JPWO2018180149A1 - ANTENNA DEVICE AND ELECTRONIC DEVICE - Google Patents
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Abstract
アンテナ装置(101A)は、リーダーライター機能を有するトランシーバ(IC9)に接続され、1次コイル(L1)を有する1次側回路(1)と、導電性部材(20)と2次コイルと2次側キャパシタ(C2)とを有する2次側回路(2)と、を備える。1次コイル(L1)と2次コイル(L2)とは磁界結合する。導電性部材(20)、2次コイル(L2)および2次側キャパシタ(C2)は、それぞれ並列接続され、並列接続の2つの分岐点(CN1,CN2)からみて、2次コイル(L2)を通る電流経路(CP)のリアクタンスは誘導性であり、2次コイル(L2)のインダクタンスは導電性部材(20)のインダクタンスよりも大きい。導電性部材(20)のインダクタンスと2次側キャパシタ(C2)とは2次側共振回路(RC2)を構成する。 The antenna device (101A) is connected to a transceiver (IC9) having a reader / writer function, and includes a primary side circuit (1) having a primary coil (L1), a conductive member (20), a secondary coil, and a secondary coil. A secondary circuit (2) having a side capacitor (C2). The primary coil (L1) and the secondary coil (L2) are magnetically coupled. The conductive member (20), the secondary coil (L2), and the secondary capacitor (C2) are connected in parallel, and the secondary coil (L2) is seen from the two branch points (CN1, CN2) of the parallel connection. The reactance of the current path (CP) passing through is inductive, and the inductance of the secondary coil (L2) is larger than the inductance of the conductive member (20). The inductance of the conductive member (20) and the secondary capacitor (C2) constitute a secondary resonance circuit (RC2).
Description
本発明は、近傍界通信で用いられるアンテナ装置およびそれを備える電子機器に関する。 The present invention relates to an antenna device used in near field communication and an electronic apparatus including the antenna device.
所謂スマートフォンのような小型の電子機器においては、NFC(Near Field Communication)などのHF帯RFIDシステムに用いられるアンテナ装置が内蔵されている。このHF帯RFIDシステムで使われるアンテナ装置を電子機器に設けるために、金属筐体の一部などの低いインダクタンス部をループアンテナの一部として利用されることがある。 A small electronic device such as a so-called smartphone incorporates an antenna device used in an HF band RFID system such as NFC (Near Field Communication). In order to provide an electronic device with an antenna device used in this HF band RFID system, a low inductance part such as a part of a metal casing may be used as a part of a loop antenna.
特許文献1には、上記ループアンテナに給電コイルを磁界結合させ、その給電コイルに給電回路を接続するようにしたアンテナ装置が示されている。
特許文献1に示されているような、金属筐体の一部などの低いインダクタンス部をループアンテナの一部として利用するアンテナにおいて、金属筐体の一部とキャパシタが直列に接続されたLC共振ループに磁界結合を介して給電する構成では、トランシーバICと給電コイルとの間にEMI対策用のフィルタ回路が必要になることが多い。これらのことに起因して、アンテナ装置の構造が複雑になり、占有面積が大きくなるという問題があった。
LC resonance in which a part of a metal casing and a capacitor are connected in series in an antenna that uses a low inductance part such as a part of a metal casing as a part of a loop antenna as shown in
また、特許文献1に示されているような、ループアンテナ全体に磁界結合による給電を行う構成でなく、トランス等の磁界結合素子を一部に有するループアンテナにおいて、磁界結合素子の磁界結合を介してループアンテナに給電を行う構成の場合、放射特性の向上のためにループアンテナに流れる電流を大きくしようとすると、放射素子部分と磁界結合素子とが直列に接続された共振ループを構成することになるため、磁界結合素子にも大電流が流れることになってしまい、この磁界結合素子を放熱等の観点から小型化することが難いという問題もあった。
Further, in the loop antenna having a magnetic coupling element such as a transformer in part as a power supply by magnetic field coupling to the entire loop antenna as shown in
そこで、本発明の目的は、回路構成の簡略化、占有面積の削減および通信特性の向上を図ったアンテナ装置およびそれを備える電子機器を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an antenna device and an electronic device including the antenna device that have a simplified circuit configuration, a reduced occupied area, and improved communication characteristics.
(1)本発明のアンテナ装置は、近傍界通信で用いられるアンテナ装置であって、リーダーライター機能を有する通信回路に接続され、1次コイルを有する1次側回路と、導電性部材と2次コイルと2次側キャパシタとを有する2次側回路と、を備える。1次コイルと2次コイルとは磁界結合し、導電性部材、2次コイルおよび2次側キャパシタは、互いに並列接続され、2つの分岐点を有する。この並列接続の2つの分岐点からみて、2次コイルを通る電流経路のリアクタンスは誘導性であり、2次コイルのインダクタンスは導電性部材のインダクタンスよりも大きく、導電性部材のインダクタンスと2次側キャパシタとは2次側共振回路を構成する。そして、導電性部材に流れる電流により発生する磁界によって通信相手と磁界結合する。 (1) The antenna device of the present invention is an antenna device used in near-field communication, and is connected to a communication circuit having a reader / writer function, a primary circuit having a primary coil, a conductive member, and a secondary A secondary circuit having a coil and a secondary capacitor. The primary coil and the secondary coil are magnetically coupled, and the conductive member, the secondary coil, and the secondary capacitor are connected in parallel to each other and have two branch points. In view of the two branch points of this parallel connection, the reactance of the current path through the secondary coil is inductive, and the inductance of the secondary coil is larger than the inductance of the conductive member, and the inductance of the conductive member and the secondary side The capacitor constitutes a secondary side resonance circuit. And it couple | bonds with a communicating party magnetic field with the magnetic field generated by the electric current which flows into an electroconductive member.
上記構成により、簡素な構成で、インダクタンスの低い導電性部材と通信回路との整合が図れ、上記導電性部材を磁界結合アンテナとして有効に利用でき、アンテナ構造を簡素化できる。また、上記導電性部材に流れる電流を大きくでき、高い通信特性が得られる。 With the above configuration, the conductive member having a low inductance and the communication circuit can be matched with a simple configuration, the conductive member can be effectively used as a magnetic field coupling antenna, and the antenna structure can be simplified. Moreover, the current flowing through the conductive member can be increased, and high communication characteristics can be obtained.
(2)前記1次側回路は1次側キャパシタを更に有し、この1次側キャパシタは、1次コイルに直列接続され、1次コイルと1次側キャパシタとで1次側共振回路を構成することが好ましい。 (2) The primary side circuit further includes a primary side capacitor, and the primary side capacitor is connected in series to the primary coil, and the primary coil and the primary side capacitor constitute a primary side resonance circuit. It is preferable to do.
上記構成により、通信回路と1次コイルとの間に設けるEMI対策用のフィルタ回路を簡略化でき、整合回路を構成する部品の数を減らすことにより、機器に組み込み易くなる。 With the above configuration, the filter circuit for EMI countermeasures provided between the communication circuit and the primary coil can be simplified, and the number of parts constituting the matching circuit can be reduced, so that the filter circuit can be easily incorporated into a device.
(3)前記近傍界通信の通信周波数帯の中心周波数は、1次側共振回路と2次側共振回路とが結合して構成される結合共振回路により生じる2つの共振周波数の間にあることが好ましい。 (3) The center frequency of the communication frequency band of the near field communication may be between two resonance frequencies generated by a coupled resonance circuit configured by coupling a primary side resonance circuit and a secondary side resonance circuit. preferable.
上記構成により、結合共振回路を帯域通過型のフィルタとして機能させることができ、通信回路が発生する高周波ノイズ成分、および、スイッチングに伴う高調波ノイズ成分の漏洩を抑制できる。また、上記導電性部材に流す電流(=漏洩磁界)の高調波成分を含む高周波ノイズ成分を減衰させることができる。 With the above configuration, the coupled resonant circuit can function as a band-pass filter, and leakage of high frequency noise components generated by the communication circuit and harmonic noise components accompanying switching can be suppressed. Further, it is possible to attenuate high frequency noise components including harmonic components of current (= leakage magnetic field) flowing through the conductive member.
(4)アンテナ装置は、筐体導体部を有する筐体を更に備え、導電性部材の一部または全部は筐体導体部であることが好ましい。 (4) It is preferable that the antenna device further includes a housing having a housing conductor portion, and a part or all of the conductive member is the housing conductor portion.
上記構成により、電子機器の筐体の一部をループアンテナとして利用できるので、電子基機器に組み込まれた状態でのアンテナ装置を小型化できる。 With the above configuration, a part of the casing of the electronic device can be used as a loop antenna, so that the antenna device in a state of being incorporated in the electronic base device can be downsized.
(5)アンテナ装置は、積層型チップ部品を更に有し、1次コイルと2次コイルは、積層型チップ部品に一体的に形成され、この積層型チップ部品は磁性層を有することが好ましい。 (5) The antenna device further includes a multilayer chip component, and the primary coil and the secondary coil are formed integrally with the multilayer chip component, and the multilayer chip component preferably has a magnetic layer.
上記構成により、1次コイルおよび2次コイルを小型化でき、小型のアンテナ装置が構成できる。また、1次コイルと2次コイルとを高い結合係数で且つ安定的に結合させることができ、特性の安定したアンテナ装置が構成できる。 With the above configuration, the primary coil and the secondary coil can be reduced in size, and a small antenna device can be configured. Further, the primary coil and the secondary coil can be stably coupled with a high coupling coefficient, and an antenna device with stable characteristics can be configured.
(6)前記1次側回路は、高周波ノイズを遮断するインダクタを更に有することが好ましい。 (6) It is preferable that the primary circuit further includes an inductor that blocks high-frequency noise.
上記構成により、通信回路の入出力端に重畳される高調波成分を含む高周波ノイズが抑制されて、通信回路から発生する高周波成分、および、スイッチングに伴う高調波ノイズのアンテナへの漏洩をさらに低減できる。 With the above configuration, high-frequency noise including harmonic components superimposed on the input and output ends of the communication circuit is suppressed, and leakage of high-frequency components generated from the communication circuit and harmonic noise associated with switching to the antenna is further reduced. it can.
(7)本発明の電子機器は、近傍界通信で用いられるアンテナ装置、および筐体導体部を有する筐体を備え、前記アンテナ装置は、
リーダーライター機能を有する通信回路に接続され、1次コイルを有する1次側回路と、導電性部材と2次コイルと2次側キャパシタとを有する2次側回路と、を備える。1次コイルと2次コイルとは磁界結合し、導電性部材、2コイルおよび2次側キャパシタは、互いに並列接続され、2つの分岐点を有する。この並列接続の2つの分岐点からみて、2次コイルを通る電流経路のリアクタンスは誘導性であり、2次コイルのインダクタンスは導電性部材のインダクタンスよりも大きく、導電性部材のインダクタンスと2次側キャパシタとは2次側共振回路を構成する。そして、導電性部材に流れる電流により発生する磁界によって通信相手と磁界結合することを特徴とする。(7) The electronic device of the present invention includes an antenna device used in near-field communication and a housing having a housing conductor, and the antenna device is
A primary circuit having a primary coil connected to a communication circuit having a reader / writer function, and a secondary circuit having a conductive member, a secondary coil, and a secondary capacitor are provided. The primary coil and the secondary coil are magnetically coupled, and the conductive member, the two coils, and the secondary capacitor are connected in parallel to each other and have two branch points. In view of the two branch points of this parallel connection, the reactance of the current path through the secondary coil is inductive, and the inductance of the secondary coil is larger than the inductance of the conductive member, and the inductance of the conductive member and the secondary side The capacitor constitutes a secondary side resonance circuit. And it is characterized in that it is magnetically coupled with a communication partner by a magnetic field generated by a current flowing through the conductive member.
上記構成により、小型で通信特性の高い近傍界通信用のアンテナ装置を備える電子機器が構成される。 With the above configuration, an electronic apparatus including a small-field antenna device for near-field communication with high communication characteristics is configured.
本発明によれば、回路構成の簡略化、占有面積の削減および通信特性の向上を図ったアンテナ装置およびそれを備える電子機器が得られる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the antenna device which aimed at simplification of a circuit structure, reduction of an occupation area, and the improvement of communication characteristics, and an electronic device provided with the same are obtained.
以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付している。要点の説明または理解の容易性を考慮して、便宜上実施形態を分けて示すが、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせは可能である。第2の実施形態以降では第1の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。 Hereinafter, several specific examples will be given with reference to the drawings to show a plurality of modes for carrying out the present invention. In each figure, the same reference numerals are assigned to the same portions. In consideration of ease of explanation or understanding of the main points, the embodiments are shown separately for convenience, but partial replacement or combination of configurations shown in different embodiments is possible. In the second and subsequent embodiments, description of matters common to the first embodiment is omitted, and only different points will be described. In particular, the same operation effect by the same configuration will not be sequentially described for each embodiment.
以降に示す各実施形態において、「アンテナ装置」とは、磁束を放射するアンテナである。アンテナ装置は、通信相手側のアンテナと磁界結合を用いた近傍界通信のために用いられるアンテナであり、例えばNFC(Near field communication)等の通信に利用される。アンテナ装置は、使用する周波数帯は例えばHF帯で使用され、特に13.56MHzまたは13.56MHz近傍の周波数で用いられる。アンテナ装置の大きさは使用する周波数における波長λに比べて十分に小さいため、使用周波数帯においては電磁波の放射特性は悪い。後述のアンテナ装置が備えるコイルアンテナのコイル導体を延ばしたときのコイル導体の長さはλ/10以下である。なお、ここでいう「波長」とは、アンテナが形成される基材の誘電性や透磁性による波長短縮効果を考慮した実効的な波長のことである。 In each embodiment described below, the “antenna device” is an antenna that radiates magnetic flux. The antenna device is an antenna used for near-field communication using magnetic field coupling with an antenna on the communication partner side, and is used for communication such as NFC (Near field communication). The antenna device is used in the HF band, for example, and is used particularly at a frequency near 13.56 MHz or 13.56 MHz. Since the size of the antenna device is sufficiently smaller than the wavelength λ at the used frequency, the electromagnetic wave radiation characteristics are poor in the used frequency band. The length of the coil conductor when the coil conductor of the coil antenna provided in the antenna device described later is extended is λ / 10 or less. The “wavelength” here is an effective wavelength considering the wavelength shortening effect due to the dielectric property and permeability of the substrate on which the antenna is formed.
コイルアンテナが有するコイル導体の両端には、使用周波数帯(HF帯、特に13.56MHz近傍)を操作する給電回路に接続される。よって、コイル導体には、コイル導体に沿って、つまり電流の流れる方向において、ほぼ一様な大きさの電流が流れ、コイル導体の長さが波長と同程度以上のときのように、コイル導体に沿った電流分布は生じ難い。 Both ends of the coil conductor of the coil antenna are connected to a power feeding circuit that operates the used frequency band (HF band, particularly around 13.56 MHz). Therefore, the coil conductor has a substantially uniform current flowing along the coil conductor, that is, in the direction in which the current flows, and the length of the coil conductor is equal to or greater than the wavelength. Current distribution along the line is unlikely to occur.
《第1の実施形態》
図1は第1の実施形態に係るアンテナ装置101Aの回路図である。このアンテナ装置101Aは近傍界通信で用いられるアンテナ装置であって、例えばNFCで通信を行うRFIDシステムにおけるリーダーライターに用いられる。または、リーダーライター機能を有する電子機器に用いられる。<< First Embodiment >>
FIG. 1 is a circuit diagram of an
アンテナ装置101Aは、トランシーバIC9に接続される1次側回路1と、2次側回路2と、を備える。トランシーバIC9はリーダーライター制御機能を有する。1次側回路1は1次コイルL1を有する。2次側回路2は、導電性部材20と2次コイルL2と2次側キャパシタC2とを有する。図1において、インダクタL20は導電性部材20によるインダクタンスを回路素子として表したものである。この導電性部材は例えば、実質的に1ターンのループアンテナとなる電子機器の筐体導体部である。トランシーバIC9は本発明に係る「通信回路」の一例である。
The
1次コイルL1と2次コイルL2とは互いに磁界結合する。すなわち、1次コイルL1と2次コイルL2とで磁気結合素子(トランス)3が構成されている。導電性部材20、2次コイルL2および2次側キャパシタC2は、互いに並列接続され、2つの分岐点を有する。
The primary coil L1 and the secondary coil L2 are magnetically coupled to each other. That is, the magnetic coupling element (transformer) 3 is comprised by the primary coil L1 and the secondary coil L2. The
導電性部材20のインダクタンスと2次側キャパシタC2とは2次側共振回路RC2を構成している。
The inductance of the
上記並列接続の2つの分岐点(接続点)CN1,CN2からみて、2次コイルL2の電流経路CPのリアクタンスは誘導性である。図1では、電流経路CPには、コイルL2のみが挿入されており誘導性である。また、コイルL2に対して直列にキャパシタが接続される場合には、分岐点CN1,CN2から2次コイルL2を視た回路の誘導性リアクタンスをωL、容量性リアクタンスを1/ωCで表すと、ωL>1/ωCの関係にある誘導性となる。 The reactance of the current path CP of the secondary coil L2 is inductive when viewed from the two branch points (connection points) CN1 and CN2 of the parallel connection. In FIG. 1, only the coil L2 is inserted into the current path CP, which is inductive. In addition, when a capacitor is connected in series with the coil L2, the inductive reactance of the circuit when the secondary coil L2 is viewed from the branch points CN1 and CN2 is represented by ωL, and the capacitive reactance is represented by 1 / ωC. Inductivity is in a relationship of ωL> 1 / ωC.
また、2次コイルL2のインダクタンスは導電性部材20のインダクタンスよりも大きい。つまり、2次コイルL2のインダクタンスをL2で表し、導電性部材20のアンテナループとしてのインダクタンスをLAで表すと、L2>LA、すなわちLA/L2<1の関係にある。Further, the inductance of the secondary coil L2 is larger than the inductance of the
上述のとおり、2次コイルL2に対して、導電性部材20によるインダクタL20と2次側キャパシタC2とが並列接続されていて、導電性部材20によるインダクタL20と2次側キャパシタC2とで2次側共振回路RC2が構成されている。この2次側共振回路RC2の作用は次のとおりである。
As described above, the inductor L20 by the
先ず、導電性部材20によるインダクタL20に比べて2次コイルL2のインダクタンスが大きいことにより、2次コイルL2よりインダクタL20の方へ電流が流れやすい。そのため、2次コイルL2に流れる電流i2に比べて2次側共振回路RC2に流れる電流iA が大きい。First, since the inductance of the secondary coil L2 is larger than that of the inductor L20 made of the
また、2次側共振回路RC2に流れる電流iA は共振電流であるので、後に示すように、2次側共振回路RC2のQ値に応じた大きな電流とすることができる。さらに、2次側共振回路RC2のQ値を高くする(例えば、Q値を5以上とする)ことで、2次側共振回路RC2内でのエネルギーの消費を抑えることができる。Further, since the current i A flowing through the secondary side resonance circuit RC2 is a resonance current, it can be a large current according to the Q value of the secondary side resonance circuit RC2, as will be described later. Furthermore, by increasing the Q value of the secondary side resonance circuit RC2 (for example, setting the Q value to 5 or more), energy consumption in the secondary side resonance circuit RC2 can be suppressed.
また、2次コイルL2の自己インダクタンスを導電性部材20のインダクタンスLAより十分大きな値とすることにより、2次側共振回路RC2のインピーダンスに対する2次コイルL2の影響を小さくすることができる。これにより、2次側共振回路RC2の駆動周波数付近でのインピーダンス特性(たとえば、共振周波数)を、主に導電性部材20および2次側キャパシタC2の特性で定めることができる。Further, it is possible by a sufficiently large value than the inductance L A of the
ここで、
導電性部材20によるアンテナループのインダクタンス: LA
アンテナループの抵抗値:RA
アンテナループのQ 値:QA(=ωLA / RA)
2次側キャパシタの容量: C2
2次コイルL2のインダクタンス: L2
電流増幅率:G2
2次側共振回路RC2の両端電圧:VA
2次コイルL2に流れる電流:i2
アンテナループに流れる電流:iA
2次側キャパシタC2に流れる電流:iC
アンテナループと2次側キャパシタC2による共振周波数:ωA
でそれぞれ表すと、
それらは次の関係で表される。here,
Antenna loop inductance due to conductive member 20: L A
Antenna loop resistance: R A
Q value of antenna loop: Q A (= ωL A / R A )
Secondary capacitor capacity: C 2
Inductance of secondary coil L2: L 2
Current gain: G 2
Voltage at both ends of the secondary side resonance circuit RC2: V A
Current flowing through the secondary coil L2: i 2
Current flowing in the antenna loop: i A
Current flowing in secondary capacitor C2: i C
Resonant frequency by antenna loop and secondary capacitor C2: ω A
Respectively,
They are represented by the following relationship:
また、[数1]から電流増幅率|G2|は、From [Equation 1], the current gain | G 2 |
通常、駆動周波数ωは、アンテナループと2次側キャパシタC2とによる共振周波数ωA に近く設定するので、ω≒ωA として分母の第一項を無視すると、電流増幅率は次式で表される。Normally, the drive frequency ω is set close to the resonance frequency ω A of the antenna loop and the secondary capacitor C2, so if the first term of the denominator is ignored as ω≈ω A , the current amplification factor is expressed by the following equation. The
すなわち、導電性部材20に流れる電流は、2次コイルL2に流れる電流の約QA 倍増幅される。That is, the current flowing through the
上記導電性部材20に流れる電流iAにより発生する磁界によって通信相手と磁界結合によって通信がなされるので、NFC通信に適したアンテナ装置として利用できる。Since communication is performed with a communication partner by magnetic field coupling by the magnetic field generated by the current i A flowing through the
1次コイルL1と2次コイルL2との結合係数kは、1未満であり、より好適には、0.4以上0.9以下である。磁気結合素子3の1次コイルL1側の電流を効率よく2次コイルL2側に供給する(電流i2をなるべく大きくする)ためには、上記結合係数kをできるだけ大きくすることが重要である。但し、後に示すように、1次側共振回路を共振させるためには、磁気結合素子3の漏れインダクタンスが必要である。
The coupling coefficient k between the primary coil L1 and the secondary coil L2 is less than 1, more preferably 0.4 or more and 0.9 or less. In order to efficiently supply the current on the primary coil L1 side of the
上記2次コイルL2の自己インダクタンスは例えば5μH、1次コイルL1の自己インダクタンスは例えば2μHである。2次側共振回路RC2に流れる電流は、2次コイルL2の自己インダクタンスと導電性部材20のインダクタンスLAとの逆数比に従って分流される。導電性部材20に大きな電流を流したいので、2次コイルL2の自己インダクタンスは導電性部材20のインダクタンスLA例えば0.05μHより十分大きな値(少なくとも5倍以上)とすることが好ましい。但し、2次コイルL2の自己インダクタンスを大きくすることと、磁気結合素子3を小型化することとはトレードオフの関係であるので、例えば、LAの100倍程度である5μH程度にとどめることが好ましい。The self-inductance of the secondary coil L2 is 5 μH, for example, and the self-inductance of the primary coil L1 is 2 μH, for example. Current flowing through the secondary side resonance circuit RC2 is diverted in accordance with the inverse ratio of the inductance L A of the self-inductance and the
また、トランシーバIC9と2次側共振回路RC2とを整合させるためには、通常、2次コイルL2の自己インダクタンスに対して1次コイルL1の自己インダクタンスを小さくする。上述のとおり、2次コイルL2の自己インダクタンスは例えば5μH、1次コイルL1の自己インダクタンスは例えば2μHである。そのことによって、必要な電流をトランシーバIC9から引き出せるようにする。なお、トランシーバICの仕様に応じてL1とL2の大小関係は変化する場合がある。
In order to match the
図2は、第1の実施形態に係る別のアンテナ装置101Bの回路図である。図1に示したアンテナ装置101Aとは、2次側回路2の構成が異なる。1次側回路1はアンテナ装置101Aの1次側回路1と同じであるが、図2では、トランシーバICを高周波の電圧源9Eとして表している。
FIG. 2 is a circuit diagram of another
図2に示す例では、2次コイルL2に生じる寄生容量Csを図示している。また、この例では、2次コイルL2の電流経路CPにキャパシタC21を備えている。このように電流経路CPに対し直列にキャパシタC21が挿入されている場合、この電流経路CPのリアクタンスを誘導性に設定する。 In the example shown in FIG. 2, the parasitic capacitance Cs generated in the secondary coil L2 is illustrated. In this example, the capacitor C21 is provided in the current path CP of the secondary coil L2. When the capacitor C21 is thus inserted in series with the current path CP, the reactance of the current path CP is set to be inductive.
1次コイルL1と2次コイルL2とで磁気結合素子3が構成されている。また、寄生容量Cs、キャパシタC21および2次側キャパシタC2によってπ型の容量結合回路4が構成される。
The primary coupling L1 and the secondary coil L2 constitute the
導電性部材20に、より大きな電流を流すためには、2次コイルL2の誘導電圧を大きくして、2次側共振回路RC2に、より高い電圧を印加することが重要である。そのために、1次コイルL1および2次コイルL2の相互インダクタンス、および特に2次コイルL2の自己インダクタンスを大きくする。
In order to apply a larger current to the
ところが、2次コイルL2の自己インダクタンスを大きくすると、2次コイルL2の構造上、寄生容量Csが大きくなる場合がある。特に、インダクタンスを大きくするために多数のコイル導体を高密度に配置して磁気結合素子を小型化すると、導体が近接して寄生容量が増加し、寄生容量の影響が無視できなくなる。 However, when the self-inductance of the secondary coil L2 is increased, the parasitic capacitance Cs may increase due to the structure of the secondary coil L2. In particular, when a large number of coil conductors are arranged at a high density in order to increase the inductance and the magnetic coupling element is miniaturized, the conductors come close to each other and the parasitic capacitance increases, and the influence of the parasitic capacitance cannot be ignored.
図2に示したように、2次コイルL2の電流経路に直列にキャパシタC21を挿入すると、寄生容量Csの影響で、2次側共振回路RC2の共振周波数特性が急峻になったり、損失が増大したりする場合がある。これは、上記容量結合回路4が構成されるためである。
As shown in FIG. 2, when the capacitor C21 is inserted in series with the current path of the secondary coil L2, the resonance frequency characteristic of the secondary side resonance circuit RC2 becomes steep or the loss increases due to the influence of the parasitic capacitance Cs. There is a case to do. This is because the
直列キャパシタC21のキャパシタンスを大きくして、2次コイルL2の電流経路CPのリアクタンスを誘導性にすると、寄生容量の影響を軽減することができ、2次側共振回路RC2と磁気結合素子3(2次コイルL2)との結合を高めることができる。 If the reactance of the current path CP of the secondary coil L2 is made inductive by increasing the capacitance of the series capacitor C21, the influence of the parasitic capacitance can be reduced, and the secondary resonance circuit RC2 and the magnetic coupling element 3 (2 The coupling with the secondary coil L2) can be enhanced.
このように、寄生容量の影響を実質的に無くすことで、2次側共振回路RC2に、より高い電圧を印加でき、導電性部材20に、より大きな電流を流すことができる。
Thus, by substantially eliminating the influence of the parasitic capacitance, a higher voltage can be applied to the secondary side resonance circuit RC2, and a larger current can be passed through the
次に、磁気結合素子3の構成について示す。
Next, the configuration of the
図3は磁気結合素子3の外観斜視図である。図4は磁気結合素子3の内部の1次コイルL1および2次コイルL2の形成部の拡大図であり、特に積層方向に伸長させて表している。図5は磁気結合素子3の断面図である。
FIG. 3 is an external perspective view of the
磁気結合素子3は直方体形状の積層型チップ部品であり、その底面に1次コイルL1の両端が導通する端子と、2次コイルL2の両端が導通する端子と、が形成されている。磁気結合素子3はこれらの端子を実装端子として、回路基板に表面実装される。
The
磁気結合素子3は、1次コイルL1および2次コイルL2が積層型チップ部品として一体的に形成された素子である。この磁気結合素子3はインダクタンスを高くするために磁性層を有する。例えば、1次コイルL1、2次コイルL2の形成層および1次コイルL1と2次コイルL2との間の層は磁性フェライトの層であり、その他の層は非磁性フェライトの層である。なお、非磁性層を形成しない構成でもよい。
The
図4において、ループ状またはその部分形状のパターンはコイル導体パターンであり、縦方向に延伸するパターンは層間接続導体である。この図4に表れているように、1次コイルL1は複数の1次コイル導体パターンL11,L12,L13,L14,L15,L16と、これらを層間接続する層間接続導体と、を備える。同様に、2次コイルL2は複数の2次コイル導体パターンL21,L22,L23,L24と、これらを層間接続する層間接続導体と、を備える。 In FIG. 4, the pattern of the loop shape or its partial shape is a coil conductor pattern, and the pattern extending in the vertical direction is an interlayer connection conductor. As shown in FIG. 4, the primary coil L1 includes a plurality of primary coil conductor patterns L11, L12, L13, L14, L15, and L16 and interlayer connection conductors that connect these layers. Similarly, the secondary coil L2 includes a plurality of secondary coil conductor patterns L21, L22, L23, and L24, and interlayer connection conductors that connect these layers.
1次コイルL1は約5ターンのヘリカル状コイルであり、2次コイルL2は約4ターンのヘリカル状コイルである。 The primary coil L1 is a helical coil having about 5 turns, and the secondary coil L2 is a helical coil having about 4 turns.
図4、図5に示すように、1次コイルL1と2次コイルL2とは近接して積層されていて、1次コイルL1と2次コイルL2のコイル開口は重なり、1次コイルL1の巻回軸と2次コイルL2の巻回軸は同軸関係にある。 As shown in FIGS. 4 and 5, the primary coil L1 and the secondary coil L2 are laminated close to each other, and the coil openings of the primary coil L1 and the secondary coil L2 are overlapped, and the primary coil L1 is wound. The rotation axis and the winding axis of the secondary coil L2 are in a coaxial relationship.
《第2の実施形態》
第2の実施形態では1次側共振回路を備えたアンテナ装置の例を示す。図6は第2の実施形態に係るアンテナ装置102Aの回路図である。図7は第2の実施形態に係る別のアンテナ装置102Bの回路図である。いずれも、図1に示した例とは、1次側回路1の構成が異なる。<< Second Embodiment >>
In the second embodiment, an example of an antenna device including a primary side resonance circuit is shown. FIG. 6 is a circuit diagram of an
図6に示すアンテナ装置102Aは、トランシーバIC9に接続される1次側回路1と、2次側回路2と、を備える。トランシーバIC9は送信信号出力ポートTxと受信信号入力ポートRxとを有する。1次側回路1は1次コイルL1、1次側キャパシタC11,C12およびインダクタLf1,Lf2を有する。1次コイルL1、インダクタLf1,Lf2および1次側キャパシタC11,C12によって1次側共振回路RC1が構成されている。1次側キャパシタC11,C12を挿入することにより、トランシーバIC9から視たインピーダンスを所定のインピーダンス(例えば20Ω以上〜80Ω以下のインピーダンス)に設定でき、そのことでトランシーバIC9とアンテナとの間のインピーダンス整合が図れる。
The
図7に示すアンテナ装置102Bでは、1次側回路1は1次コイルL1および1次側キャパシタC10を有する。1次コイルL1および1次側キャパシタC10によって1次側共振回路RC1が構成されている。その他の構成は、図6または図1に示したアンテナ装置と同じである。トランシーバIC9の送信信号出力ポートTxを平衡回路としているが、不平衡回路の場合には、1次コイルL1の一端をグランド導体に接続してもよい。
In the
1次側共振回路RC1と2次側共振回路RC2とは結合して一つの結合共振回路が構成されている。近傍界通信の通信周波数は、この結合共振回路により生じる2つの共振周波数の間にある。 The primary side resonance circuit RC1 and the secondary side resonance circuit RC2 are coupled to form one coupled resonance circuit. The communication frequency of near-field communication is between two resonance frequencies generated by this coupled resonance circuit.
上記インダクタLf1,Lf2は、トランシーバIC9の2つのTxポートに重畳されるノーマルモード電圧、および、コモンモード電圧の高調波成分を含む高周波ノイズを遮断する。これらインダクタは基本的に不要であるが、高周波ノイズをさらに低減したい場合など、必要に応じて追加すればよい。通常、1次コイルL1のインダクタンスよりも小さな値に設定する。 The inductors Lf1 and Lf2 block high frequency noise including harmonic components of the normal mode voltage and the common mode voltage superimposed on the two Tx ports of the transceiver IC9. These inductors are basically unnecessary, but may be added as necessary when further reduction of high frequency noise is desired. Usually, it is set to a value smaller than the inductance of the primary coil L1.
図8は1次コイルL1に流れる電流i1と導電性部材20に流れる電流iAの周波数特性を示す図である。いずれも周波数f1,f2にピークを有する双峰性を示す。この2つのピーク周波数f1,f2は、1次側共振回路RC1と2次側共振回路RC2とが結合して生じる結合共振回路の共振周波数である。1次側共振回路RC1と2次側共振回路RC2の共振周波数は通信周波数fopにほぼ等しいが、両者が結合することによって、その結合係数に応じて2つのピーク周波数が分離する。結合係数が1であると双峰性を示さないので、既に述べたように、結合係数kは例えば0.4以上0.9以下に定める。
FIG. 8 is a diagram showing frequency characteristics of the current i1 flowing through the primary coil L1 and the current iA flowing through the
このように、1次側共振回路RC1と2次側共振回路RC2との結合により構成される結合共振回路は帯域通過特性を示す。トランシーバIC9で発生する高周波ノイズ成分は、結合共振回路を通過する際に減衰し、アンテナとして機能する導電性部材から放射されにくくなる。すなわち、結合共振回路がフィルタ特性を示すので、トランシーバIC9と磁気結合素子3との間に設けるEMI対策用のフィルタ回路を簡略化でき、整合回路の部品点数を減らすことにより、機器に組み込み易くなる。
Thus, the coupled resonant circuit configured by coupling the primary side resonant circuit RC1 and the secondary side resonant circuit RC2 exhibits bandpass characteristics. The high frequency noise component generated in the
《第3の実施形態》
第3の実施形態では、電子機器の幾つかの構成例を示す。<< Third Embodiment >>
In the third embodiment, several configuration examples of the electronic device are shown.
図9は電子機器に設けられているアンテナ装置の概略横断面図である。筐体は金属部20F,21Fを備える。この金属部20Fは本発明に係る「導電性部材」に対応する。
FIG. 9 is a schematic cross-sectional view of an antenna device provided in an electronic apparatus. The housing includes
図10は上記筐体の金属部20F,21Fの形状を示す斜視図である。金属部20Fは例えばスマートフォンの一つの端部に位置する。
FIG. 10 is a perspective view showing the shapes of the
本実施形態では、回路基板5にトランシーバIC9、1次側キャパシタC11,C12、磁気結合素子3および2次側キャパシタC2が形成されていて、この回路基板5が筐体内に収容されている。2次側キャパシタC2の一端は回路グランドに接続されていて、他端はピン端子(プローブピン)等を介して筐体の金属部20Fの一部に接続されている。また、金属部20Fの他部は別のピン端子(プローブピン)等を介して回路基板5のグランド導体に接続されている。この構造により、筐体の金属部20Fの一部と回路基板5のグランド導体の一部とで、図中に破線のループで示すような電流経路が構成され、これがループアンテナとして作用する。
In the present embodiment, the
図11、図12は、図10に示した筐体の金属部とは異なる形状の筐体金属部の例を示す斜視図である。図11に示す例では、筐体金属部20Fは平板ではなく、図11におけるX軸方向の両端およびY軸方向の一端にも形成され、接続されている。図12に示す例では、筐体金属部20Fは、Y方向から視て、コの字状(U字状)の導体である。
11 and 12 are perspective views showing examples of the case metal part having a shape different from the metal part of the case shown in FIG. In the example shown in FIG. 11, the
このような形状であっても、筐体金属部20Fをループアンテナの一部として利用できる。
Even in such a shape, the
《第4の実施形態》
第4の実施形態では、導電性部材の構成がこれまでに示した例とは異なる電子機器の幾つかの例を示す。<< Fourth Embodiment >>
In the fourth embodiment, some examples of electronic devices in which the configuration of the conductive member is different from the examples shown so far will be described.
図13は電子機器に設けられているアンテナ装置104Aの平面図である。このアンテナ装置104Aはループ導体20Lを備える。このループ導体20Lは本発明に係る「導電性部材」に対応する。
FIG. 13 is a plan view of an
図14は電子機器に設けられているアンテナ装置104Bの平面図である。このアンテナ装置104Bはループ導体20L1,20L2を備える。このループ導体20L1,20L2は本発明に係る「導電性部材」に対応する。
FIG. 14 is a plan view of an
上記ループ導体20L,20L1,20L2は例えば回路基板や筐体に形成された導体パターンである。このように、パターン形成された導体を「導電性部材」に用いてもよい。
The
図14に示したように2つのループ導体20L1,20L2を設けることで、これらループ導体20L1,20L2それぞれをループアンテナとして作用させることができる。このことで、通信範囲の自由度が向上する。 As shown in FIG. 14, by providing the two loop conductors 20L1 and 20L2, each of the loop conductors 20L1 and 20L2 can act as a loop antenna. This improves the degree of freedom of the communication range.
図14に示した例では、2つのループ導体20L1,20L2を同一面に配置したが、2つのループ導体を基板の表裏に形成してもよい。また、2つのループ導体を3次元的に配置してもよい。例えば一方のループ導体を筐体や基板の表面または裏面に形成し、他方のループ導体を筐体や基板の側面に形成してもよい。 In the example shown in FIG. 14, the two loop conductors 20L1 and 20L2 are arranged on the same surface, but the two loop conductors may be formed on the front and back of the substrate. Two loop conductors may be arranged three-dimensionally. For example, one loop conductor may be formed on the front surface or the back surface of the housing or the substrate, and the other loop conductor may be formed on the side surface of the housing or the substrate.
また、図14に示した例では、2つのループ導体20L1,20L2を並列接続したが、これらを直列接続してもよい。また、3つ以上のループ導体を設けてもよい。 In the example shown in FIG. 14, the two loop conductors 20L1 and 20L2 are connected in parallel. However, they may be connected in series. Three or more loop conductors may be provided.
《第5の実施形態》
第5の実施形態では、磁気結合素子の構成例を示す。<< Fifth Embodiment >>
In the fifth embodiment, a configuration example of a magnetic coupling element is shown.
図15は第5の実施形態の磁気結合素子の回路図である。この例では1次コイルL1の中点をグランドに接続している。この構成によれば、トランシーバICのスイッチング動作に伴って生じる高周波ノイズ(特にコモンモードノイズ成分)が低減される。なお、トランシーバICの出力回路は平衡回路であることを想定している。 FIG. 15 is a circuit diagram of the magnetic coupling element according to the fifth embodiment. In this example, the midpoint of the primary coil L1 is connected to the ground. According to this configuration, high-frequency noise (particularly common mode noise component) generated with the switching operation of the transceiver IC is reduced. Note that the output circuit of the transceiver IC is assumed to be a balanced circuit.
図16は第5の実施形態の別の磁気結合素子の回路図である。また、図17はこの磁気結合素子の断面図である。1次コイルL1および2次コイルL2は、図3、図4、図5に示した磁気結合素子と同様に、磁性体フェライトの積層体に形成されたヘリカル状の導体パターンである。1次コイルL1の形成層と2次コイルL2の形成層との間に、それらの導体パターン間を遮蔽するシールド導体SCの層が設けられている。上記積層体の下面(実装面)には1次コイルL1および2次コイルL2の端子(図17中の端子T1,T2等)以外にグランド端子TGが形成されていて、シールド導体SCはグランド端子TGに接続されている。 FIG. 16 is a circuit diagram of another magnetic coupling element according to the fifth embodiment. FIG. 17 is a cross-sectional view of this magnetic coupling element. The primary coil L1 and the secondary coil L2 are helical conductor patterns formed in a laminated body of magnetic ferrite, like the magnetic coupling elements shown in FIGS. Between the formation layer of the primary coil L1 and the formation layer of the secondary coil L2, the layer of the shield conductor SC which shields between those conductor patterns is provided. In addition to the terminals of the primary coil L1 and the secondary coil L2 (terminals T1, T2, etc. in FIG. 17), a ground terminal TG is formed on the lower surface (mounting surface) of the laminate, and the shield conductor SC is a ground terminal. Connected to TG.
図16、図17に示した磁気結合素子を用いる場合も、トランシーバICのスイッチング動作に伴って生じる高周波ノイズ(特にコモンモードノイズ成分)が低減される。 Also in the case of using the magnetic coupling element shown in FIGS. 16 and 17, high-frequency noise (particularly, common mode noise component) generated with the switching operation of the transceiver IC is reduced.
《第6の実施形態》
第6の実施形態では、トランシーバICに対する受信信号の入力構造がこれまでに示した例とは異なるアンテナ装置について示す。<< Sixth Embodiment >>
In the sixth embodiment, an antenna device in which the input structure of the received signal to the transceiver IC is different from the examples shown so far will be described.
図18は第6の実施形態のアンテナ装置106の回路図である。このアンテナ装置106に接続されるトランシーバIC9は受信信号を差動入力する2つのRx端子を有する。この2つのRx端子には、1次コイルL1の両端が接続される。
FIG. 18 is a circuit diagram of the
本実施形態によれば、受信信号が1次コイルL1からトランシーバIC9に差動で入力されるので、コモンモードノイズの影響を受けにくくなり、受信信号のSNR(signal-to-noise ratio)を高められる。 According to this embodiment, since the received signal is differentially input from the primary coil L1 to the transceiver IC9, it is less susceptible to common mode noise and increases the SNR (signal-to-noise ratio) of the received signal. It is done.
《第7の実施形態》
第7の実施形態では、2次側共振回路RC2の構成がこれまでの例とは異なるアンテナ装置について示す。<< Seventh Embodiment >>
In the seventh embodiment, an antenna device in which the configuration of the secondary side resonance circuit RC2 is different from the examples so far will be described.
図19は第7の実施形態のアンテナ装置107の回路図である。このアンテナ装置107に接続されるトランシーバIC9は、2次側共振回路RC2の共振周波数を調整するための制御信号を出力する端子を有する。2次側共振回路RC2は、インダクタL20、2次側キャパシタC2および可変容量素子C20で構成されている。
FIG. 19 is a circuit diagram of the
可変容量素子C20は、トランシーバIC9から与えられる制御信号に応じてキャパシタンスが定まる。この可変容量素子C20は、具体的には、複数ビットの制御信号をアナログ電圧信号に変換する抵抗回路によるDAコンバータ回路と、このアナログ電圧が印加される強誘電体キャパシタとで構成される。 The capacitance of the variable capacitance element C20 is determined according to a control signal given from the transceiver IC9. Specifically, the variable capacitance element C20 includes a DA converter circuit including a resistance circuit that converts a control signal of a plurality of bits into an analog voltage signal, and a ferroelectric capacitor to which the analog voltage is applied.
本実施形態によれば、2次側キャパシタC2のキャパシタンスのばらつきや、アンテナ装置への金属の近接による共振周波数特性の変化があっても、2次側共振回路RC2の共振周波数を能動的に最適化される。そのため通信距離の低下が抑制できる。 According to the present embodiment, the resonance frequency of the secondary side resonance circuit RC2 is actively optimized even if there is a variation in the capacitance of the secondary side capacitor C2 or a change in the resonance frequency characteristics due to the proximity of the metal to the antenna device. It becomes. Therefore, a decrease in communication distance can be suppressed.
《第8の実施形態》
第8の実施形態では、磁気結合素子3の構成が異なるアンテナ装置の例を示す。<< Eighth Embodiment >>
In the eighth embodiment, an example of an antenna device having a different configuration of the
図20は第8の実施形態のアンテナ装置108の回路図である。このアンテナ装置108に接続されるトランシーバIC9はシングルエンドのトランシーバICである。磁気結合素子3はオートトランス型の素子であり、1次コイルL1と2次コイルL21,L22を備える。但し、1次コイルL1と2次コイルL21とは同じコイルである。
FIG. 20 is a circuit diagram of the
1次側回路1は1次コイルL1および1次側キャパシタC10を有する。1次コイルL1および1次側キャパシタC10によって1次側共振回路が構成されている。インダクタLfはトランシーバIC9のTxポートに重畳される、高調波成分を含む高周波ノイズを遮断する。2次側回路2は、導電性部材20と2次コイル(L21,L22)と2次側キャパシタC2とを有する。
The
本実施形態のように、磁気結合素子3はオートトランス型の素子であってもよい。また、これまでに示した絶縁型のトランス構造であってもよい。
As in the present embodiment, the
《他の実施形態》
以上の各実施形態では、通信用のアンテナ装置を主として述べたが、例えばNFCよりも低周波数帯を利用する無線電力伝送システムに用いられる回路を備えた電子機器に本発明のアンテナ装置が混載されてもよい。その場合、アンテナ装置には上述のフィルタ機能を有することにより、無線電力伝送システムの高周波磁界(例えば、6.78MHz)をアンテナ装置で受電した場合であっても、NFC用回路(トランシーバIC9等)の破壊を防止できる。<< Other embodiments >>
In each of the embodiments described above, the communication antenna device has been mainly described. However, for example, the antenna device of the present invention is mixedly mounted on an electronic device including a circuit used in a wireless power transmission system that uses a lower frequency band than NFC. May be. In that case, since the antenna device has the above-described filter function, the NFC circuit (
図3〜図5、図17では、コイルパターンが積層体内に形成されたトランス構造の磁気結合素子を示したが、本発明の磁気結合素子はこれに限らず、巻線型のトランスであってもよい。 3 to 5 and FIG. 17, the magnetic coupling element having a transformer structure in which the coil pattern is formed in the laminated body is shown. However, the magnetic coupling element of the present invention is not limited to this and may be a winding type transformer. Good.
また、磁気結合素子を構成する積層体の全層が磁性層であってもよいし全層が非磁性層であってもよい。 Further, all the layers of the laminate constituting the magnetic coupling element may be magnetic layers, or all the layers may be nonmagnetic layers.
図6、図7等に示した例では、磁気結合素子3の2次側からトランシーバIC9へ受信信号を入力するように構成したが、磁気結合素子3の1次側から受信信号を取り出してもよい。また、Rxポートとの間に必要に応じてインピーダンス整合回路(抵抗、キャパシタなど)を設けてもよい。
In the example shown in FIGS. 6 and 7, the reception signal is input to the
上述の実施形態において、筐体金属部20Fは、筐体を構成する金属部分であれば、どのような形状であってもよく、図10〜図12に示すような形状(コの字形状等)に限られない。また、単一の部材である必要もなく、複数の部材により構成された筐体の金属部分であってもよい。
In the above-described embodiment, the
なお、上述の実施形態では、主にNFC等の磁界結合を利用した通信システムにおけるアンテナ装置および電子機器について説明したが、上述の実施形態におけるアンテナ装置および電子機器は、磁界結合を利用した非接触電力伝送システム(電磁誘導方式、磁界共鳴方式)にも同様に適用できる。例えば、上述の実施形態におけるアンテナ装置は、HF帯、特に6.78MHzまたは6.78MHz近傍の周波数で使用される磁界共鳴方式の非接触電力伝送システムの受電装置の受電アンテナ装置としてや、送電装置の送電アンテナ装置として適用できる。この場合、アンテナ装置のコイルアンテナが有するコイル導体の両端は、使用周波数帯(HF帯、特に6.78MHz近傍)を操作する受電回路や送電回路に接続される。その場合でも、アンテナ装置は受電アンテナ装置や送電アンテナ装置として機能する。受電回路には、例えば、受電コイルアンテナからの電力を負荷(二次電池等)に供給するために、整合回路、平滑回路、DC/DCコンバータ等が含まれ、これらの回路が受電コイルアンテナと負荷との間に縦続接続される。また、送電回路には商用電源から送電コイルアンテナに電力を供給するために、整流回路、平滑回路、DC/ACインバータとして機能するスイッチ回路等が含まれ、これらの回路が商用電源と送電コイルアンテナとの間に縦続接続される。 In the above-described embodiment, the antenna device and the electronic device in the communication system mainly using magnetic field coupling such as NFC have been described. However, the antenna device and the electronic device in the above-described embodiment are contactless using magnetic field coupling. The present invention can be similarly applied to a power transmission system (electromagnetic induction method, magnetic field resonance method). For example, the antenna device in the above-described embodiment is used as a power receiving antenna device of a power receiving device of a magnetic resonance type non-contact power transmission system used in the HF band, particularly in the vicinity of 6.78 MHz or 6.78 MHz. It can be applied as an antenna device. In this case, both ends of the coil conductor included in the coil antenna of the antenna device are connected to a power reception circuit or a power transmission circuit that operates a use frequency band (HF band, particularly around 6.78 MHz). Even in that case, the antenna device functions as a power receiving antenna device or a power transmitting antenna device. The power receiving circuit includes, for example, a matching circuit, a smoothing circuit, a DC / DC converter, and the like to supply power from the power receiving coil antenna to a load (secondary battery, etc.). These circuits are connected to the power receiving coil antenna. Cascaded between load. In addition, the power transmission circuit includes a rectifier circuit, a smoothing circuit, a switch circuit that functions as a DC / AC inverter, and the like for supplying power from the commercial power source to the power transmission coil antenna. Are connected in cascade.
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。 Finally, the description of the above embodiment is illustrative in all respects and not restrictive. Those skilled in the art can make modifications and changes as appropriate. The scope of the present invention is shown not by the above embodiments but by the claims. Furthermore, the scope of the present invention includes modifications from the embodiments within the scope equivalent to the claims.
C10,C11,C12…1次側キャパシタ
C2…2次側キャパシタ
C20…可変容量素子
C21…キャパシタ
CN1,CN2…分岐点
CP…電流経路
Cs…寄生容量
L1…1次コイル
L11,L12,L13,L14,L15,L16…1次コイル導体パターン
L2…2次コイル
L20…導電性部材20によるインダクタ
L21,L22,L23,L24…2次コイル導体パターン
Lf,Lf1,Lf2…インダクタ
RC1…1次側共振回路
RC2…2次側共振回路
Rx…受信信号入力ポート
SC…シールド導体
T1,T2…端子
TG…グランド端子
Tx…送信信号出力ポート
1…1次側回路
2…2次側回路
3…磁気結合素子
4…容量結合回路
5…回路基板
9…トランシーバIC
20…導電性部材
20F,21F…金属部
20L,20L1,20L2…ループ導体
101A,101B,102A,102B,104A,104B,106,107,108…アンテナ装置C10, C11, C12 ... primary side capacitor C2 ... secondary side capacitor C20 ... variable capacitance element C21 ... capacitor CN1, CN2 ... branch point CP ... current path Cs ... parasitic capacitance L1 ... primary coils L11, L12, L13, L14 , L15, L16 ... primary coil conductor pattern L2 ... secondary coil L20 ... inductors L21, L22, L23, L24 ... secondary coil conductor patterns Lf, Lf1, Lf2 ... inductor RC1 ... primary side resonance circuit by
20 ...
Claims (7)
リーダーライター機能を有する通信回路に接続され、1次コイルを有する1次側回路と、
導電性部材と2次コイルと2次側キャパシタとを有する2次側回路と、
を備え、
前記1次コイルと前記2次コイルとは磁界結合し、
前記導電性部材、前記2次コイルおよび前記2次側キャパシタは、互いに並列接続されて、2つの分岐点を有し、
前記並列接続の前記2つの分岐点からみて、前記2次コイルを通る電流経路のリアクタンスは誘導性であり、
前記2次コイルのインダクタンスは前記導電性部材のインダクタンスよりも大きく、
前記導電性部材のインダクタンスと前記2次側キャパシタとは2次側共振回路を構成し、
前記導電性部材に流れる電流により発生する磁界によって通信相手側アンテナと磁界結合する、
ことを特徴とするアンテナ装置。An antenna device used in near field communication,
A primary circuit connected to a communication circuit having a reader / writer function and having a primary coil;
A secondary circuit having a conductive member, a secondary coil, and a secondary capacitor;
With
The primary coil and the secondary coil are magnetically coupled,
The conductive member, the secondary coil, and the secondary capacitor are connected in parallel to each other and have two branch points,
As seen from the two branch points of the parallel connection, the reactance of the current path through the secondary coil is inductive,
The inductance of the secondary coil is larger than the inductance of the conductive member,
The inductance of the conductive member and the secondary capacitor constitute a secondary resonance circuit,
Magnetically coupled to the communication partner antenna by a magnetic field generated by a current flowing through the conductive member,
An antenna device characterized by that.
前記1次側キャパシタは、前記1次コイルに直列接続され、
前記1次コイルと前記1次側キャパシタとで1次側共振回路を構成する、
請求項1に記載のアンテナ装置。The primary side circuit further includes a primary side capacitor;
The primary capacitor is connected in series to the primary coil;
The primary coil and the primary capacitor constitute a primary resonance circuit.
The antenna device according to claim 1.
請求項2に記載のアンテナ装置。The center frequency of the communication frequency band of the near-field communication is between two resonance frequencies generated by a coupled resonance circuit configured by coupling the primary side resonance circuit and the secondary side resonance circuit.
The antenna device according to claim 2.
前記導電性部材の一部または全部は前記筐体導体部である、
請求項1から3のいずれかに記載のアンテナ装置。A housing having a housing conductor,
Part or all of the conductive member is the housing conductor.
The antenna device according to claim 1.
前記1次コイルと前記2次コイルは、前記積層型チップ部品に一体的に形成され、
前記積層型チップ部品は磁性層を有する、
請求項1から4のいずれかに記載のアンテナ装置。It further has a multilayer chip component,
The primary coil and the secondary coil are formed integrally with the multilayer chip component,
The multilayer chip component has a magnetic layer,
The antenna device according to claim 1.
請求項1から5のいずれかに記載のアンテナ装置。The primary side circuit further includes an inductor that blocks high-frequency noise;
The antenna device according to claim 1.
前記アンテナ装置は、
リーダーライター機能を有する通信回路に接続され、1次コイルを有する1次側回路と、
前記筐体導体部を含む導電性部材と2次コイルと2次側キャパシタとを有する2次側回路と、
を備え、
前記1次コイルと前記2次コイルとは磁界結合し、
前記導電性部材、前記2次コイルおよび前記2次側キャパシタは、互いに並列接続されて、2つの分岐点を有し、
前記並列接続の2つの分岐点からみて、前記2次コイルを通る電流経路のリアクタンスは誘導性であり、
前記2次コイルのインダクタンスは前記導電性部材のインダクタンスよりも大きく、
前記導電性部材のインダクタンスと前記2次側キャパシタとは2次側共振回路を構成し、
前記導電性部材に流れる電流により発生する磁界によって通信相手側アンテナと磁界結合する、
ことを特徴とする電子機器。An antenna device used in near-field communication, and an electronic device including a housing having a housing conductor,
The antenna device is
A primary circuit connected to a communication circuit having a reader / writer function and having a primary coil;
A secondary circuit having a conductive member including the housing conductor, a secondary coil, and a secondary capacitor;
With
The primary coil and the secondary coil are magnetically coupled,
The conductive member, the secondary coil, and the secondary capacitor are connected in parallel to each other and have two branch points,
When viewed from the two branch points of the parallel connection, the reactance of the current path through the secondary coil is inductive,
The inductance of the secondary coil is larger than the inductance of the conductive member,
The inductance of the conductive member and the secondary capacitor constitute a secondary resonance circuit,
Magnetically coupled to the communication partner antenna by a magnetic field generated by a current flowing through the conductive member,
An electronic device characterized by that.
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