JPWO2016136739A1 - Receiver - Google Patents
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Abstract
本発明にかかる送信装置(10)は、Nを2以上の整数とするときN個のシンボルを生成するシンボル生成部(1)と、N個のシンボルをNポイントの周波数領域信号に変換する時間周波数変換部(2)と、Nポイントの周波数領域信号に対して帯域制限を行いNより少ないNDポイントの周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタ(3)と、NDポイントの周波数領域信号を時間領域信号に変換する補間処理および周波数時間変換部(4)と、設定された送信間隔にて時間領域信号を送信する送信部(6)と、を備える。The transmitter (10) according to the present invention includes a symbol generator (1) that generates N symbols when N is an integer equal to or greater than 2, and a time for converting the N symbols into N-point frequency domain signals. A frequency conversion unit (2), a band limiting filter (3) for performing band limitation on an N-point frequency domain signal to generate a frequency domain signal of ND points less than N, and a frequency domain signal of ND points in the time domain An interpolation processing and frequency time conversion unit (4) for converting into a signal and a transmission unit (6) for transmitting a time domain signal at a set transmission interval are provided.
Description
本発明は、ブロック伝送を行う送信装置、受信装置および通信システムに関する。 The present invention relates to a transmission device, a reception device, and a communication system that perform block transmission.
デジタル通信システムにおいて、送信信号が建物などに反射して起こるマルチパスフェージングや端末の移動によって起こるドップラ変動によって、伝送路の周波数選択性と時間変動が発生する。このようなマルチパス環境において、受信信号は送信シンボルと遅延時間が経って届くシンボルと干渉した信号となる。 In a digital communication system, transmission path frequency selectivity and time variation occur due to multipath fading caused by reflection of a transmission signal on a building or the like and Doppler fluctuation caused by movement of a terminal. In such a multipath environment, the received signal is a signal that interferes with a transmitted symbol and a symbol that arrives after a delay time.
このような周波数選択性のある伝送路において、最良の受信特性を得るためシングルキャリア(Single Carrier:SC)ブロック伝送方式が近年注目を集めている(例えば、下記非特許文献1参照)。シングルキャリアブロック伝送方式は、マルチキャリア(Multiple Carrier:MC)ブロック伝送であるOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式(例えば、下記非特許文献2参照)に比べピーク電力を低くすることができる。
In such a transmission channel having frequency selectivity, a single carrier (SC) block transmission system has recently attracted attention in order to obtain the best reception characteristics (for example, see Non-Patent
一方、デジタル通信システムにおいては、信号伝送速度の向上が課題となっている。信号伝送速度の向上のため、マルチキャリアブロック伝送において、ナイキストレートよりも速く送信するFaster than Nyquist送信技術が提案されている(例えば、下記非特許文献3参照)。 On the other hand, in a digital communication system, an improvement in signal transmission speed is a problem. In order to improve the signal transmission speed, Faster Than Nyquist transmission technology that transmits faster than Nyquist rate in multicarrier block transmission has been proposed (for example, see Non-Patent Document 3 below).
SCブロック伝送方式においても、Faster than Nyquist送信技術を適用することにより信号伝送速度の向上が見込まれる。しかしながら、Faster than Nyquist送信技術では、ナイキストレートよりも速く送信するため、シンボル間干渉が発生する。このため、Viterbiアルゴリズムを用いて復調を行う必要がある。したがって、受信装置側で復調のための演算量が増大し、ハードウェア規模も増大するという問題がある。 Also in the SC block transmission method, the signal transmission speed is expected to be improved by applying the Faster Than Nyquist transmission technology. However, since the Faster Than Nyquist transmission technique transmits faster than Nyquist rate, intersymbol interference occurs. For this reason, it is necessary to perform demodulation using the Viterbi algorithm. Therefore, there is a problem that the amount of calculation for demodulation increases on the receiving device side, and the hardware scale also increases.
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、受信側における演算量を抑えて、伝送速度を向上させることができる送信装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a transmission apparatus capable of improving the transmission speed while suppressing the amount of calculation on the reception side.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の送信装置は、Nを2以上の整数とするときN個のシンボルを生成するシンボル生成部と、N個のシンボルを第1の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、第1の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い第1の帯域幅より狭い第2の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタとを備える。また、この送信装置は、第2の帯域幅の周波数領域信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、設定された送信間隔にて時間領域信号を送信する送信部と、を備える。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the transmission apparatus of the present invention includes a symbol generation unit that generates N symbols when N is an integer of 2 or more, and N symbols as the first symbols. A time-frequency conversion unit that converts the frequency domain signal into a bandwidth and a frequency domain signal in a second bandwidth that is narrower than the first bandwidth by performing band limitation on the frequency domain signal in the first bandwidth A band limiting filter. In addition, the transmission device includes a frequency time conversion unit that converts a frequency domain signal of the second bandwidth into a time domain signal, and a transmission unit that transmits the time domain signal at a set transmission interval.
本発明によれば、受信側における演算量を抑えて、伝送速度を向上させることができるという効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to reduce the amount of calculation on the receiving side and improve the transmission speed.
以下に、本発明の実施の形態にかかる送信装置、受信装置および通信システムを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, a transmitter, a receiver, and a communication system according to embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
実施の形態1.
図1は、本発明の実施の形態1にかかる送信装置10の構成例を示す図である。図1に示すように、本実施の形態の送信装置10は、シンボルを生成するシンボル生成部1と、シンボル生成部1により生成されたシンボルを時間領域信号から第1の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部2と、第1の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い、第2の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタ3と、帯域制限後の周波数領域信号に対して補間処理を行い、補間処理後の信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部である補間処理および周波数時間変換部4と、補間処理および周波数時間変換部4により生成された時間領域信号にCP(Cyclic Prefix)を挿入するCP挿入部5と、CP挿入後の時間領域信号を設定された送信間隔にて送信する送信部6とを備える。
FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a
図1における補間処理および周波数時間変換部4は、例えば、オーバサンプリングを行うオーバサンプリング処理部と逆フーリエ変換の一種であるIDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)を行うIDFT部により実現することができる。図2は、オーバサンプリング処理部41とIDFT部42を備える本実施の形態の送信装置10の構成例を示す図である。また、時間周波数変換部2は、フーリエ変換の一種であるDFTを行うDFT(Discrete Fourier Transform)部7により実現することができる。図2において、図1の構成要素に対応する部分に図1と同一の符号を付している。以下、図2の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。
The interpolation processing and frequency
なお、図2のDFT部7、IDFT部42の替わりに、FFT(Fast Discrete Fourier Transform)を行うFFT部、IFFT(Inverse Fast Discrete Fourier Transform)を行うIFFT部を用いてもよい。
In place of the DFT unit 7 and the
本実施の形態の送信装置10は、SCブロック伝送にFaster than Nyquist送信技術を適用して信号を送信する。ここで、一般的なナイキストの第1基準に従った送信技術とFaster than Nyquist送信技術について説明する。
Transmitting
まず、一般的なナイキストの第1基準に従った送信技術について説明する。送信信号の送信間隔をTsとするとき、シンボル時間すなわちシンボル周期をTsymbolとする。そして、受信機側でマッチドフィルタリング処理後、Ts間隔で0と交差するナイキストパルスが生成されるように帯域制限する。送信装置がパルスを送信する場合、前後にパルスの裾が生じるが、パルスの裾が十分減衰してから次のパルスを送信すると送信間隔が長くなってしまう。ナイキストパルスは等間隔で0を交差するパルスであり、前後に送信するナイキストパルスが0となるタイミングで受信機側のマッチドフィルタリング処理後にナイキストパルスが得られるようなパルスを送信することにより、前後のナイキストパルスすなわち前後に送信されるシンボルの影響を受けずに送信することができる。First, a transmission technique according to a general Nyquist first standard will be described. When the transmission interval of the transmission signal is Ts, the symbol time, that is, the symbol period is T symbol . Then, after the matched filtering process on the receiver side, the band is limited so that a Nyquist pulse that crosses 0 at an interval of Ts is generated. When the transmitter transmits a pulse, a pulse tail occurs before and after the pulse. However, if the next pulse is transmitted after the pulse bottom is sufficiently attenuated, the transmission interval becomes long. The Nyquist pulse is a pulse that crosses 0 at equal intervals. By sending a pulse that produces a Nyquist pulse after the matched filtering process on the receiver side at the timing when the Nyquist pulse transmitted before and after becomes 0, It is possible to transmit without being affected by the Nyquist pulse, that is, the symbols transmitted before and after.
図3は、受信機側のマッチドフィルタリング処理によって得られるナイキストパルスを説明するための図である。受信機側のマッチドフィルタリング処理より、例えば、1番目のシンボルを送信する第1パルス101が0付近となるタイミングで、2番目のシンボルを送信する第2パルス102のピークが現れているので、パルス間の干渉が生じない。
FIG. 3 is a diagram for explaining the Nyquist pulse obtained by the matched filtering process on the receiver side. From the matched filtering process on the receiver side, for example, the peak of the
一般的なナイキストパルスを用いた送信では、図3に示したナイキストパルスの送信間隔Tsを、1シンボル時間Tsymbolと一致させている。すなわち、図3の1つのナイキストパルスを1つのシンボルに対応させている。これにより、シンボル間の干渉を抑制することができる。In transmission using a general Nyquist pulse, the transmission interval Ts of the Nyquist pulse shown in FIG. 3 is made to coincide with one symbol time T symbol . That is, one Nyquist pulse in FIG. 3 is associated with one symbol. Thereby, interference between symbols can be suppressed.
これに対し、Faster than Nyquist送信技術では、Tsの間隔で0と交差するナイキストパルスを、Tsより短い間隔で送信する。そして、1つのパルスを1つのシンボルに対応させている。図4は、Faster than Nyquist送信におけるパルスの送信間隔の一例を示す図である。図4において、第1パルス103、第2パルス104は、図3の第1パルス101、第2パルス102と各々の形状は同じであるが、図4の第1パルス103と第2パルス104との間隔は、図3の第1パルス101と第2パルス102との間隔より短くなっている。すなわち、第1パルス103と第2パルス104の間隔をτTsとするとき、τ<1である(例えば、非特許文献3参照)。
In contrast, in the Faster Than Nyquist transmission technique, Nyquist pulses that cross 0 at intervals of Ts are transmitted at intervals shorter than Ts. One pulse corresponds to one symbol. FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a pulse transmission interval in the Faster Than Nyquist transmission. In FIG. 4, the
なお、図3では、説明のために各々7つのパルスを独立して記載したが、実際の送信信号は、図3に示す7つのパルスが合成されたものである。図4の例も同様に、実際の送信信号は、図4に示す7つのパルスが合成されたものである。 In FIG. 3, seven pulses are described independently for the sake of explanation, but the actual transmission signal is a combination of the seven pulses shown in FIG. Similarly in the example of FIG. 4, the actual transmission signal is a combination of the seven pulses shown in FIG.
図4に示すように、Faster than Nyquist送信技術を用いると、図3に示す例より速い間隔でデータを送信することができ、高速伝送が可能となる。しかしながら、パルスの間隔がTsよりも短いので、シンボル間干渉が生じる。このため、受信側ではViberbiアルゴリズムのようにトレリス型の復調方式を用いてFtN信号の復調を行う必要があり、伝送路におけるマルチパス数や変調信号の多値数により演算量が増大する。これに対し、本実施の形態では、シンボル生成部1により生成される時間領域信号のデータ数すなわちシンボル数を、定められた制限帯域に対応するデータ数より増加させる。そして、増加させた後のデータ数の時間領域信号を周波数領域信号に変換して、この周波数領域信号に対して帯域制限を実施する。そして、狭い帯域にて、大容量伝送を実施する。
As shown in FIG. 4, when the Faster Than Nyquist transmission technique is used, data can be transmitted at a faster interval than the example shown in FIG. 3, and high-speed transmission is possible. However, since the pulse interval is shorter than Ts, intersymbol interference occurs. For this reason, it is necessary on the receiving side to demodulate the FtN signal using a trellis type demodulation method like the Viberbi algorithm, and the amount of calculation increases due to the number of multipaths in the transmission path and the multi-level number of modulation signals. On the other hand, in the present embodiment, the number of data in the time domain signal generated by the
本実施の形態の送信装置10の動作について説明する。図5は、本実施の形態の送信装置10の送信処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図5の各ステップの右下に記載されているND+NFなどの文字は、各ステップの実施後の1SCブロックあたりシンボル数すなわち1SCブロックあたりのデータの個数である。図5に示すように、まず、シンボル生成部1は、送信対象の情報に基づいて送信するシンボルを生成する(ステップS1)。具体的には、シンボル生成部1は、例えば、PSK(Phase Shift Keying)シンボル、QAM(Quadrature Amplitude Modulation)シンボル等のシンボルを生成して出力する。なお、シンボル生成部1が生成するシンボルは、PSKシンボル、QAMシンボルに限定されず、どのようなシンボルであってもよい。本実施の形態では、シンボル生成部1において1SCブロックあたり生成されるシンボル数を、N=ND+NF個とする。Nは2以上の整数である。すなわち、1SCブロックにはN個のシンボルが含まれる。なお、SCブロックとは、SCブロック伝送における送信ブロックである。The operation of transmitting
ここで、NDについて説明する。送信部6における送信間隔をTsとする。N個の周波数領域信号が帯域制限によりND個の周波数領域信号に減る一方、シンボル間干渉が発生するのでNFの値は受信側の復調性能によって決まる。The following describes N D. The transmission interval in the
本実施の形態では、上記のように、1ブロックのシンボル数をNDとするとき、シンボル生成部1は、ND個より多いN個のシンボルを生成する。NFは、NとNDの差を示し、後述の帯域制限処理で削除されるデータの個数である。In the present embodiment, as described above, when the number of symbols in one block is N D , the
次に、DFT部7は、シンボル生成部1により生成されたシンボルにNポイントDFT処理を実施する(ステップS2)。これにより、DFT部7は、Nポイントのデータで構成される周波数領域信号を生成する。d(太字)をシンボル生成部1により生成されたシンボルを表すN×1の入力ベクトルとし、s(太字)をDFTの結果を示すN×1の出力ベクトルとし、W(太字)をN×NのDFT行列とするとき、NポイントDFT処理は、以下の式(1)で表すことができる。
Next, the DFT unit 7 performs an N-point DFT process on the symbol generated by the symbol generation unit 1 (step S2). As a result, the DFT unit 7 generates a frequency domain signal composed of N points of data. Let d (bold) be an N × 1 input vector representing the symbol generated by the
DFT行列W(太字)の(m,n)番目の成分は、以下の式(2)で表すことができる。 The (m, n) -th component of the DFT matrix W (bold) can be expressed by the following equation (2).
なお、t(太字)をIDFTの出力、u(太字)をIDFTの入力値とすると、NポイントIDFTは以下の式(3)で表すことができる。
W(太字)Hは、W(太字)のエルミート転置行列を示す。If t (bold) is the output of IDFT and u (bold) is the input value of IDFT, the N-point IDFT can be expressed by the following equation (3).
W (bold) H represents a Hermitian transpose matrix of W (bold).
次に、帯域制限フィルタ3は、NポイントDFT処理後の周波数領域信号に対して帯域制限処理を行う(ステップS3)。帯域制限フィルタ3の目的は、ND(ND<N)ポイントに、N個のデータを挿入することである。帯域制限処理後の周波数領域信号のデータ数をNDとする。帯域制限フィルタ3としては、例えばroot raised cosine filterなどを用いる。Next, the band limiting filter 3 performs band limiting processing on the frequency domain signal after the N-point DFT processing (step S3). The purpose of the band limiting filter 3 is to insert N pieces of data at N D (N D <N) points. Let N D be the number of data of the frequency domain signal after the band limiting process. As the band limiting filter 3, for example, a root raised cosine filter is used.
図6は、本実施の形態の帯域制限フィルタ3における帯域制限処理を示す図である。図6の上図は、DFT部7から出力されるNポイントのデータすなわちNポイントの周波数領域信号の周波数の範囲を示した図である。図6の上図および下図において、横軸は周波数を示し、横軸の中央を0としており、DFT部7から出力されるNポイントのデータを左右の両側に向かって周波数が増加するように並べた状態を示している。図6の上図では、Nポイントのデータに対応する周波数の範囲をハッチングにより示しているが、ハッチングされた範囲内にNポイントのデータが離散的に存在することもある。また、ハッチングされた範囲はデータの周波数軸上の存在範囲を概念的に示すものであり、ハッチングした矩形の縦軸方向の長さは各データの値を示すものではない。 FIG. 6 is a diagram showing a band limiting process in the band limiting filter 3 of the present embodiment. The upper diagram of FIG. 6 is a diagram showing the frequency range of the N-point data output from the DFT unit 7, that is, the N-point frequency domain signal. 6, the horizontal axis indicates the frequency, the center of the horizontal axis is 0, and the N point data output from the DFT unit 7 are arranged so that the frequency increases toward the left and right sides. Shows the state. In the upper diagram of FIG. 6, the frequency range corresponding to the N-point data is shown by hatching. However, N-point data may exist discretely within the hatched range. The hatched range conceptually indicates the existence range of the data on the frequency axis, and the length of the hatched rectangle in the vertical axis direction does not indicate the value of each data.
図6の下図は、帯域制限フィルタ3による帯域制限処理後の信号の周波数の範囲を示している。図6の下図に示すように、帯域制限処理によりNポイントのデータのうち両端がそれぞれNF/2ずつ削除され、帯域制限処理のデータはNDポイントとなる。Nポイントのデータに対応する第1の帯域幅Bとするとき、帯域制限処理後の帯域幅である第2の帯域幅はB×ND/Nとなる。すなわち、帯域制限フィルタ3は、第1の帯域幅の周波数領域信号を第2の帯域幅に帯域制限している。図6の例は、帯域の両端すなわち周波数の高い側を削除しているので、帯域制限フィルタ3はローパスフィルタの一種である。図6の下図は、図6の上図と同様に、実際にはハッチングされた範囲内にNDポイントのデータが離散的に存在している。また、図6の下図のハッチングした矩形の縦軸方向の長さは各データの値を示すものではない。図6では、単純に両端のデータを削除するとして説明したが、root raised cosine filterまたはRaised cosine filterを用いる場合、図6の下図のフィルタ処理後のNDポイントのデータ値は、端に向かうにつれてすなわち周波数が増加するにつれてなめらかに値が減少するような形状となる。The lower diagram of FIG. 6 shows the frequency range of the signal after the band limiting process by the band limiting filter 3. As shown in the lower diagram of FIG. 6, both ends of the N point data are deleted by N F / 2 by the band limiting process, and the data of the band limiting process becomes N D points. When the first bandwidth B corresponding to N points of data is used, the second bandwidth, which is the bandwidth after the bandwidth limitation process, is B × N D / N. That is, the band limiting filter 3 limits the frequency domain signal of the first bandwidth to the second bandwidth. In the example of FIG. 6, both ends of the band, that is, the higher frequency side are deleted, so the band limiting filter 3 is a kind of low-pass filter. Figure 6 is similar to the upper part of FIG. 6, in practice N D point data within the ranges hatched exist discretely. Further, the length in the vertical axis direction of the hatched rectangle in the lower diagram of FIG. 6 does not indicate the value of each data. In Figure 6, it has been described as simply deleting the data at both ends, when using a root raised cosine filter or Raised cosine filter, the data values of N D point after below filtering process of FIG. 6, toward the end That is, the shape is such that the value decreases smoothly as the frequency increases.
なお、上述の説明では、NFが偶数である例を説明したが、NFは奇数でも良い。NFが奇数の場合、Nポイントの周波数領域信号の周波数の範囲の一方の端の(NF+1)/2ポイントを削除し他端の(NF−1)/2ポイントを削除する。また、NFが偶数である場合も、削除するポイント数は左右対称とならなくても良い。以上の帯域制限処理により、データのポイント数がNDポイントとなるが、NDポイントの周波数領域信号にN個のシンボルの情報が含まれている。In the above description, N F is an even number, but N F may be an odd number. When N F is an odd number, (N F +1) / 2 point at one end of the frequency range of the N-point frequency domain signal is deleted and (N F −1) / 2 point at the other end is deleted. Also, when N F is an even number, the number of points to be deleted does not have to be symmetrical. The above band-limiting process, but the number of points of the data becomes N D point includes information of N symbols in the frequency domain signal N D points.
図5の説明に戻り、オーバサンプリング処理部41が、帯域制限処理後のデータにオーバサンプリング処理を実施する(ステップS4)。本実施の形態では、オーバサンプリングレートはLとする。本実施の形態のオーバサンプリング処理とは、サンプリングレートを上げる、すなわちサンプリング間隔を細かくする処理であり、オーバサンプリングレートをLとした場合、入力のサンプリングレートに対して出力のサンプリングレートがL倍となるようオーバサンプリングを行う。なお、オーバサンプリングレートは、オーバサンプリング後のサンプリングレートが入力のサンプリングレートの何倍であるかを示す値とする。オーバサンプリング処理としては、例えばゼロ挿入等の手法を用いることができる。なお、オーバサンプリング処理は行わなくてもよい。すなわち、L=1であってもよい。また、Lは整数である必要はなく、実数で良い。例えばND=6の場合L=1.5とし、ND×L=9のように設定しても良い。Returning to the description of FIG. 5, the oversampling processing unit 41 performs oversampling processing on the data after the bandwidth limitation processing (step S4). In this embodiment, the oversampling rate is L. The oversampling process of this embodiment is a process of increasing the sampling rate, that is, reducing the sampling interval. When the oversampling rate is L, the output sampling rate is L times the input sampling rate. Oversampling is performed so that The oversampling rate is a value indicating how many times the sampling rate after oversampling is higher than the input sampling rate. As the oversampling process, for example, a technique such as zero insertion can be used. Note that the oversampling process may not be performed. That is, L = 1 may be sufficient. Further, L need not be an integer, but may be a real number. For example, when N D = 6, L = 1.5 may be set, and N D × L = 9 may be set.
図7は、本実施の形態の0挿入処理の一例を示す図である。図7は、オーバサンプリング処理の一例である0挿入処理を示している。図7に示すように、オーバサンプリング処理部41は、オーバサンプリング処理後のデータがLNDポイントとなるように、帯域制限処理後のNDポイントのデータの両側の0挿入領域100に0を挿入する。例えば、L=1のときは、0挿入領域100に0を挿入される処理は実際には行われず、オーバサンプリング処理後のNDポイントのままである。L=2のときは、オーバサンプリング処理部41は、0挿入領域100にND/2ポイントの0を挿入することで、合計LNDポイントのデータを生成する。挿入するゼロの数は左右対称である必要は無い。FIG. 7 is a diagram illustrating an example of 0 insertion processing according to the present embodiment. FIG. 7 shows zero insertion processing which is an example of oversampling processing. As shown in FIG. 7, oversampling processing unit 41, inserted as data after oversampling processing is LN D point, the 0 to 0
図5の説明に戻り、IDFT部42は、周波数領域信号であるオーバサンプリング処理後のデータに対してLNDポイントのIDFTを実施する(ステップS5)。これにより、オーバサンプリング処理後の周波数領域信号は時間領域信号に変換される。LNDポイントのIDFTは、上記式(2)、(3)のNをLNDに置き換えたものとして表すことができる。次に、CP挿入部5は、IDFT部42から出力される時間領域信号にCP挿入処理を行う(ステップS6)。図8は、本実施の形態のCP挿入処理の一例を示す図である。図8に示す例では、CP挿入部5は、IDFT部42から出力される時間領域信号のうち末尾のNCP×L個のデータを複製し、複製したNCP×L個のデータをIDFT部42から出力される時間領域信号の先頭の前に配置する。したがって、CP挿入処理後の1SCブロックあたりのデータ数は、L(ND+NCP)となる。CP挿入はマルチパスフェージングに対する対策として付加されるものであり、マルチパスフェージングが問題にならない環境であれば、NCP×L=0としてもよい。すなわちCP挿入を行わなくてもよい。一般的にはNCP×Lは整数になるように設定するので、NCP×Lが整数になるのであれば、NCPおよびLは実数でも良い。Referring back to FIG. 5,
最後に送信部6は、CP挿入処理後の時間領域信号を、送信間隔Tsで送信する(ステップS7)。送信される1SCブロックあたりに送信するデータ数すなわちシンボル数は、L(ND+NCP)である。一方で、本実施の形態では、シンボル生成部1は、1ブロックあたりN個のデータを生成している。このため、L(ND+NCP)個のデータにはN個のシンボルの情報が含まれている。これに対し、シンボル生成部1が1SCブロックあたりND個のシンボルを生成した場合には、1SCブロックあたりND個のシンボルの情報しか含まれない。したがって、本実施の形態では、送信装置10は、シンボル生成部1が1SCブロックあたりND個のシンボルを生成する場合に比べ、N/ND倍の情報を送信することができる。すなわち、定められた帯域で定められた帯域以上のシンボル数の送信が可能となる。なお、本実施の形態において、Tsはオーバサンプリングレートを考慮した間隔とする。Finally, the
なお、図2に示した送信装置10の構成要素は、全てがハードウェアにより実現することができる。シンボル生成部1は、モデムまたはモジュレータであり、DFT部7、IDFT部42は、例えばフリップフロップ回路、シフトレジスタ等を用いた電子回路であり、帯域制限フィルタ3はフィルタ回路であり、送信部6は送信機である。オーバサンプリング処理部41は、0挿入回路として実現でき、CP挿入部5も、CP挿入回路として実現できる。しかしながら、図2に示した構成要素のうち、一部がソフトウェアにより構成されてもよい。図2に示した構成要素のうちソフトウェアにより実現されるものがある場合、例えば、ソフトウェアにより実現される構成要素は図9に示す制御回路200により実現される。図9に示すように制御回路200は、外部から入力されたデータを受信する受信部である入力部201と、プロセッサ202と、メモリ203と、データを外部へ送信する送信部である出力部204とを備える。入力部201は、制御回路200の外部から入力されたデータを受信してプロセッサ202に与えるインターフェース回路であり、出力部204は、プロセッサ202又はメモリ203からのデータを制御回路200の外部に送るインターフェース回路である。図2に示す構成要素が、図9に示す制御回路200により実現される場合、プロセッサ202がメモリ203に記憶された、送信装置10の各々の構成要素に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ203は、プロセッサ202が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
Note that all the components of the
以上のように、本実施の形態では、シンボル生成部1は、帯域制限幅により定められる1SCブロック内のデータ数より多い数のシンボルを1SCブロック分の時間領域信号として生成する。そして、DFT部7により時間領域信号を周波数領域信号に変換し、帯域制限フィルタ3により帯域制限処理を行い、IDFT部42が、帯域制限処理後の信号を時間領域信号に変換し、送信部6が、IDFT部42により変換された時間領域信号を送信間隔Tsで送信するようにした。
As described above, in the present embodiment, the
言い換えると、シンボル生成部1が1SCブロック分のシンボルとしてN個のシンボルを時間領域信号として生成し、DFT部7により時間領域信号をNポイントの周波数領域信号に変換し、帯域制限フィルタ3によりNポイントの周波数領域信号をNより小さいNDポイントに削減する。そして、IDFT部42が、帯域制限処理後の信号を時間領域信号に変換し、送信部6が、IDFT部42により変換された時間領域信号を送信間隔Tsで送信するようにした。これにより、本実施の形態では、1SCブロックあたり送信するシンボル数がNDである場合より多いN(N>ND)個のシンボルを送信することができる。このため、狭い帯域幅で高速伝送を実現することができる。In other words, the
実施の形態2.
図10は、本発明にかかる実施の形態2の受信装置20の構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置20は、実施の形態1の送信装置10から送信された送信信号を受信する。図10に示すように、本実施の形態の受信装置20は、信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信機である受信部21と、サンプリングされた受信信号からCPを除去するCP除去部22と、CP除去後の受信信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部23と、周波数領域信号に基づいて周波数領域等化(FDE:Frequency Domain Equalization)を行う等化処理部であるFDE部24と、フィルタ処理後の信号を時間領域信号に変換するとともに補間を解除する周波数時間変換部である周波数時間変換および補間解除部25と、周波数時間変換および補間解除部25による処理後の信号から干渉成分を除去する干渉除去処理および復調を行う復調部である干渉除去および復調部26とを備える。
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the receiving
図10における時間周波数変換部23は、DFT部により実現することができ、周波数時間変換および補間解除部25は、アンダーサンプリング処理部とIDFT部により実現することができる。図11は、DFT部およびIDFT部を備える場合の本実施の形態の受信装置の構成例を示す図である。図11の構成例では、図10の時間周波数変換部23はDFT部231により実現され、周波数時間変換および補間解除部25は、アンダーサンプリング処理部27およびIDFT部28により実現される。図11において、図10の構成要素に対応する部分に図10と同一の符号を付している。以下、図11の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。
The time-
なお、図11に示した構成要素は、全てがハードウェアにより実現することができる。受信部21は、受信機であり、CP除去部22はCP除去回路であり、IDFT部28はIFDT回路であり、DFT部231はDFT回路であり、アンダーサンプリング処理部27はアンダーサンプリング回路である。干渉除去および復調部26は、デモジュレータである。しかしながら、図11に示した構成要素のうち、一部がソフトウェアにより構成されてもよい。図11に示した構成要素のうちソフトウェアにより実現されるものがある場合、例えば、ソフトウェアにより実現される構成要素は図9に示す制御回路200により実現される。図11に示す構成要素が、図9に示す制御回路200により実現される場合、プロセッサ202がメモリ203に記憶された制御回路200の各々の構成要素に対応するプログラムを読み出して実行することにより実現される。また、メモリ203は、プロセッサ202が実施する各処理における一時メモリとしても使用される。
Note that all of the components shown in FIG. 11 can be realized by hardware. The receiving
図12は、実施の形態1の送信装置10と本実施の形態の受信装置20で構成される通信システム300を示す図である。上述したように、受信装置20は、実施の形態1の送信装置10から送信された信号を受信する。
FIG. 12 is a diagram illustrating a
受信部21は、受信信号をαTsのサンプリング間隔でサンプリングする。なお、Tsは、実施の形態1で述べた送信装置10における送信間隔であり、αは、送信装置10における帯域制限処理の前後のデータのポイント数の比率で決まる数であり、具体的にはα=ND/Nである。したがって、αTsは、送信装置10における帯域制限フィルタ3の帯域制限後の帯域幅を帯域制限前の帯域幅で割った値と送信装置10における送信間隔Tsとを乗算した値である。αTsのサンプリング間隔で受信信号のサンプリングを行うと1SCブロックあたりのサンプル数すなわちポイント数はL(ND+NCP)/α=L(N+NCP/α)となる。The receiving
CP除去部22は、受信部21によりサンプリングされた受信信号からCPに対応するデータを除去するCP除去処理を実施する。なお、本実施の形態では、CPに対応するデータは、LNCP/α個のデータである。図8に示したように、送信装置10において先頭にCPが挿入されている場合、SCブロックの先頭のLNCP/α個のデータを削除する。LNCP/αが整数ではない場合、整数になるよう繰り上げおよび繰り下げ処理などを行ってよい。CP除去処理後の1SCブロックのデータ数はLN個となる。なお、受信信号におけるSCブロックの切れ目は、受信部21によって検出可能であるとし、受信部21からCP除去部22へSCブロックの切れ目を示す情報が通知されるとする。The
DFT部231は、CP除去部22によってCP除去処理を施された受信信号をLNポイントのDFTにより周波数領域信号に変換する。FDE部24は、DFT部231から出力される周波数領域信号に対して、周波数領域等化処理を行う。なお、周波数領域等化処理は、FDEは周波数領域における歪補正用に用いられる処理であり、最小平均二乗誤差(MMSE)規範のFDE等どのような方法を用いてもよいが、例えば、非特許文献1に記載されている手法を用いることができる。FDEでは、周波数領域における歪補正の過程で、チャネル応答を求めている。
The
アンダーサンプリング処理部27は、送信装置10のオーバサンプリング処理部41により実施されたオーバサンプリング処理と逆の処理を行う。0挿入によりオーバサンプリングが実施された場合、送信装置10において0が挿入された領域のデータを削除する。この際、送信装置10では、ND個のデータに0を挿入して合計LND個のデータを生成しているが、受信装置20では、αTsでサンプリングしているため、送信側のLND個のデータがLN個のデータに対応している。このため、削除するデータの個数もこの比率に応じた値とする。すなわち、アンダーサンプリング処理部27は、送信装置10において挿入された0の個数のN/ND倍の0を削除する。これにより、アンダーサンプリング処理部27による処理後のデータ数はN個となる。The undersampling processing unit 27 performs processing reverse to the oversampling processing performed by the oversampling processing unit 41 of the
次に、IDFT部28は、NポイントのIDFTにより、アンダーサンプリング処理部27から出力されるデータをNポイントの時間領域信号に変換する。そして、干渉除去および復調部26は、IDFT部28から出力されるNポイントの時間領域信号を用いて、干渉除去および復調を実施する。具体的には、以下の処理を実施する。IDFT部28から出力されるNポイントの時間領域信号のうちk番目のデータをxkとし、wk,mをフィルタ係数とし、送信装置10において送信されたk番目のシンボルをdkとすると、xkは以下の式(5)に示すモデルで表すことができる。フィルタ係数wk,mは、送信処理における帯域制限フィルタ3のフィルタ伝達関数、FDEにより得られるチャネル応答等から求めることができる。フィルタ係数wk,mは、例えば以下の式(4)により決まる。なお、式(5)では、熱雑音などが無いモデルを用いており、以下熱雑音の無いモデルをもとに説明するが、熱雑音が加わった環境であっても、以下に述べる干渉除去方法を適用することで干渉成分を除去することができる。X(太字)はN×NDの行列となる。G(太字)は行列W(太字)Nの1行からN/2−NF/2行目、H(太字)は行列W(太字)NのN/2+NF/2+1行目からN行目となる。0(太字)N-NFは(N−NF)×1のゼロによって成り立つ列ベクトルとなる。また、K(太字)はN×Nの対角行列であり、FDE係数を示す。Next, the
以下では、IDFT部28から出力されるNポイントの時間領域信号をIDFT出力信号と略して記載する。右辺の第1項は、IDFT出力信号のうちk番目のデータに対する送信装置10において送信されたk番目のシンボルの寄与成分を示し、IDFT出力信号のうちk番目のデータに対する送信装置10において送信されたm番目のシンボルの寄与成分を示す。すなわち、右辺の第1項は、所望の信号成分であり、以下の式(6)に示す右辺の第2項は所望の信号成分に対する干渉成分となる。
Hereinafter, the N-point time domain signal output from the
干渉成分が小さい場合には、以下の式(7)に示すように、xkをdkの推定値dk(ハット)として用いることが可能となる。すなわち、上記式(5)を算出して、例えばこの値がしきい値以下であれば、式(7)によりxkをdkの推定値とすることができる。すなわち、干渉除去および復調部26は、干渉成分の除去処理は行わなくてよく、xkをdkの復調結果とする。If the interference component is small, as shown in the following equation (7), it is possible to use x k as the estimated value d k of d k (hat). That is, when the above equation (5) is calculated and, for example, this value is less than or equal to the threshold value, x k can be set as an estimated value of d k by equation (7). That is, the interference removal and
一方、送信装置10から送信された信号には帯域制限フィルタ3により周波数成分が削減されたことにより生じるいわゆる折り返し干渉、エイリアシングの成分が含まれる。非特許文献3のFaster than Nyquist送信技術では、時間領域で前後のシンボルの干渉を受けるため、Viterbiアルゴリズムを用いて復調を行う必要があるが、実施の形態1の送信装置10から送信された信号における折り返し干渉、エイリアシングは、周波数領域で生じるノイズであるため時間領域では1SCブロック全体に広がる。このため、干渉成分は問題の無いレベルとなる可能性もある。しかしながら、条件によっては干渉成分が大きくなることもある。この場合には、干渉除去および復調部26は、この干渉成分を除去する処理を実施する。以下、干渉除去および復調部26の処理を説明する。
On the other hand, the signal transmitted from the
まず、上記式(5)を、ベクトルおよび行列を用いて表すと式(8)のようになる。 First, when the above equation (5) is expressed using a vector and a matrix, equation (8) is obtained.
ここで、d´(太字)、d´´(太字)は、以下の式(9)、式(10)に示すように、送信されたシンボルを要素とするベクトルである。1SCブロック分のシンボルをd´(太字)、d´´(太字)の2つに分けており、1SCブロック分のN個のシンボルのうち0番目からND−1番目のシンボルがd´(太字)に含まれ、ND番目からN番目のシンボルがd´´(太字)に含まれる。本実施の形態では、このように、1SCブロック分のシンボルを2つのシンボル群に分け、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行う。すなわち、復調対象のシンボル群を第1のシンボル群と第2のシンボル群との2つに分け、第1のシンボル群の復調を行い、第2のシンボル群の復調結果を用いて第2のシンボル群の復調を行う。さらに第2のシンボル群の復調結果を用いて第1のシンボル群の復調を行う。これにより、干渉成分がある場合でも、復調を行うことができる。なお、2つのシンボル群に分ける場合に境目はND−1とND番目の境目に限定されず、どこを境目としてもよい。Here, d ′ (bold) and d ″ (bold) are vectors whose elements are transmitted symbols, as shown in the following equations (9) and (10). The symbols for one SC block are divided into two parts, d ′ (bold) and d ″ (bold), and the Nth to N D −1th symbols out of N symbols for one SC block are d ′ ( included in bold), N-th symbols from N D th is included in D'' (bold). In this embodiment, the symbols for one SC block are divided into two symbol groups in this way, one symbol group is demodulated first, and the result of the demodulated symbol group is used to demodulate the other symbol group. I do. That is, the symbol group to be demodulated is divided into two groups, a first symbol group and a second symbol group, the first symbol group is demodulated, and the second symbol group is used to demodulate the second symbol group. Demodulate the symbol group. Further, the first symbol group is demodulated using the demodulation result of the second symbol group. Thus, demodulation can be performed even when there is an interference component. Note that boundary when dividing into two symbol groups is not limited to N D -1 and N D th boundary, where may be used as boundary.
また、行列A(太字)、B(太字)は、以下の式(11)、(12)で定義される行列である。 The matrices A (bold) and B (bold) are matrices defined by the following equations (11) and (12).
干渉除去および復調部26は、まず、上記式(8)より、B(太字)d(太字)´´を雑音成分とみなして、d(太字)´を復調する。このときの復調方法は、どのような方式を用いてもよいが、例えば、J. Jalden and B. Ottersten,“On the complexity of sphere decoding in digital communications”,IEEE Trans. on Signal Processing,vol.53,No.4,Apr. 2005,pp.1474−1484.に記載されている復調方法を用いることができる。
The interference removing and
干渉除去および復調部26は、d(太字)´の復調後、復調したd(太字)´を用いて、以下の式(13)に示すように、A(太字)d(太字)(ハット)´をx(太字)から削除してx(太字)´を求める。
After demodulating d (bold) ', the interference removing and
次に、干渉除去および復調部26は、上記式(13)により得られるx(太字)´を用いてd(太字)´´の復調を行う。すなわち、B(太字)d(太字)´´=x(太字)´となるようにB(太字)とx(太字)´を用いてd(太字)´´を求める。d(太字)´´の復調後、d(太字)´´の復調結果を用いて、以下の式(14)に示すようにx(太字)からd(太字)(ハット)´´B(太字)を差し引いたx(太字)´´を用いて、d(太字)´の復調を行う。すなわち、x(太字)´´=Ad(太字)´となるように、d(太字)´を求める。
Next, the interference removal and
上記述べた干渉除去および復調処理を図13に示すように、繰り返し処理により実施してもよい。図13は、本実施の形態の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図13の説明では、太字の文字x(太字),d(太字),A(太字),B(太字)を、x,d,A,Bと略して記載する。まず、干渉除去および復調部26は、初期化処理として、x´´の各要素を全て0とし、復調カウンタであるiを0とする(ステップS11)。また、IDFT部28から出力されるIDFT出力信号をxの各要素として代入する。
The interference removal and demodulation processing described above may be performed by iterative processing as shown in FIG. FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of an interference removal and demodulation processing procedure according to the present embodiment. In the description of FIG. 13, bold characters x (bold), d (bold), A (bold), and B (bold) are abbreviated as x, d, A, and B. First, as an initialization process, the interference removal and
次に、干渉除去および復調部26は、xまたは、x´´を用いてd´を復調する(ステップS12)。なお、具体的には、x´´が算出済みでない場合、すなわちiが1の場合は、xおよびAを用いて式(8)においてBd´´を雑音成分とみなしてd´を復調する。x´´が算出済みである場合、すなわちiが1以上の場合は、xの替わりにx´´およびAを用いて、式(8)のxをx´´に置き換えた式においてBd´´を雑音成分とみなして、d´を復調する。
Next, the interference removal and
次に、干渉除去および復調部26は、ステップS12で得られたd´の復調結果d´(ハット)を用いて、復調結果を含む成分すなわち復調成分であるAd´(ハット)をxから除去してx´を求める(ステップS13)。そして、干渉除去および復調部26は、x´を用いて、d´´を復調する(ステップS14)。すなわち、Bd´´=x´となるようにBとx´を用いてd´´を求める。
Next, the interference removal and
次に、干渉除去および復調部26は、上記のステップS14の復調で得られる復調成分d´´(ハット)の復調成分すなわちBd´´(ハット)をxから除去し、x´´を求め、i=i+1とする(ステップS15)。次に、干渉除去および復調部26は、iが繰り返し回数の上限を示す整数であるi_LIMITより大きいか否かを判断する(ステップS16)。iがi_LIMITより大きい場合(ステップS16 Yes)、干渉除去および復調部26は処理を終了する。iがi_LIMIT以下の場合(ステップS16 No)、ステップS12に戻る。
Next, the interference removal and
以上のように、繰り返し処理を行うことにより、d´(ハット)およびd´´(ハット)、すなわちd´とd´´の復調成分を求めることができる。 As described above, it is possible to obtain d ′ (hat) and d ″ (hat), that is, demodulated components of d ′ and d ″, by performing iterative processing.
本実施の形態では、実施の形態1の送信装置10により送信された信号を受信する受信装置20が、復調処理において、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行うようにした。このため、送信装置10における帯域制限フィルタ3により削除された周波数成分がある場合にも干渉成分を除去しつつ復調を行うことができる。
In the present embodiment, the receiving
実施の形態3.
図14は、本発明にかかる実施の形態3の受信装置20aの構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置20aは、実施の形態1の送信装置10から送信された送信信号を受信する。図14に示すように、本実施の形態の受信装置20aは、信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信機である受信部21aと、サンプリングされた受信信号からCPを除去するCP除去部22aと、CP除去後の受信信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部23aと、周波数領域信号を用いて周波数領域等化(FDE:Frequency Domain Equalization)を行うFDE部24aと、フィルタ処理後の信号を時間領域信号に変換するとともに補間を解除する周波数時間変換および補間解除部25aと、周波数時間変換および補間解除部25aによる処理後の信号から干渉成分を除去し復調する干渉除去および復調部26aとを備える。Embodiment 3 FIG.
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of the receiving
図14における時間周波数変換部23aは、DFT部により実現することができ、周波数時間変換および補間解除部25aは、アンダーサンプリング処理部とIDFT部により実現することができる。図15は、DFT部およびIDFT部を備える場合の本実施の形態の受信装置の構成例を示す図である。図15の構成例では、図10の時間周波数変換部23aはDFT部231aにより実現され、周波数時間変換および補間解除部25aは、アンダーサンプリング処理部27aおよびIDFT部28aにより実現される。図15において、図14の構成要素に対応する部分に図14と同一の符号を付している。以下、図15の構成例を前提に本実施の形態の構成および動作を説明する。なお、図15に示した構成要素は、実施の形態2の受信装置20と同様に、全てがハードウェアにより実現することができるが、一部がソフトウェアにより実現されてもよい。
The time-
実施の形態2の受信装置20は、αTsのサンプリング間隔で受信信号をサンプリングしたが、本実施の形態の受信装置20aは、Tsのサンプリング間隔で受信信号をサンプリングする。以下、実施の形態2と異なる部分を説明する。以下に説明する動作以外の実施の形態の動作は実施の形態2と同様である。また、本実施の形態の通信システムの構成は、実施の形態1の受信装置20を受信装置20aに替える以外は実施の形態1の図9に示した通信システムと同様である。
The receiving
受信部21aは、受信信号をTsのサンプリング間隔でサンプリングする。したがって、1SCブロックあたりのサンプリング後のデータ数は、L(ND+NCP)である。CP除去部22aは、CP除去処理として、各SCブロックのCP部分であるLNCP個のデータを削除する。The receiving
DFT部231aは、CP除去処理後のLNCP個のデータをLNCPポイントDFTにより、周波数領域信号に変換する。FDE部24aは、DFT部231aから出力される周波数領域信号に対して周波数領域等化を行う。なお、FDE部24aが行う周波数領域等化は、データのポイント数が異なるだけで、実施の形態2のFDE部24が行う処理と同様である。The
アンダーサンプリング処理部27aは、送信装置10のオーバサンプリング処理部41により実施されたオーバサンプリング処理と逆の処理を行う。0挿入によりオーバサンプリングが実施された場合、送信装置10において0が挿入された領域のデータを削除する。これにより、1SCブロックのデータ数はNDとなる。The
次に、IDFT部28aは、NDポイントのIDFTにより、アンダーサンプリング処理部27aから出力されるデータをNDポイントの時間領域信号に変換する。そして、干渉除去および復調部26aは、IDFT部28aから出力されるNDポイントの時間領域信号を用いて、干渉除去および復調を実施する。具体的には、以下の処理を実施する。Next, the
以下、IDFT部28aから出力されるNDポイントの時間領域信号x(太字)は、雑音無しと仮定した場合、以下の式(15)で示すことができる。Hereinafter, the output from the
上記の式(15)のF(太字)は、ND×Nの行列である。上記の式を解く場合、J. van de Beek and F. Berggren, “N−continuous OFDM”, IEEE Trans. on Commun., vol. 13, no. 1, Jan. 2009, pp.1−3に記載されているようなMinimum Norm法などを用いて解くことができる。Minimum Norm法により、d(太字)を復調する方法の一例を以下の式(16)に示す。F (bold) in the above equation (15) is an N D × N matrix. To solve the above equation, see J. van de Beek and F. Berggren, “N-continuous OFDM”, IEEE Trans. On Commun., Vol. 13, no. 1, Jan. 2009, pp. 1-3. It can be solved using the Minimum Norm method. An example of a method of demodulating d (bold) by the Minimum Norm method is shown in the following equation (16).
上記式(16)を用いる方法以外にも、以下のように、実施の形態2と同様に、2つのシンボル群に分けて解くことができる。上記式(15)は、実施の形態2の式(8)と同様に、以下の式(17)と表すことができる。
In addition to the method using the above equation (16), it can be divided into two symbol groups as in the second embodiment as follows. The said Formula (15) can be represented with the following formula | equation (17) similarly to Formula (8) of
上記式(17)における、C(太字)、D(太字)は以下の式(18)、(19)で定義される行列である。 In the above equation (17), C (bold) and D (bold) are matrices defined by the following equations (18) and (19).
なお、F(太字)は、C(太字)とD(太字)を横に並べた行列[CD]と表すことができる。 Note that F (bold) can be expressed as a matrix [CD] in which C (bold) and D (bold) are arranged horizontally.
本実施の形態の干渉除去および復調部26aは、実施の形態2と同様に、上記式(17)を用いて、1SCブロック分のシンボルを2つのシンボル群に分け、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行う。これにより、干渉成分がある場合でも、復調を行うことができる。
Similarly to the second embodiment, the interference removal and
すなわち、干渉除去および復調部26aは、x(太字)を用いて、D(太字)d(太字)´´を雑音成分とみなし、d(太字)´の復調を行う。干渉除去および復調部26aは、d(太字)´の復調後、d(太字)´の復調成分を以下の式(20)に示すようにx(太字)から削除する。
That is, the interference removal and
そして、干渉除去および復調部26aは、x(太字)´を用いてd(太字)´´の復調を行う。d(太字)´´の復調後、干渉除去および復調部26aは、上記式(17)からd(太字)´´の復調成分を差し引き以下の式(21)に示すx(太字)´´を求める。そして、干渉除去および復調部26aは、x(太字)´´を用いてd(太字)´の復調を行う。
Then, the interference removal and
上記述べた干渉除去および復調処理は、図16に示すように、繰り返し処理により実施されてもよい。図16は、本実施の形態の干渉除去および復調処理手順の一例を示すフローチャートである。なお、図16の説明では、太字の文字x(太字),d(太字),C(太字),D(太字)を、x,d,C,Dと略して記載する。まず、干渉除去および復調部26aは、初期化処理として、x´´の各要素を全て0とし、復調カウンタであるiを0とする(ステップS11a)。また、IDFT部28aから出力されるND個のIDFT出力信号をxの各要素として代入する。The interference removal and demodulation processing described above may be performed by iterative processing as shown in FIG. FIG. 16 is a flowchart showing an example of the interference removal and demodulation processing procedure of the present embodiment. In the description of FIG. 16, bold characters x (bold), d (bold), C (bold), and D (bold) are abbreviated as x, d, C, and D. First, as an initialization process, the interference removal and
次に、干渉除去および復調部26aは、xまたは、x´´を用いてd´を復調する(ステップS12a)。なお、具体的には、x´が算出済みでない場合、すなわちiが1の場合は、xおよびCを用いて式(17)においてDd´´を雑音成分とみなしてd´を復調する。x´´が算出済みである場合、すなわちiが1以上の場合は、xの替わりにx´´およびCを用いて、式(17)のxをx´´に置き換えた式においてDd´´を雑音成分とみなして、d´を復調する。
Next, the interference removal and
次に、干渉除去および復調部26aは、ステップS12aで得られたd´の復調結果d´(ハット)を用いて、復調結果を含む成分すなわち復調成分であるCd´(ハット)をxから除去してx´を求める(ステップS13a)。そして、干渉除去および復調部26は、x´を用いて、d´´を復調する(ステップS14a)。すなわち、Dd´´=x´となるようにDとx´を用いてd´´を求める。なお、式(20)におけるd´(ハット)は以下の式(22)のように求めることが可能である。
Next, the interference removal and
同様にd´´(ハット)は以下の式(23)の様に求めることが可能である。 Similarly, d ″ (hat) can be obtained by the following equation (23).
次に、干渉除去および復調部26aは、上記のステップS14aの復調で得られる復調成分d´´(ハット)の復調成分すなわちDd´´(ハット)をxから除去し、x´´を求め、i=i+1とする(ステップS15a)。ステップS16は、実施の形態2のステップS16と同様であり、iがi_LIMIT以下の場合には、ステップS12aへ戻る。
Next, the interference removal and
本実施の形態では、実施の形態1の送信装置10により送信された信号を受信する受信装置20aが、復調処理において、Tsのサンプリング間隔でサンプリングを実施し、実施の形態2と同様に、一方のシンボル群の復調を先に行い、復調されたシンボル群の結果を用いて他方のシンボル群の復調を行うようにした。このため、送信装置10における帯域制限フィルタ3により削除された周波数成分がある場合にも干渉成分を除去しつつ復調を行うことができる。
In the present embodiment, the receiving
実施の形態4.
図17は、本発明にかかる実施の形態4の受信装置20bの構成例を示す図である。本実施の形態の受信装置20bは、実施の形態1の送信装置10から送信された送信信号を受信する。図17に示すように、本実施の形態の受信装置20bは、実施の形態3と同様の受信部21aと、CP除去部22a、DFT部231a、FDE部24aおよびアンダーサンプリング処理部27aと、実施の形態1と同様の、IDFT部28および干渉除去および復調部26を備え、さらにゼロ挿入部29を備える。以下、実施の形態1または実施の形態2と同様の機能を有する構成要素は実施の形態1または実施の形態2と同一の符号を付して重複する説明を省略する。以下、実施の形態1または実施の形態2と異なる点を説明する。なお、ゼロ挿入部29はゼロ挿入回路であるが、ソフトウェアにより実現されてもよい。
FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of the receiving
本実施の形態の受信装置20bは、実施の形態3と同様に、サンプリング間隔Tsでサンプリングを行う。CP除去部22a、DFT部231a、FDE部24a、アンダーサンプリング処理部27aの処理は実施の形態3と同様である。アンダーサンプリング処理部27aによりアンダープリング処理が行われた後のデータの個数は実施の形態2と同様にNDである。ゼロ挿入部29は、NDの両側にND/2ずつ0を挿入する。すなわち、ゼロ挿入部29は、帯域幅に隣接する周波数領域に値が0のデータを挿入することにより送信装置10における帯域制限前の帯域幅の周波数領域信号を生成する。図18は、本実施の形態のゼロ挿入部29によるゼロ挿入処理の一例を示す図である。これにより、ゼロ挿入部29によりゼロ挿入が行われた後のデータ数はNとなる。なお、挿入するゼロの数は左右対称である必要は無い。この処理により、実施の形態2と同様のIDFT部28へ入力されるデータ数はNとなり、IDFT部28はNポイントのIDFTを実施する。IDFT部28および干渉除去および復調部26の動作は実施の形態2と同様である。干渉除去および復調部26は、実施の形態2と同様に干渉除去および復調を行うことができる。Similarly to the third embodiment, the receiving
次に、変形例として以上の実施の形態で述べた送信装置および受信装置において誤り訂正符号の符号化および復号を行う例を説明する。誤り訂正符号の符号化を行う送信装置は、実施の形態1の送信装置10のシンボル生成部1を図19に示すシンボル生成部1aに変更して、送信装置が誤り訂正符号化処理を行う。図19は、誤り訂正符号の符号化を行う送信装置に用いられるシンボル生成部1aの構成例を示す図である。図19に示すように、シンボル生成部1aは、誤り訂正符号化処理を行うエンコーダである誤り訂正符号化部11と誤り訂正符号化処理後のデータを変調するモジュレータである変調部12とを備える。誤り訂正符号の符号化を行う送信装置は、シンボル生成部1をシンボル生成部1aに替える以外は、実施の形態1の送信装置10と同様である。
Next, an example in which the error correction code is encoded and decoded in the transmission apparatus and the reception apparatus described in the above embodiment will be described as a modification. The transmission apparatus that encodes the error correction code changes the
上記のように、送信装置が誤り訂正符号化処理を行う場合、受信装置は誤り訂正復号を行う復号部を備える。図20は、復号を行う受信装置20cの構成例を示す図である。受信装置20cは、実施の形態2の受信装置20に誤り訂正復号処理を行うデコーダである復号部30を追加する以外は、実施の形態2の受信装置20と同様である。なお、図20のサンプリング部21は図10の受信部21と同様である。復号部30は、干渉除去および復調部26により干渉除去および復調が施されたデータを復号する。このとき、復号部30は、干渉除去および復調が施されたデータに誤り訂正復号を行う。また、実施の形態3または実施の形態4の受信装置に復号部を追加してもよい。
As described above, when the transmission apparatus performs error correction coding processing, the reception apparatus includes a decoding unit that performs error correction decoding. FIG. 20 is a diagram illustrating a configuration example of a receiving
以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 The configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.
1,1a シンボル生成部、2 時間周波数変換部、3 帯域制限フィルタ、4 補間処理および周波数時間変換部、5 CP挿入部、6 送信部、7,231,231a DFT部、10 送信装置、20,20a,20b,20c 受信装置、21,21a 受信部、22,22a CP除去部、23,23a 時間周波数変換部、24,24a FDE部、25,25a 周波数時間変換および補間解除部、26,26a 干渉除去および復調部、27,27a アンダーサンプリング処理部、28,28a,42 IDFT部、29 ゼロ挿入部、30 復号部、41 オーバサンプリング処理部、300 通信システム。 1, 1a symbol generator, 2 time frequency converter, 3 band limiting filter, 4 interpolation processing and frequency time converter, 5 CP inserter, 6 transmitter, 7, 231, 231a DFT unit, 10 transmitter, 20, 20a, 20b, 20c receiving device, 21, 21a receiving unit, 22, 22a CP removing unit, 23, 23a time frequency converting unit, 24, 24a FDE unit, 25, 25a frequency time converting and interpolation canceling unit, 26, 26a interference Removal and demodulation unit, 27, 27a Undersampling processing unit, 28, 28a, 42 IDFT unit, 29 Zero insertion unit, 30 Decoding unit, 41 Oversampling processing unit, 300 Communication system.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の受信装置は、N個(Nは2以上の整数)のシンボルからなる送信信号が第1の帯域幅の周波数領域信号に変換され、前記周波数領域信号に変換された送信信号が前記第1の帯域幅より狭い第2の帯域幅の周波数領域信号に帯域制限され、前記帯域制限された送信信号が時間領域信号に変換され、前記時間領域信号に変換された送信信号が定められた送信間隔で送信された信号を受信する受信装置であって、前記送信された信号を受信した受信信号をサンプリングする受信部と、前記サンプリングされた受信信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、前記周波数領域信号に変換された受信信号に基づいて周波数領域等化処理を行う等化処理部と、前記周波数領域等化処理後の受信信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、前記時間領域信号に変換された受信信号に基づいて干渉除去処理および復調をあらかじめ定められた回数繰り返して行う復調部と、を備える。 To solve the above problems and achieve the object, receiving apparatus of the present invention, N (N is an integer of 2 or more) transmission signal consisting of symbols is transformed to the frequency domain signals of the first bandwidth The transmission signal converted to the frequency domain signal is band-limited to a frequency domain signal having a second bandwidth narrower than the first bandwidth, and the band-limited transmission signal is converted to a time domain signal, A receiving apparatus for receiving a signal transmitted at a predetermined transmission interval, wherein the transmission signal converted into the time domain signal is received, and a receiver that samples the received signal that has received the transmitted signal; A time-frequency conversion unit that converts the received signal into a frequency domain signal, an equalization processing unit that performs frequency domain equalization processing based on the received signal converted into the frequency domain signal, and after the frequency domain equalization processing Comprising a frequency-time conversion unit for converting a received signal into a time domain signal, and a demodulation unit to repeat a predetermined number of times the interference removing process and demodulation based on the received signal converted into the time domain signal.
Claims (9)
前記N個のシンボルを第1の帯域幅の周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、
前記第1の帯域幅の周波数領域信号に対して帯域制限を行い前記第1の帯域幅より狭い第2の帯域幅の周波数領域信号を生成する帯域制限フィルタと、
前記第2の帯域幅の周波数領域信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、
設定された送信間隔にて前記時間領域信号を送信する送信部と、
を備える送信装置。A symbol generator for generating N symbols when N is an integer equal to or greater than 2,
A time-frequency converter that converts the N symbols into a frequency domain signal of a first bandwidth;
A band limiting filter that performs a band limitation on the frequency domain signal of the first bandwidth and generates a frequency domain signal of a second bandwidth that is narrower than the first bandwidth;
A frequency time conversion unit for converting the frequency domain signal of the second bandwidth into a time domain signal;
A transmission unit for transmitting the time domain signal at a set transmission interval;
A transmission apparatus comprising:
を備え、
前記送信部は、Cyclic Prefixが挿入された後の前記時間領域信号を送信することを特徴とする請求項1に記載の送信装置。An insertion unit for inserting a cyclic prefix for the time domain signal obtained by the conversion by the frequency time conversion unit,
With
The transmission apparatus according to claim 1, wherein the transmission unit transmits the time domain signal after a Cyclic Prefix is inserted.
前記送信装置から信号を受信し、受信した信号をサンプリングする受信部と、
前記受信部によりサンプリングされた信号を周波数領域信号に変換する時間周波数変換部と、
前記周波数領域信号に基づいて周波数領域等化処理を行う等化処理部と、
前記周波数領域等化処理後の信号を時間領域信号に変換する周波数時間変換部と、
前記時間領域信号に基づいて干渉除去処理および復調を行う復調部と、
を備えることを特徴とする受信装置。A reception device that receives a signal transmitted from the transmission device according to claim 1 or 2,
A receiver that receives a signal from the transmitter and samples the received signal;
A time-frequency converter that converts the signal sampled by the receiver into a frequency domain signal;
An equalization processing unit for performing frequency domain equalization processing based on the frequency domain signal;
A frequency time conversion unit for converting the signal after the frequency domain equalization processing into a time domain signal;
A demodulator that performs interference cancellation processing and demodulation based on the time domain signal;
A receiving apparatus comprising:
を備えることを特徴とする請求項5に記載の受信装置。Zero insertion for generating a frequency domain signal having a bandwidth before band limitation in the transmission device by inserting data having a value of 0 in a frequency domain adjacent to the bandwidth of the signal after the frequency domain equalization processing Part,
The receiving apparatus according to claim 5, further comprising:
請求項3から8のいずれか1つに記載の受信装置と、
を備えることを特徴とする通信システム。A transmission device according to claim 1;
A receiving device according to any one of claims 3 to 8,
A communication system comprising:
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