（Ｂ）、図９（Ａ）（Ｂ）は本実施形態の電力送電装置ＰＴＵに関する波形図であり、図１２（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）は比較例の電力送電装置に関する波形図である。この比較例の電力送電装置は、図１と比べてダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２および第３キャパシタＣｓｂ３を備えない。実際の回路においては、等価的に、図１におけるスナバ回路ＳＢ１やスナバ回路ＳＢ２を備えない回路に相当する。また各部の波形図は、送電コイルＬｐと直列に直接に負荷を接続した等価回路での波形を示している。
図８（Ａ）（Ｂ）、図１２（Ａ）（Ｂ）は、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が、スイッチング周波数において誘導性インピーダンスにみえる状態（スイッチング回路ＳＣのスイッチング周波数が共振回路の共振周波数より高い状態）であるときの、各部の波形図である。図８（Ｂ）は図８（Ａ）の時間軸拡大図である。
このように、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が誘導性インピーダンスにみえる状態はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が成される。
図９（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）は、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が、スイッチング周波数において容量性インピーダンスにみえる状態（スイッチング回路ＳＣのスイッチング周波数が共振回路の共振周波数より高い状態）であるときの、各部の波形図である。図９（Ｂ）は図９（Ａ）の時間軸拡大図である。
このように、スイッチング回路ＳＣから視て、送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとによる共振回路が容量性インピーダンスにみえる状態はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とはならない。
図８（Ａ）（Ｂ）、図９（Ａ）（Ｂ）において、電圧Vgs1はローサイドスイッチ素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧、電圧Vgs2はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧である。電圧Vds1はローサイドスイッチ素子Ｑ１のドレイン・ソース間電圧、電圧Vds2はハイサイドスイッチ素子Ｑ２のドレイン・ソース間電圧である。また、電流irは送電コイルＬｐに流れる電流である。
送電コイルＬｐのインダクタンスをLpで表し、送電コイルＬｐと直列に直接に接続する等価的な負荷の抵抗成分をRacで表し、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスをCrで表し、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２のインダクタンスをLsbで表し、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２のキャパシタンスCsbで表し、第３キャパシタＣｓｂ３のキャパシタンスをCsb3で表し、キャパシタＣｄｓ１、Ｃｄｓ２のキャパシタンスをCdsで表すと、各素子の値は次のとおりである。
Lp＝352nH
Rac＝10Ω
Cds＝6.5pF
Csb＝30pF
Csb3＝30pF
Lsb＝50nH
ここで、スナバ回路の共振周波数fssは、
fss = 1/(2π√ Lsb・Csb)
= 130MHz
スイッチ素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数fsは6.78MHzとし、共振キャパシタＣｒのキャパシタンスをCrで表すと、図８（Ａ）（Ｂ）、図１２（Ａ）（Ｂ）に示す例では、Cr=2500pFとして共振周波数を5.37MHzに定めている。また、図９（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）に示す例では、Cr=1300pFとして共振周波数を7.44MHzに定めている。
比較例の電力送電装置においては、図１２（Ａ）（Ｂ）、図１３（Ａ）（Ｂ）に表れているように、電圧Vds1、Vds2の変化時に振動が発生し、このときに高調波電流が発生する。そのため、放射ノイズが大きくなる。また、高調波電流による電力損失が増える。特に、図１２（Ａ）（Ｂ）に表れているように、ＺＶＳ動作であるにもかかわらず、高調波電流が発生している。この高調波電流はスナバ回路の共振周波数fssを大きくするほど、それに応じて電圧Vds1，Vds2の振動周波数は大きくなり、これに起因する共振電流波形の歪みが発生する。
これに対し、図８（Ａ）（Ｂ）に示す電流遅れ動作では、電圧Vds1、Vds2の変化が緩やかであり振動は発生せずに、高調波電流の発生（電流irに含まれる高調波成分）が抑制される。
また、この電流遅れ動作では、電流irの正弦波の半波が終わるまでに次の半波が始まっている。これにより、ダイオードＤｄｓ１，Ｄｄｓ２に順方向電流が流れ始めた後にスイッチ素子Ｑ１，Ｑ２がターンオンするので、ゼロ電圧スイッチング（ソフトスイッチング）動作を達成し、スイッチング損失は低減される。
また、図９（Ａ）（Ｂ）に示す電流進み動作では非ゼロ電圧スイッチング動作となるが、電圧Vds1、Vds2は傾きをもって変化し、振動が発生しないため、非ＺＶＳ動作でありながら、高調波電流の発生（電流ｉｒに含まれる高調波成分）は抑制される。
スイッチ素子Ｑ１がターンオンしてスイッチ素子Ｑ２がターンオフすると、スイッチ素子Ｑ２に並列に接続されているダイオードＤｄｓ２に電流が流れ続ける。その後、スイッチ素子Ｑ１がターンオンすると、スナバ回路ＳＢ２では、図３（Ａ）に示すように、ダイオードＤｓｂ２、第２キャパシタＣｓｂ２を通して電流が流れて第２キャパシタＣｓｂ２が充電されるとともにキャパシタＣｄｓ２が充電される。一方、スナバ回路ＳＢ１では、その初期において、図３（Ｂ）と同様にスナバ回路ＳＢ２とスナバ回路ＳＢ１を入れ替えて考察でき、第１キャパシタＣｓｂ１の充電電荷はインダクタＬｓｂ１を通して放電される。このとき、インダクタＬｓｂ１は励磁され、正弦波状に緩やかに放電電流が流れ、第１キャパシタＣｓｂ１の充電電荷が放電される。同時にキャパシタＣｄｓ１も放電される。その後は、電力回路に流れる電流がインダクタＬｓｂ１に流れる電流を打ち消し、インダクタＬｓｂ１の電流がなくなるまでは図３（Ｃ）に示す状態と同様の状態を経て、図３（Ｄ）と同様にスイッチ素子Ｑ１のみに電流が流れる。
この様にして、スイッチ素子Ｑ１やスイッチ素子Ｑ２のターンオンやターンオフにて振動は発生せず、高調波電流の発生（電流ｉｒに含まれる高調波成分）は抑制される。
図７に示したインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２に代えて、図６に示した抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２を設けてもよい。
本実施形態によれば、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２の両端電圧が、ダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２を介して直流電源Ｖｉに繋がるので、スナバ回路が接続されたスイッチ素子がターンオフする際にスナバキャパシタの電圧の立ち上がりを緩やかにしてスイッチング損失を低減しながらスイッチ素子の両端に発生するスイッチングサージを抑制することができる。また、スイッチ素子がターンオンする際に、非ゼロ電圧スイッチング動作の条件であっても、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２のインピーダンスがスイッチ素子に流れ込む電流を抑制し、スイッチ素子におけるターンオンスイッチング損失を低減することができる。このようにして、スイッチ素子でのスイッチング損失やスイッチングノイズの発生、電力損失や電磁干渉ノイズの問題、といった不具合が解消される。
なお、本実施形態のように、スナバ回路が、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２とインダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２との直列回路、またはキャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２と抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１，Ｌｓｂ２または抵抗素子Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２に、キャパシタＣｓｂ１，Ｃｓｂ２を充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードＤｓｂ１，Ｄｓｂ２を有する場合、このスナバ回路はハイサイドまたはローサイドの一方にのみ設けてもよい。
《第４の実施形態》
第４の実施形態では、スイッチング回路の構成が第１〜第３の実施形態とは異なる高周波電源装置について示す。
図１０は、第４の実施形態である高周波電源装置を備える電力伝送システム１４１の回路図である。
電力送電装置ＰＴＵは、直流電源Ｖｉと、この直流電源Ｖｉの出力側に接続され、高周波電力を発生するスイッチング回路ＳＣ１，ＳＣ２を備える。このスイッチング回路ＳＣ１，ＳＣ２でフルブリッジ型のスイッチング回路が構成されている。
スイッチング回路ＳＣ１は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１１とハイサイドスイッチ回路Ｓ２１とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１１は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１１、キャパシタＣｄｓ１１とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２１と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２１、キャパシタＣｄｓ２１とで構成される。
スイッチング回路ＳＣ２は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１２とハイサイドスイッチ回路Ｓ２２とで構成される。ローサイドスイッチ回路Ｓ１２は、ローサイドスイッチ素子Ｑ１２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ１２、キャパシタＣｄｓ１２とで構成される。同様に、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２は、ハイサイドスイッチ素子Ｑ２２と、その両端に接続されたダイオードＤｄｓ２２、キャパシタＣｄｓ２２とで構成される。
ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１とローサイドスイッチ回路Ｓ１１との接続点と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２とローサイドスイッチ回路Ｓ１２との接続点と、の間に送電コイルＬｐと共振キャパシタＣｒとの直列回路が接続されている。
スイッチング回路ＳＣ１は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１１と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２１の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２１と、を備える。スイッチング回路ＳＣ２は、ローサイドスイッチ回路Ｓ１２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ１２と、ハイサイドスイッチ回路Ｓ２２の両端間に接続されたスナバ回路ＳＢ２２と、を備える。
上記スナバ回路ＳＢ１１は、インダクタＬｓｂ１１と第１キャパシタＣｓｂ１１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ１１に並列接続されたダイオードＤｓｂ１１を有する。同様に、スナバ回路ＳＢ２１は、インダクタＬｓｂ２１と第２キャパシタＣｓｂ２１との直列回路を有し、インダクタＬｓｂ２１に並列接続されたダイオードＤｓｂ２１を有する。
第１キャパシタＣｓｂ１１の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２１の第２端との間には第３キャパシタＣｓｂ３１が接続されている。同様に、第１キャパシタＣｓｂ１２の第２端と第２キャパシタＣｓｂ２２の第２端との間には第３キャパシタＣｓｂ３２が接続されている。
図１０において、スナバ回路の構成は、第２、第３の実施形態で示した回路であってもよい。
このように、フルブリッジ型のスイッチング回路についても本発明は同様に適用でき、同様の効果を奏する。
なお、以上に示した例では、送電コイルＬｐおよび受電コイルＬｓを備えるワイヤレス電力伝送システムへの適用例を示したが、ＤＣ−ＤＣコンバータにも同様に適用できる。例えば、図１に示した送電コイルＬｐ、受電コイルＬｓを、コンバータトランスの１次コイル、２次コイルにそれぞれ代えてＤＣ−ＤＣコンバータを構成してもよい。このような高周波電力発生回路を備えるＤＣ−ＤＣコンバータにおいても同様の作用効果を奏する。
また、以上に示した各実施形態において、「直流電源」は、直流電圧を出力する回路、電池、商用交流を整流平滑した直流電圧、これら全てを含む。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。
Ｃｄｓ１，Ｃｄｓ２…キャパシタ
Ｃｄｓ１１，Ｃｄｓ２１…キャパシタ
Ｃｄｓ１２，Ｃｄｓ２２…キャパシタ
Ｃｏ…平滑キャパシタ
Ｃｒ…共振キャパシタ
Ｃｒｓ…共振キャパシタ
Ｃｓｂ１，Ｃｓｂ１１，Ｃｓｂ１２…第１キャパシタ
Ｃｓｂ２，Ｃｓｂ２１，Ｃｓｂ２２…第２キャパシタ
Ｃｓｂ３，Ｃｓｂ３１，Ｃｓｂ３２…第３キャパシタ
Ｄ３，Ｄ４…整流ダイオード
Ｄｄｓ１，Ｄｄｓ２…ダイオード
Ｄｄｓ１１，Ｄｄｓ２１…ダイオード
Ｄｄｓ１２，Ｄｄｓ２２…ダイオード
Ｄｓｂ１，Ｄｓｂ２…ダイオード
Ｄｓｂ１１，Ｄｓｂ２１…ダイオード
Ｄｓｂ１２，Ｄｓｂ２２…ダイオード
Ｌｐ…送電コイル
Ｌｓ…受電コイル
Ｌｓｂ１，Ｌｓｂ２…インダクタ
Ｌｓｂ１１，Ｌｓｂ２１…インダクタ
Ｌｓｂ１２，Ｌｓｂ２２…インダクタ
ＰＲＵ…電力受電装置
ＰＴＵ…電力送電装置
Ｑ１，Ｑ１１，Ｑ１２…ローサイドスイッチ素子
Ｑ２，Ｑ２１，Ｑ２２…ハイサイドスイッチ素子
Ｒｓｂ１，Ｒｓｂ２…抵抗素子
Ｒｏ…負荷
Ｓ１，Ｓ１１，Ｓ１２…ローサイドスイッチ回路
Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２…ハイサイドスイッチ回路
ＳＢ１，ＳＢ１１，ＳＢ１２…ローサイドスナバ回路
ＳＢ２，ＳＢ２１，ＳＢ２２…ハイサイドスナバ回路
ＳＣ，ＳＣ１，ＳＣ２…スイッチング回路
Ｖｉ…直流電源
１１１，１２１，１２２，１３１，１４１…電力伝送システム

Claims (10)

  1. 直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
    前記ローサイドスイッチ素子の両端間に接続されたローサイドスナバ回路と、
    前記ハイサイドスイッチ素子の両端間に接続されたハイサイドスナバ回路と、を備え、
    前記ローサイドスナバ回路は、第１キャパシタと第１インピーダンス素子との直列回路を有し、
    前記ハイサイドスナバ回路は、第２キャパシタと第２インピーダンス素子との直列回路を有し、
    前記第１キャパシタの第１端および前記第２キャパシタの第１端は、前記ローサイドスイッチ素子と前記ハイサイドスイッチ素子との接続点に接続され、
    前記第１キャパシタの第２端と前記第２キャパシタの第２端との間に接続された第３キャパシタを更に備える、高周波電源装置。
  2. 前記第３キャパシタは、前記第１キャパシタの両端電圧が変化する時間割合と前記第２キャパシタの両端電圧が変化する時間割合とを等しくするキャパシタンスに設定された、請求項１に記載の高周波電源装置。
  3. 前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子は抵抗素子である、請求項１または２に記載の高周波電源装置。
  4. 前記第１インピーダンス素子または前記第２インピーダンス素子はインダクタである、請求項１または２に記載の高周波電源装置。
  5. 前記第１インピーダンス素子の両端間に、前記第１キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第１ダイオード、または、前記第２インピーダンス素子の両端間に、前記第２キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続された第２ダイオード、を有する、請求項１から４のいずれかに記載の高周波電源装置。
  6. 前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    前記第１キャパシタおよび前記第２キャパシタは、
    前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
    前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定された、請求項１から５のいずれかに記載の高周波電源装置。
  7. 直流電源に接続され、ローサイドスイッチ素子およびハイサイドスイッチ素子を有し、前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子のスイッチングにより高周波電力を発生する高周波電力発生回路と、
    前記ローサイドスイッチ素子の両端間または、前記ハイサイドスイッチ素子の両端間の少なくともいずれかに接続されたスナバ回路と、を備え、
    前記スナバ回路は、
    キャパシタとインダクタとの直列回路、またはキャパシタと抵抗との直列回路と、
    前記インダクタまたは抵抗に、前記キャパシタを充電する電流を流す向きに並列に接続されたダイオードと、を有する、
    高周波電源装置。
  8. 前記ローサイドスイッチ素子は、当該ローサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    前記ハイサイドスイッチ素子は、当該ハイサイドスイッチ素子に並列接続されたダイオードを備え、
    前記スナバ回路に備えた前記キャパシタは、
    前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子に流れる高周波電流が、前記ハイサイドスイッチ素子および前記ローサイドスイッチ素子が出力する高周波電圧より遅れる条件においては、ゼロ電圧スイッチング動作を達成しながら、前記高周波電圧である台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにし、
    前記高周波電流が前記高周波電圧より進む条件においては、非ゼロ電圧スイッチング動作となりながらも、前記台形波電圧の立ち上がりの傾きまたは立ち下がりの傾きを緩やかにする、キャパシタンスに設定された、請求項７に記載の高周波電源装置。
  9. 前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、構造的に構成される寄生ダイオードを含むＭＯＳ−ＦＥＴである、請求項１から８のいずれかに記載の高周波電源装置。
  10. 前記ローサイドスイッチ素子および前記ハイサイドスイッチ素子は、化合物半導体素子である、請求項１から９のいずれかに記載の高周波電源装置。
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