JPWO2014038460A1 - 移動局装置および通信方法 - Google Patents

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Abstract

ＬＴＥの後方互換性を保ちつつ、ＰＵＣＣＨが占有するリソースの増加を抑制することができる移動局装置を提供する。従来のＬＴＥのＰＵＣＣＨにおいて拡散符号によって拡散されたデータ信号を配置する領域に、該拡散符号と直交関係にある拡散符号を用いて拡散した参照信号を配置することを特徴とする。

Description

本発明は、移動局装置および通信方法に関する。
３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project；第３世代パートナーシッププロジェクト）で標準化が行なわれた無線通信システムであるＬＴＥ（Long Term Evolution；エルティーイー）リリース８（Rel-8）は、最大２０ＭＨｚの帯域を利用して通信を行うことが可能である。
ＬＴＥのアップリンク（移動局から基地局への通信）は、データを送信するためのＰＵＳＣＨ（Physical Uplink Shared Channel；物理アップリンク共用チャネル）、基地局が移動局との間の伝搬路（チャネル）状態を把握するためのＳＲＳ（Sounding Reference Signal；サウンディング参照信号）、および制御情報を送信するためのＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel；物理アップリンク制御チャネル）から構成される。リリース８では、移動局は、１送信タイミングで、上記の信号のうち、いずれか１つを送信する。
ＰＵＣＣＨで送信する制御情報には、ダウンリンクで送信されるデータの送達確認信号であるＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を送信するフォーマット１ａや、ダウンリンクのチャネル品質指標（Channel Quality Indicator：ＣＱＩ）を送信するフォーマット２などがあり、非特許文献１で仕様化されている。
フォーマット１ａでは、１ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying）に変調された後、所定の系列に対して移動局毎に異なるサイクリックシフト（ＣＳ）が乗算された長さ１２の系列によって、周波数領域で拡散される。この周波数領域で拡散された系列は、図１に示す長さ４の直交カバーコード（ＯＣＣ）と呼ばれる直交拡散符号によって時間領域で、さらに拡散される。この２次元の拡散によって得られた信号は、図２に示すシステム帯域ＢＷの両端の各スロットＳｌ１１、Ｓｌ１２における白抜きのリソースエレメントに配置される。ただし、第２のスロットＳｌ１２では、第１のスロットとは異なる系列によって拡散が行なわれる他、移動局のインデックスによって、スロット内の信号すべてに９０度の位相回転が与えられる。また、スロットＳｌ１１、Ｓｌ１２に挟まれた領域Ｄには、スロットＳｌ１１、Ｓｌ１２にＰＵＣＣＨを配置した移動局とは異なる移動局が、ＰＵＳＣＨを配置する。
一方、ＰＵＣＣＨが無線チャネルで受ける影響を補償するため、復調用参照信号（Demodulation Reference Signal：ＤＭＲＳ）も、図２のスロットＳｌ１１、Ｓｌ１２において斜線でハッチングされたリソースエレメント、すなわち各スロットＳｌ１１、Ｓｌ１２の３から５ＯＦＤＭシンボル目にて送信される。なお、復調用参照信号は、各スロットで制御情報を周波数拡散するために用いた系列を、図３に示す長さ３のＯＣＣ（ＤＭＲＳ用のＯＣＣ）によって時間領域拡散したものである。このとき、制御情報を時間拡散するために用いたＯＣＣのインデックスと、復調用参照信号を時間拡散するために用いたＯＣＣのインデックスとは同じである。
ＰＵＣＣＨ用のサイクリックシフトとしては１２個用意されており、ＯＣＣは３つ用意されているため、フォーマット１ａでは、仕様上は１２×３＝３６局の移動局が同一リソースを共有することができる。
またフォーマット２では、所定ビット数のＣＱＩを誤り訂正符号化することで２０ビットとし、２０ビットをＱＰＳＫに変調することで１０シンボルとする。得られた１０シンボルをそれぞれ、移動局毎に異なるサイクリックシフト（ＣＳ）が乗算された長さ１２の系列によって周波数領域に拡散し、図４の各スロットＳｌ１３、Ｓｌ１４における白抜きの領域（リソースエレメント）に配置する。
ここで、フォーマット２のＤＭＲＳは、長さ２のＯＣＣを用いるのではなく、制御情報を周波数拡散するために用いた系列をコピーし、図４のように各スロットの２ＯＦＤＭシンボル目と、６ＯＦＤＭシンボル目とに同じ系列を配置する仕様、つまり、常に「＋１、＋１」という符号が乗算される仕様となっている。
ＰＵＣＣＨ用のサイクリックシフトは１２個用意されているため、フォーマット２では、サイクリックシフトによって、各移動局が送信するＤＭＲＳを分離することができる。つまり、仕様上は１２局の移動局が同一リソースを共有することができる。さらに各スロットのＤＭＲＳに対して常に「＋１、＋１」を乗算するのではなく、通知情報に従って「＋１、＋１」あるいは「＋１、−１」を乗算することで、ＤＭＲＳの直交性を向上することも非特許文献２で提案されている。
非特許文献１に記載されているＬＴＥでは、ＰＵＣＣＨフォーマット１ａでは３６の移動局が、ＰＵＣＣＨフォーマット２では１２の移動局が、同一リソースを共有できる仕様になっている。しかし、実際の通信では、遅延パスによる周波数選択性フェージングや、移動局の移動による時間選択性フェージングによってＤＭＲＳの直交性が崩れる。この結果伝送特性が劣化するため、仕様上の最大収容可能移動局数の半数ほどしか収容できないことが知られている。リソースを共有できない移動局は、他のリソースを用いてＰＵＣＣＨを送信することになるが、システム帯域内でＰＵＣＣＨが占有するリソースが増加すると、ＰＵＳＣＨを送信するためのリソースを圧迫することになるため、セルスループットの低下につながる。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ＬＴＥの後方互換性を保ちつつ、ＰＵＣＣＨが占有するリソースの増加を抑制することができる移動局装置および通信方法を提供することである。
（１）この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様は、ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて拡散符号によって拡散されたデータ信号を配置する第１の領域に、前記拡散符号と直交関係にある拡散符号を用いて拡散した参照信号を配置することを特徴とする移動局装置である。
（２）また、この発明の他の態様は、（１）に記載の移動局装置であって、ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて前記データ信号のための復調用参照信号を配置する第２の領域に、データ信号を配置することを特徴とする。
（３）また、この発明の他の態様は、（２）に記載の移動局装置であって、前記第２の領域に配置するデータ信号を、拡散符号を用いて拡散し、前記第２の領域に配置するデータ信号を拡散する際に用いる拡散符号は、前記復調用参照信号を時間拡散する際に用いられる拡散符号と直交関係にあることを特徴とする。
（４）また、この発明の他の態様は、（１）に記載の移動局装置であって、ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて前記データ信号を拡散する拡散符号として選択可能な符号の数よりも多くの数の拡散符号を、前記参照信号を拡散する符号として選択可能であることを特徴とする。
（５）また、この発明の他の態様は、（４）に記載の移動局装置であって、ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて周波数拡散に用いる拡散符号を指定する値と、時間拡散に用いる拡散符号を指定する値とを用いて、前記参照信号の時間拡散に用いる拡散符号を選択することを特徴とする。
（６）また、この発明の他の態様は、ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいてデータ信号を拡散する拡散符号と直交関係にある拡散符号を用いて参照信号を拡散する第１の過程と、前記データ信号を配置する第１の領域に、前記拡散した参照信号を配置する第２の過程とを有することを特徴とする通信方法である。
この発明によれば、ＬＴＥの後方互換性を保ちつつ、ＰＵＣＣＨが占有するリソースの増加を抑制することができる。
従来のフォーマット１ａにおける制御情報用のＯＣＣとＯＣＣインデックスとの対応を示す図である。 従来のフォーマット１ａにおけるフレーム構成例を示す図である。 従来のフォーマット１ａにおけるＤＭＲＳ用のＯＣＣとＯＣＣインデックスとの対応を示す図である。 従来のフォーマット２におけるフレーム構成例を示す図である。 本発明の第１の実施形態にかかる無線通信システム１０の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態のアップリンクにおける送信フレーム構成の一例を示す図である。 同実施形態における移動局装置１００の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２が記憶しているテーブルの例を示す図である。 同実施形態におけるＯＦＤＭ信号生成部１０７の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態における基地局装置３００の構成を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信部３０２の構成を示す概略ブロック図である。 本発明の第２の実施形態にかかる移動局装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。 従来のＬＴＥにおいて割り当て可能なＯＣＣインデックスとＣＳの値αｕの組み合わせを示す図である。 本発明の第２の実施形態における割り当て可能なＯＣＣインデックスとＣＳの値αｕの組み合わせを示す図である。 従来の１リソースに２４局の移動局装置を収容する場合の、ＤＭＲＳの直交符号の割当パターンの一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態におけるＤＭＲＳの直交符号の割当パターンの一例を示す図である。 同実施形態におけるＰＵＣＣＨフォーマット１ａの伝送特性である。 従来のフォーマット２にＯＣＣを適用した場合の移動局装置５００の構成の一例を示す概略ブロック図である。 従来のＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１が記憶するテーブルを示す図である。 本発明の第３の実施形態におけるフォーマット２にＯＣＣを適用した場合の移動局装置ａ５００の構成の一例を示す概略ブロック図である。 同実施形態におけるＤＭＲＳ用のＯＣＣとＣＳの値との対応を示す図である。
［第１の実施の形態］
以下、図面を参照して、本発明の第１の実施形態について説明する。図５は、本発明の第１の実施形態における無線通信システム１０の構成を示す概略ブロック図である。無線通信システム１０は、本実施形態における送信装置である移動局装置（端末装置、ＵＥともいう）１００、２００、本実施形態における受信装置である基地局装置３００を含んで構成される。なお、図５には、移動局装置を２つ示したが、１つであってもよいし、３つ以上であってもよい。各移動局装置１００、２００は、同じリソースを共有してＰＵＣＣＨ（Physical Uplink Control Channel；物理アップリンク制御チャネル）を送信するものとする。ここで、リソースとは無線リソースとも言い、周波数と、時間とから構成される。すなわち、同じリソースを共有して送信するとは、同じ周波数を用いて、同じ時間に送信することである。
図６は、本実施形態のアップリンクにおける送信フレーム構成の一例を示す図である。図６より本実施形態における送信フレームの構成は、ＬＴＥのＰＵＣＣＨフォーマット１ａのサブフレーム構成である図２と比較して、制御情報とＤＭＲＳの配置が逆になっている点のみが異なり、その他は同じである。すなわち、スロットＳｌ１、Ｓｌ２の１、２、６、７ＯＦＤＭシンボル目（第１の領域）にＤＭＲＳが配置され、３ＯＦＤＭシンボル目から５ＯＦＤＭシンボル目まで（第２の領域）に、制御情報の信号が配置される。
図７は、移動局装置１００の構成を示す概略ブロック図である。図７は、移動局装置１００の構成のうち、フォーマット１ａの制御情報の送信に関連する構成を記載したものであり、その他の構成については図示を省略する。また、移動局装置２００の構成は、移動局装置１００の構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。移動局装置１００は、変調部１０１、周波数拡散部１０２、制御情報用時間拡散部１０３、ＤＭＲＳ用時間拡散部１０４、フレーム構成部１０５、位相回転部１０６、ＯＦＤＭ信号生成部１０７、送信アンテナ１０８、受信アンテナ１０９、制御情報受信部１１０、ＣＳ系列生成部１１１、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２、制御情報用ＯＣＣ生成部１１３を含んで構成される。なお、図７において送信アンテナ数は１であるが、複数の送信アンテナを備え、ＳＯＲＴＤ（Space Orthogonal Resource Transmit Diversity；空間直交リソース送信ダイバーシチ）のような送信ダイバーシチを行ってもよいし、異なる制御情報をそれぞれの送信アンテナから送信するようにしてもよい。
ｕ番目の移動局装置の制御情報である制御情報ビットｃｂは、変調部１０１に入力される。制御情報のうち、ダウンリンクのデータに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫは、ＰＵＣＣＨのフォーマット１ａで送信される。なお、データを伝送する符号語（Code Word）各々に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを送信する必要があるため、ダウンリンクで２つの符号語が空間多重されている場合は、制御情報ビットｃｂは２ビットとなり、符号語が１つのみの場合は、制御情報ビットｃｂは１ビットとなる。変調部１０１は、入力された１ビット、あるいは２ビットの制御情報ビットｃｂに対して、ＢＰＳＫ（Binary Phase Shift Keying；二位相偏移変調）シンボル、あるいはＱＰＳＫ（Quaternary Phase Shift Keying；四位相偏移変調）シンボルへの変調を行い、１シンボルの変調シンボルｄｕ（データ信号）を生成する。生成したｕ番目の移動局装置の変調シンボルｄｕは、周波数拡散部１０２に入力される。
周波数拡散部１０２は、入力された変調シンボルｄｕに対して、ＣＳ系列生成部１１１から入力される拡散符号であるＣＳ系列ｃｕ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎｒｂ−１）を乗算することによって拡散し、拡散シンボル系列を生成する。ここでＮｒｂは、図６におけるスロットＳｌ１、Ｓｌ２の周波数方向の幅、すなわちサブキャリア数であり、ＬＴＥでは１２が用いられているが、これに限定されない。
受信アンテナ部１０９は、基地局装置３００から送信された信号を受信する。受信アンテナ部１０９が受信した信号は、制御情報受信部１１０に入力される。制御情報受信部１１０は、入力された信号から、該信号により基地局装置３００が送信した制御情報を抽出する。制御情報受信部１１０は、抽出した制御情報のうち、ＰＵＣＣＨの送信に用いるサイクリックシフト（ＣＳ）の値αｕに関する情報をＣＳ系列生成部１１１に入力し、制御情報用のＯＣＣインデックスを制御情報用ＯＣＣ生成部１１３に入力し、ＤＭＲＳ用のＯＣＣインデックスをＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２に入力する。
ＣＳ系列生成部１１１は、次式（１）に基づいてＣＳ系列ｃｕ（ｎ）を生成する。
Figure 2014038460
ここで、ｊは虚数単位である。ｚ（ｎ）は、基地局装置３００毎に決められた系列であるため、リソースを共有する移動局装置１００、２００で共通の系列である。ただしスロット毎に異なる系列が選択される。また、αｕは、ｕ番目の移動局装置における、周波数領域でＤＭＲＳを直交させるための値である。基地局装置３００は、このαｕとして、予め決められた１２個の値の中から移動局装置１００、２００毎に異なる値を設定し、制御情報として移動局装置１００、２００に通知する。つまり、ＣＳ系列生成部１１１は、制御情報受信部１１０から入力されるＣＳの値αｕと、ＣＳ系列生成部１１１内に記憶してある系列ｚ（ｎ）からＣＳ系列を生成する。ただしｚ（ｎ）は、接続する基地局装置が変更される際に、変更されてもよい。ＣＳ系列生成部１１１で生成されたＣＳ系列ｃｕ（ｎ）は、周波数拡散部１０２、およびＤＭＲＳ用時間拡散部１０４に入力される。
周波数拡散部１０２が生成した拡散シンボル系列は、制御情報用時間拡散部１０３に入力される。制御情報用時間拡散部１０３は、入力された拡散シンボル系列を構成するシンボル各々に対して、制御情報用ＯＣＣ生成部１１３から入力される制御情報用ＯＣＣを用いて、時間領域への拡散を行なう。
制御情報用ＯＣＣ生成部１１３は、制御情報受信部１１０から、制御情報用のＯＣＣインデックスが入力される。制御情報用ＯＣＣ生成部１１３は、制御情報用のＯＣＣインデックスと、長さ３のＯＣＣとの対応付けを記憶している。制御情報用ＯＣＣ生成部１１３は、この記憶している対応付けを参照し、入力された制御情報用のＯＣＣインデックスと対応付けられている制御情報用ＯＣＣを選択し、制御情報用時間拡散部１０３に入力する。
制御情報用のＯＣＣを選択する際、従来のＬＴＥでは、１スロット内の制御情報のシンボル区間数は図２に示すように４であったため、図１に示すテーブルを用いている。しかし、本実施形態のサブフレーム構成では、図６に示すように、１スロット内の制御情報のシンボル区間数は３であるため、制御情報用ＯＣＣ生成部１１３が記憶しているのは、ＯＣＣインデックスと、長さ３のＯＣＣとの対応付けである図３のテーブルである。なお、前述したように、図３のテーブルは、ＬＴＥにおいてはＤＭＲＳの時間拡散に使用されている。
ＣＳ系列生成部１１１から出力されるＣＳ系列は、ＤＭＲＳ用時間拡散部１０４にも入力される。ＤＭＲＳ用時間拡散部１０４は、ＣＳ系列生成部１１から入力されたＣＳ系列を構成するシンボル各々に対して、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２から入力されるＤＭＲＳ用ＯＣＣを用いて、時間領域への拡散を行なう。
ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２には、制御情報受信部１１０からＤＭＲＳ用のＯＣＣインデックスが入力される。ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２は、ＤＭＲＳ用のＯＣＣインデックスと、長さ４のＯＣＣとの対応付けを記憶している。ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２は、この記憶している対応付けを参照し、入力されたＤＭＲＳ用のＯＣＣインデックスと対応付けられているＤＭＲＳ用ＯＣＣを選択し、ＤＭＲＳ用時間拡散部１０４に入力する。
ＤＭＲＳ用のＯＣＣを選択する際、従来のＬＴＥでは、１スロット内のＤＭＲＳのシンボル区間数は図２に示すように３であったため、図３に示すテーブルを用いている。しかし、本実施形態のサブフレーム構成では、図６に示すように、１スロット内のＤＭＲＳのシンボル区間数は４であるため、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２が記憶しているのは、ＯＣＣインデックスと、長さ４のＯＣＣとの対応付けである図８のテーブルである。ここで図８のテーブルは、ＬＴＥにおいて制御情報の時間拡散に用いられている図１のテーブルにインデックス３が加えられたものである。従来のテーブルである図１は、ＤＭＲＳ用のＯＣＣのインデックス数が３であったため、インデックス３は用いられていなかったが、本実施形態ではＤＭＲＳの直交性を向上させるため、インデックス３を用いる。
従来のＬＴＥでは、制御情報とＤＭＲＳは、互いに直交関係にないＯＣＣが適用されるため、符号多重することはできなかった。しかし、本実施形態のようなフレーム構成およびＯＣＣとすることで、従来のＬＴＥのＤＭＲＳと、本実施形態の制御情報とは、同じリソースエレメントに配置されるが、これらのＯＣＣが直交関係にあるため、符号多重することが可能となる。同様に、従来のＬＴＥの制御情報と、本実施形態のＤＭＲＳとも符号多重することが可能となる。なお、ＣＳ系列は、従来のＬＴＥと同様１２種類であるが、ＤＭＲＳ用のＯＣＣのインデックス数は、従来のＬＴＥの３と異なり、４であるので、ＤＭＲＳの直交性を向上させることができる。
制御情報用時間拡散部１０３による拡散結果と、ＤＭＲＳ用時間拡散部１０４による拡散結果とは、フレーム構成部１０５に入力される。フレーム構成部１０５は、制御情報用時間拡散部１０３による拡散結果とＤＭＲＳ用時間拡散部１０４による拡散結果とを用いて第１のスロットを構成し、さらに第１のスロットと同様の処理で生成したものを第２のスロットに配置する。
フレーム構成部１０５の出力（第１のスロット、第２のスロット）は位相回転部１０６に入力される。位相回転部１０６は、移動局装置のインデックスｕを用いて生成される値を２で除算した余りが０の時、第２のスロットの制御情報が配置されたリソースエレメント（ＲＥ、サブキャリアとも呼ぶ）に対して、９０度の位相回転を与える。位相回転部１０６は、第１のスロットと、位相回転を与えた第２のスロットとからなるフレームの信号を、ＯＦＤＭ信号生成部１０７に入力する。
ＯＦＤＭ信号生成部１０７は、入力されたフレームの信号をＯＦＤＭ信号に変換した後にＤ／Ａ変換する。さらに、ＯＦＤＭ信号生成部１０７は、このＤ／Ａ変換により生成したアナログ信号に対して、アップコンバージョンや電力増幅などのアナログ処理をした後、送受信アンテナ１０８から無線送信する。
図９は、ＯＦＤＭ信号生成部１０７の構成を示す概略ブロック図である。ＯＦＤＭ信号生成部１０７は、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform；逆高速フーリエ変換）部１７１、ＣＰ付加部１７２、Ｄ／Ａ変換部１７３、アナログ送信処理部１７４を含んで構成される。
位相回転部１０６が出力したフレームの信号は、ＩＦＦＴ部１７１に入力される。ＩＦＦＴ部１７１は、入力されたフレームの信号に対して、システム帯域全体を対象としたポイント数で、逆高速フーリエ変換を行う。例えば、システム帯域が２０４８サブキャリアからなるときは、２０４８ポイントで逆高速フーリエ変換を行う。なお、オーバーサンプリングを行う場合、サブキャリア数の定数倍のポイント数（例えば４０９６）の逆高速フーリエ変換を用いてもよい。ＩＦＦＴ部１７１による変換結果は、ＣＰ付加部１７２に入力される。
ＣＰ（Cyclic Prefix；サイクリックプレフィックス）付加部１７２は、ＩＦＦＴ部１６１による変換結果に対して、ＯＦＤＭシンボル単位にその波形の後方の一部をコピーし、該ＯＦＤＭシンボルの前方に付加する処理を行い、ＯＦＤＭ信号を生成する。ＯＦＤＭシンボルの前方に付加される、波形の後方の一部のコピーをサイクリックプレフィックス（ＣＰ）という。このＣＰを付加することで、伝搬路における遅延波の影響を抑えることができる。Ｄ／Ａ変換部１７３は、ＣＰ付加部１７２が生成したＯＦＤＭ信号を、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）変換して、アナログ信号に変換する。アナログ送信処理部１７４は、Ｄ／Ａ変換部１６３が変換したアナログ信号に対して、アナログフィルタリング、電力増幅、アップコンバージョン等のアナログ処理を行う。
移動局装置１００、２００の送信アンテナ１０７から送信された信号は、無線伝搬路を経由して基地局装置３００のＮｒ本の受信アンテナで受信される。図１０は、本実施形態における基地局装置３００の構成を示す概略ブロック図である。図１０は、基地局装置３００の構成のうち、フォーマット１ａの制御情報の受信に関連する構成を記載したものであり、その他の構成については図示を省略する。基地局装置３００は、Ｎｒ本の受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒ、Ｎｒ個のＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒ、Ｕ個の移動局用信号処理部３１０−１〜３１０−Ｕを含んで構成される。Ｕ個の移動局用信号処理部３１０−１〜３１０−Ｕの各々は、Ｎｒ個のＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒ、チャネル推定部３０４、重み生成部３０５、Ｎｒ個の時間逆拡散部３０６−１〜３０６−Ｎｒ、等化部３０７、復調部３０８を含んで構成される。なお、移動局用信号処理部３１０−１〜３１０−Ｕは、それぞれが特定の移動局装置が送信した制御情報ビットを検出する処理をする。
受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒの各々が受信した信号は、ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒのうち、枝番が対応するものに入力される。ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒの各々は、入力された信号を、ベースバンド周波数にダウンコンバートした後、Ａ／Ｄ変換およびＣＰ除去を行う。ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒの各々は、これらの処理結果を、移動局用信号処理部３１０−１〜３１０−Ｕに入力する。移動局用信号処理部３１０−１〜３１０−Ｕの各々では、ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒの各々の処理結果は、ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒのうち、枝番が対応するものに入力される。
ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒの各々は、ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒのうち、枝番が対応するものから入力された信号を、受信ＤＭＲＳと、受信制御信号とに分離する。ここで、ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒの各々は、検出対象となっている制御情報の送信元が用いたフレーム構成において、ＤＭＲＳが配置される領域の信号を受信ＤＭＲＳとして、分離する。同様に、該フレーム構成において制御情報が配置される領域の信号を受信制御信号として、分離する。ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒの各々は、分離した受信ＤＭＲＳを、チャネル推定部３０４に入力し、受信制御信号を時間逆拡散部３０６−１〜３０６−Ｎｒのうち、枝番が対応するものに入力する。
なお、送信元が、移動局装置１００、２００であれば、これらの装置は、図６に示すフレーム構成を用いるので、ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、図６に示すフレーム構成に従い、受信ＤＭＲＳと受信制御信号の分離を行う。また、送信元が、従来のＬＴＥに準拠した移動局装置であれば、これらの装置は、図２に示すフレーム構成を用いるので、ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒは、図２に示すフレーム構成に従い、受信ＤＭＲＳと受信制御信号の分離を行う。
時間逆拡散部３０６−１〜３０６−Ｎｒ各々は、入力された受信制御信号に対して、図７の制御情報用時間拡散部１０３による時間拡散の逆処理を行う。時間逆拡散部３０６−１〜３０６−Ｎｒ各々は、逆処理の結果を等化部３０７に入力する。
チャネル推定部３０４は、入力された受信ＤＭＲＳを用いて受信アンテナ３０１−１〜３０１−Ｎｒ各々と移動局装置１００、２００の送信アンテナ１０８各々との間のチャネル状態を推定し、得られたチャネル推定値を重み生成部３０５に入力する。重み生成部３０５は、入力されたチャネル推定値を用いて、等化重みを生成し、等化部３０７に入力する。等化重みの算出法については後述する。
等化部３０７は、時間逆拡散部３０６−１〜３０６−Ｎｒから入力された信号に対して、重み生成部３０５が生成した等化重みを乗じて、等化処理を行い、等化処理結果を等化後の受信信号として復調部３０８に入力する。なお、等化部３０７は、等化処理の際に、図７の周波数拡散部１０２による周波数拡散の逆処理も同時に行う。復調部３０８は、図７の変調部１０１が用いた変調方式（ＢＰＳＫあるいはＱＰＳＫ）に基づいて、等化後の受信信号が示すビットを推定し、送信された制御情報ビットｃｂ’として出力する。
ここで重み生成部３０５について説明を行う。時間逆拡散後の第ｎ受信アンテナ３０１−ｎにおける第ｋサブキャリアの受信信号ｒｎ（ｋ）は次式（２）で表わされる。
Figure 2014038460
ここで、ｄｕは、制御情報用のＯＣＣインデックスが同じであるＵ個の移動局装置のうち、ｕ番目の移動局装置１００における変調部１０１（図７）が生成した変調シンボルである。ｃｕ（ｋ）は、ｕ番目の移動局装置１００におけるＣＳ系列生成部１１１（図７）が生成したＣＳ系列の第ｋサブキャリアにおける値である。Ｈｎ，ｕ（ｋ）は、ｕ番目の移動局装置１００の送信アンテナ１０８と、基地局装置３００のｎ番目の受信アンテナ３０１−ｎとの間の第ｋサブキャリアの伝搬路特性である。Πｎ（ｋ）は、基地局装置３００のｎ番目の受信アンテナ３０１−ｎの第ｋサブキャリアにおける雑音である。式（３）を用いると、式（２）は式（４）のように変形できる。
Figure 2014038460
さらに式（４）は、式（５）とおくと、次式（６）のように変形できる。
Figure 2014038460
式（６）は、送信アンテナＵ本、受信アンテナＮｒＮｒｂ本のＭＩＭＯチャネルと考えると、従来のＭＭＳＥ重みと同様の導出を行うことができる。したがって重みは、次式（７）で与えられる。
Figure 2014038460
ここでＩＮｒＮｒｂは、ＮｒＮｒｂ×ＮｒＮｒｂの単位行列である。式（７）はＮｒＮｒｂ×ＮｒＮｒｂの逆行列演算が必要となるため回路規模が膨大となる。例えばＮｒ＝２、Ｎｒｂ＝１２の場合、２４×２４の逆行列演算が必要となる。また、本実施形態では、信号が周波数拡散、かつ受信アンテナダイバーシチされることのみを考慮しているため、ＮｒＮｒｂ×ＮｒＮｒｂの逆行列演算となるが、実際には３または４のＯＦＤＭシンボルに渡って、かつ、２つのスロットに渡って拡散されて受信される。そこで、数式を拡張して、８ＮｒＮｒｂ×８ＮｒＮｒｂの逆行列演算を行うことも可能であるが、計算量が膨大となる。そこで逆行列の補助定理より計算量を削減することを考える。逆行列の補助定理より、式（８）が与えられるとき、式（９）が成り立つ。
Figure 2014038460
ここで、式（１０）と置くと、式（７）は次式（１１）のように変形できる。
Figure 2014038460
さらに、式（１２）と置くと、式（１１）は次式（１３）のように変形できる。
Figure 2014038460
さらに、式（１２）より、式（１４）であり、式（１４）を式（１３）に代入することで次式（１５）を得ることができる。重み生成部３０５は、この式（１５）により重みｗを算出する。
Figure 2014038460
この式（１５）を用いることで、逆行列演算はＵ行Ｕ列に対して行えばよいことになる。通常、一つの制御情報用のＯＣＣインデックスを共有する移動局装置数は多くて６程度であるので、２４×２４の逆行列演算から６×６の逆行列演算に、大幅に計算量を削減できる。
図１１は、ＯＦＤＭ信号受信部３０２の構成を示す概略ブロック図である。ＯＦＤＭ信号受信部３０２−１〜３０２−Ｎｒは、同様の構成を有する。ここでは、これらを代表してＯＦＤＭ信号受信部３０２として説明する。ＯＦＤＭ信号受信部３０２は、アナログ受信処理部３２１、Ａ／Ｄ変換部３２２、ＣＰ除去部３２３、ＦＦＴ部３２４を含んで構成される。
アナログ受信処理部３２１は、ＯＦＤＭ信号受信部３０２に入力された信号に対して、ダウンコンバージョン、アナログフィルタリング、ＡＧＣ（Auto Gain Controll）等のアナログ処理を行なう。アナログ受信処理部３２１による処理結果の信号は、Ａ／Ｄ変換部３２２に入力される。Ａ／Ｄ変換部３２２は、入力された信号に対して、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換を行い、ディジタル信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部３２２は、変換したディジタル信号を、ＣＰ除去部３２３に入力する。
ＣＰ除去部３２３は、入力されたディジタル信号から、送信側で付加されたＣＰを除去する。ＣＰ除去部３２３は、ＣＰを除去した信号を、ＦＦＴ部３２４に入力する。ＦＦＴ部３２４は、ＣＰ除去部３２３から入力された信号に対して、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform；高速フーリエ変換）を行い、時間領域の信号から周波数領域の信号への変換を行う。ＦＦＴ部３２４は、変換した周波数領域の信号を、ＯＦＤＭ信号受信部３０２の出力として、ＤＭＲＳ分離部３０３−１〜３０３−Ｎｒのうち対応するものに入力する。
このように、本実施形態によれば、従来のＬＴＥのサブフレーム構成において、ＤＭＲＳが送信されているＯＦＤＭシンボルにおいて制御情報を送信し、従来のＬＴＥのサブフレーム構成において、制御情報が送信されているＯＦＤＭシンボルにおいてＤＭＲＳを送信する。従来のＬＴＥでは、１サブフレーム内でＤＭＲＳより制御情報に多くのシンボルを送信しているため、本実施形態では、ＤＭＲＳの送信ＯＦＤＭシンボル数は従来のＬＴＥよりも多くなる。
この結果、本実施形態では、ＤＭＲＳの時間拡散に用いるＯＣＣのインデックス数を増加させることができるため、移動局装置間のＤＭＲＳの直交性が向上する。ＤＭＲＳの直交性の向上は、ＤＭＲＳによるチャネル推定精度の向上によるＢＥＲ（Bit Error Rate；ビット誤り率）特性の改善につながり、従来よりも多くの移動局装置を同一リソース内に収容できることになる。同一リソースに多くの移動局装置の制御信号を多重することで、ＰＵＳＣＨの帯域を圧迫することがなくなるため、セルスループットを増加させることができる。
また等化の際の重みには、拡散された信号を受信するサブキャリアを受信アンテナとしてＭＭＳＥ重みを算出している。無線通信では複数受信アンテナを用いれば、（受信アンテナ数−１）の干渉を除去できる。したがって本実施形態のように、サブキャリアを受信アンテナと見なすことで、単に受信アンテナだけを用いるよりも、サブキャリア数倍の干渉を除去できることになる。この結果、多くの移動局の制御信号が多重されて受信される基地局において、移動局装置間の干渉を十分に抑圧することができる。また重みは逆行列の補助定理を用いて逆行列演算の対象となる行列のサイズを変更することで計算量を削減することができる。
また、従来のＬＴＥのサブフレーム構成との間でも、直交性を有しているので、従来のＬＴＥのサブフレームを用いて送信する移動局装置と、本実施形態における移動局装置１００、２００とが同一のリソースを用いてＰＵＣＣＨを送信しても、基地局装置３００はこれらを分離することができる。
［第２の実施の形態］
第１の実施形態によって、ＤＭＲＳにおけるＯＣＣのインデックス数を、従来のＬＴＥの３から４へ増加させることができる。加えて１２種類のＣＳ系列が存在するため、４×１２＝４８の直交符号を生成することができる。したがって、仕様上、同一リソースで４８個の移動局装置のＤＭＲＳを同一リソースに多重することができる。
しかしながら、制御情報のＯＣＣのインデックス数は３のままであるため、制御情報の最大多重数は３６のままである。つまり４８局中２４局は異なるＯＣＣとＣＳ系列の組み合わせを割り当てることができるが、残りの２４局は自局以外の移動局と同じＯＣＣとＣＳ系列の組み合わせを割り当てられてしまうことになる。
また、従来のＬＴＥでは、基地局は、３つのＯＣＣインデックス、および１２種類のＣＳ系列の３６パターンから１つを選択し、各移動局に通知すればよかったが、第１の実施形態のように４８パターンに拡張するため、ＯＣＣのインデックス数を４とすると、各移動局への通知情報が増加してしまうという問題がある。
そこで本実施形態では、制御情報におけるＯＣＣとＣＳの組み合わせを考慮すると、ＤＭＲＳにおけるＯＣＣとＣＳの組み合わせのすべてを使用できないことに着目し、従来のＬＴＥと同様の通知情報で、従来のシステム（ＬＴＥ）よりも良好な伝送特性を得る方法について説明する。本実施形態における無線通信システム１０ａは、基地局装置３００と、移動局装置１００ａ、２００ａを含んで構成される。
図１２は、本実施形態における移動局装置１００ａの構成を示す概略ブロック図である。図１２は、移動局装置１００ａの構成のうち、フォーマット１ａの制御情報の送信に関連する構成を記載したものであり、その他の構成については図示を省略する。また、移動局装置２００ａの構成は、移動局装置１００ａの構成と同様であるので、ここでは説明を省略する。
移動局装置１００ａの構成は、図７に示した移動局装置１００とほぼ同様であるが、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２に変えてＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２ａを有する点と、制御情報受信部１１０に変えて制御情報受信部１１０ａを有する点が異なる。なお、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２ａには、制御情報受信部１１０ａから、制御情報用とＤＭＲＳ用とで共通のＯＣＣインデックスと、ＣＳの値αｕとが入力される。また、制御情報用ＯＣＣ生成部１１３には、制御情報受信部１１０ａから、制御情報用とＤＭＲＳ用とで共通のＯＣＣインデックスが入力される。
本実施形態において、基地局装置３００から通知されるＣＳの値αｕ、およびＯＣＣインデックスの種類は、従来のＬＴＥシステムと変わらない。つまり基地局装置３００からの通知情報量は変わらない。ただし、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２ａが記憶しているテーブルは、第１の実施形態と同様、図８のようにインデックス数は４である。この点について説明を行う。
前述の通り、制御情報の直交符号は、１２種類のＣＳ、および３種類のＯＣＣの組み合わせによる３６パターンが考えられるが、ＤＭＲＳの直交符号としては、１２種類のＣＳ、および４種類のＯＣＣの組み合わせによる４８パターンが考えられる。そこで、１つのリソースに４８局の移動局装置を収容するのではなく、３６局に対して、直交性を最大限高めるようにする。
図１３は、従来のＬＴＥにおいて割り当て可能なＯＣＣインデックスとＣＳの値αｕの組み合わせを示す図である。割り当て可能な直交符号の組み合わせはハッチングされている。図１３に示すように、従来のＬＴＥでは、すべての組み合わせのパターンが割り当て可能となっている。
一方、図１４は、本実施形態における割り当て可能なＯＣＣインデックスとＣＳの値αｕの組み合わせを示す図である。図１４においても、割り当て可能な直交符号の組み合わせはハッチングされている。図１４に示すように、すべてのパターンが割り当て可能となっているわけではなく、割り当て不可能な組み合わせが存在する。基地局装置３００からは通知されるＯＣＣインデックスは０から２の３種類であるが、ＣＳとの組み合わせによっては割り当て不可能とする。すなわち、ＯＣＣインデックスが０のときは、ＣＳの値αｕは、３、７、１１が割り当て不可能となっている。また、ＯＣＣインデックスが１のときは、ＣＳの値αｕは、２、６、１０が割り当て不可能となっている。ＯＣＣインデックスが２のときは、ＣＳの値αｕは、１、５、９が割り当て不可能となっている。ＯＣＣインデックスが３のときは、ＣＳの値αｕは、０、４、８が割り当て不可能となっている。
このように、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部１１２ａは、基地局装置３００から通知されたＯＣＣインデックスとＣＳの値αｕの組み合わせが割り当て不可能となっているときは、ＯＣＣインデックスを３として直交符号の割当を行う。この結果、従来からの通知情報の増加なしに、ＯＣＣインデックスが３の直交符号を割り当てることができるようになる。
ＯＣＣインデックスの通知方法としては図１４の方法に限定されない。例えば、ＬＴＥではＯＣＣインデックスは次式（１６）に基づいて決定されている。
Figure 2014038460
ここでｎｐ（ｎｓ）は、１リソースに収容される移動局装置のインデックスであり、例えば１０局収容される場合、ｎｐ（ｎｓ）は、０から９の値である。Δｓｈｉｆｔ ＰＵＣＣＨは、上位レイヤから通知される１から３の値であり、１リソース内に収容される移動局装置数によって決定される。またＮ’は１リソース内のサブキャリア数である。
式（１６）に本実施形態のＯＣＣインデックスの割り当て法を導入すると、例えば次式（１７）のようになる。
Figure 2014038460
このように、１リソースに収容される移動局装置のインデックスｎｐ（ｎｓ）に応じてＯＣＣインデックス３を割り当てることで、図１４を用いた時と同様、従来からの通知情報の増加なしに、ＯＣＣインデックス３を割り当てることができるようになる。
次に本実施形態のメリットについて説明する。図１５は１リソースに２４局の移動局装置を収容する場合の、ＤＭＲＳの直交符号の割当パターンの一例を示している。図１５は、従来のＬＴＥにおける割り当て法であり、ＯＣＣインデックスが３種類しかないため、１つのＯＣＣインデックスあたり８局の移動局を収容する必要がある。この結果、隣接するＣＳを使用せざるを得ない環境となっている。一方、図１６は本実施形態における割り当て法であり、ＯＣＣインデックスが４種類存在するため、１ＯＣＣあたり６局の移動局を収容すればよい。この結果、連続するＣＳを使用する必要がないため、ＤＭＲＳの直交性が高くなる。
図１７は、計算機シミュレーションによって得られた、１リソースに２４局の移動局装置を収容した場合のＰＵＣＣＨフォーマット１ａの伝送特性である。帯域幅は１０ＭＨｚ、受信アンテナ数Ｎｒは１、チャネルモデルはEnhanced Typical Urban、移動局の速度は０ｋｍ／ｈ、等化器は式（１５）の線形重みを用い、チャネル推定法としてはＭＭＳＥチャネル推定を用いた。縦軸はＢＥＲ（Bit Error Rate）、横軸は平均ＳＮＲ（Signal-to-Noise power Ratio）であり、点線Ｌ１、Ｌ４は全移動局装置が、従来のＬＴＥの構成で伝送した場合の特性、実線Ｌ２、Ｌ３は全移動局装置が本実施形態の構成で伝送した場合の特性を示している。なお、Ｌ１、Ｌ２は、チャネル推定時であり、Ｌ３、Ｌ４は、理想チャネル推定時である。
図１７に示すように、理想チャネル推定を仮定した場合、本実施形態の特性Ｌ３は、従来のＬＴＥの特性Ｌ４よりも劣化している。これは、ＬＴＥでは、制御情報は各スロットにおいて４シンボル送信されるのに対し、本実施形態では３シンボルしか送信されないため、電力が１０ｌｏｇ１０（３／４）＝１．２ｄＢ低くなるためである。しかしながらチャネル推定時には特性が逆転する。これは本実施形態では、ＤＭＲＳの受信電力は、制御情報とは逆に１．２ｄＢ改善することに加え、図１４のように直交符号を割り当てることで、精度の高いチャネル推定を行うことができるためである。この結果、従来のＬＴＥの特性Ｌ１よりも、良好な誤り率特性Ｌ２が得られている。
〔第３の実施形態〕
第１および第２の実施形態では、ＬＴＥのフォーマット１ａあるいはフォーマット１ｂを拡張することで、ＤＭＲＳの直交性を高める方法について説明を行ったが、ＰＵＣＣＨには他にもフォーマットが用意されている。例えばフォーマット２に関して、非特許文献２で、ＤＭＲＳにＣＳだけでなくＯＣＣを適用して直交性を向上させることが記載されているが、ＯＣＣインデックスを通知する必要があるため、従来のＬＴＥよりも通知情報が増加してしまうという問題があった。そこで本実施形態では、従来のＬＴＥからの通知情報の追加なしにＤＭＲＳの直交性を向上する方法について説明を行う。
図１８は、上述の非特許文献に記載されているフォーマット２にＯＣＣを適用した場合の移動局装置５００の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８は、移動局装置５００の構成のうち、フォーマット２の制御情報の送信に関連する構成を記載したものであり、その他の構成については図示を省略する。誤り訂正符号化部５０１は、フォーマット２で送信する制御情報ビットｃｂ２に対して、誤り訂正符号化を行ない、得られた符号化ビット系列を変調部５０２に入力する。ＬＴＥでは、フォーマット２の制御情報ビットｃｂ２のビット長は１１ビット以下であり、誤り訂正符号化部５０１が誤り訂正符号化することで、２０ビットの符号化ビット系列が得られる。
変調部５０２は、入力された符号化ビット系列に対して、１０個のＱＰＳＫシンボルへの変調を行う。変調部５０２は、これら１０個のＱＰＳＫシンボルを、周波数拡散部５０３に入力する。周波数拡散部５０３は、入力された各ＱＰＳＫシンボルに対して、ＣＳ系列生成部５１０から入力されるＣＳ系列ｃｕ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎｒｂ−１）を乗算することによって拡散し、拡散シンボル系列を生成する。ＣＳ系列生成部５１０は、第１の実施形態（図７のＣＳ系列生成部１１１）と同様である。周波数拡散部５０３は、生成した拡散シンボル系列を、フレーム構成部５０５に入力する。
受信アンテナ５０８は、基地局が送信した信号を受信する。制御情報受信部５０９は、受信アンテナ５０８が受信した信号から、ＣＳの値とＯＣＣインデックスを抽出する。制御情報受信部５０９は、抽出したＣＳの値をＣＳ系列生成部５１０に入力し、抽出したＯＣＣインデックスをＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１に入力する。
ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１は、ＯＣＣインデックスとＯＣＣとを対応付けるテーブルを記憶している。図１９は、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１が記憶するテーブルを示す図である。図１９に示すように、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１が記憶するテーブルは、ＯＣＣインデックス０とＯＣＣ［＋１、＋１］とを対応付け、ＯＣＣインデックス１とＯＣＣ［＋１、−１］とを対応付けている。ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１は、記憶しているテーブルを参照し、入力されたＯＣＣインデックスと対応付けられているＯＣＣを選択し、ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４に入力する。
ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４は、ＣＳ系列生成部５１０から入力されたＣＳ系列を構成する要素各々に、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１から入力されたＯＣＣを乗算して、時間拡散を行い、ＤＭＲＳ系列を生成する。ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４は、生成したＤＭＲＳ系列をフレーム構成部５０５に入力する。フレーム構成部５０５は、周波数拡散部５０３から入力された拡散シンボル系列と、ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４から入力されたＤＭＲＳ系列との要素各々を、図４に示したサブフレーム構成に従い配置し、フレーム信号を生成する。フレーム構成部５０５は、フレーム信号を、ＯＦＤＭ信号生成部５０６に入力する。ＯＦＤＭ信号生成部５０６は、フレーム信号からＯＦＤＭ信号を生成し、送信アンテナ５０７から送信する。なお、ＯＦＤＭ信号生成部５０６は、第１の実施形態（図７のＯＦＤＭ信号生成部１１１）と同様である。
次に、本実施形態における移動局装置５００ａを説明する。図２０は、移動局装置５００ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。移動局装置５００ａは、誤り訂正符号化部５０１、変調部５０２、周波数拡散部５０３、ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４、フレーム構成部５０５、ＯＦＤＭ信号生成部５０６、送信アンテナ５０７、受信アンテナ５０８、制御情報受信部５０９ａ、ＣＳ系列生成部５１０、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａを含んで構成される。移動局装置５００ａは、図１８の移動局装置５００とは、制御情報受信部５０９とＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１とに変えて、制御情報受信部５０９ａとＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａとを有している点が異なる。その他の部分は、移動局装置５００と同一であるので、詳細な説明を省略する。
制御情報受信部５０９ａは、受信した信号からＣＳの値を抽出し、ＣＳ系列生成部５１０とＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａとに入力する。本実施形態では、従来のＬＴＥと同様、基地局からＣＳに関する情報（ＣＳの値）のみが通知され、ＯＣＣに関する情報（ＯＣＣインデックス）は通知されない。
ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａは、０から１１までのＣＳの値と、ＯＣＣとを対応付けるテーブルを記憶している。図２１は、ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａが記憶するテーブルの例を示す図である。該テーブルは、偶数のＣＳの値に［＋１、＋１］を対応付け、奇数のＣＳの値に［＋１、−１］を対応付けている。ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａは、記憶しているテーブルを参照し、入力されたＣＳの値と対応付けられているＯＣＣを選択する。ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部５１１ａは、選択したＯＣＣを、ＤＭＲＳ用時間拡散部５０４に入力する。
本実施形態では、ＯＣＣを決定する際に、図２１のようなテーブルを用いることで、基地局がＯＣＣインデックスなどＯＣＣに関する情報を通知することなく、ＤＭＲＳにＯＣＣを適用できる。この結果、ＤＭＲＳの直交性を向上させることができる。また、本実施形態は従来のＬＴＥのフレーム構成を踏襲しているため、従来のＬＴＥとの後方互換性も維持している。つまり、従来のＬＴＥの移動局と同じリソースを共有することが可能である。ただし従来のＬＴＥではＯＣＣは適用されていないため、基地局はそのことを考慮して、各移動局へＣＳの割り当てを行なう必要がある。
本実施形態では、隣接するＣＳは異なるＯＣＣが割り当てられるため、ＤＭＲＳの直交性が向上する。しかしながら、非特許文献２のようにＯＣＣインデックスを移動局に通知するわけではないため、多重可能な移動局数はＬＴＥと同様、ＣＳの数のまま、つまり１２であり増加しない。
ところでＰＵＣＣＨにはフォーマット２ａと呼ばれるフォーマットが存在する。フォーマット２ａでは、フォーマット２と同様ＣＳＩを通知するのに加えて、１スロット内のＤＭＲＳに対して、「＋１、＋１」あるいは「＋１、−１」によって拡散することで、ＣＳＩと同時に、１ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫも送信することができる。さらにフォーマット２ｂでは、１スロット内のＤＭＲＳに対して、「＋１、＋１」「＋１、＋ｊ」「＋１、−１」「＋１、−ｊ」のいずれかによって拡散することで、ＣＳＩと同時に、２ビットのＡＣＫ／ＮＡＣＫを基地局に通知することができる。
したがって非特許文献２のようにＯＣＣを個別に通知しても、同じＣＳで拡散されたフォーマット２ａやフォーマット２ｂとはＯＣＣによる分離は不可能ということになる。一方、本実施形態では、ＣＳのみを通知するため、従来のＬＴＥと同様、同じＣＳによる他の移動局との多重は仮定していない。つまり、従来と同じアルゴリズムによってＣＳを割り当て、受信側でＣＳによる分離を行うことが可能である。ただし、フォーマット２ａと隣接するＣＳが割り当てられた場合、ＯＣＣによる分離は不可能であるため、フォーマット２ａのＣＳとは、離れたＣＳを割り当てることで直交性を向上させることができる。
このように、本実施形態によれば、通知情報を増加させることなく、ＯＣＣを新たに導入できる。この結果、移動局装置５００ａ間のＤＭＲＳの直交性が向上する。ＤＭＲＳの直交性の向上はＤＭＲＳによるチャネル推定精度の向上によるＢＥＲ特性の改善につながり、従来よりも多くの移動局を同一リソース内に収容できることになる。同一リソースに多くの移動局の制御信号を多重することで、ＰＵＳＣＨの帯域を圧迫することがなくなるため、セルスループットを増加させることができる。
また、上述した各実施形態における移動局装置１００、１００ａ、２００、２００ａ、５００ａおよび基地局装置３００の一部、または全部を典型的には、集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置１００、１００ａ、２００、２００ａ、５００ａおよび基地局装置３００の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず、専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。ハイブリッド、モノリシックのいずれでも良い。一部は、ハードウェアにより、一部はソフトウェアにより機能を実現させても良い。また、半導体技術の進歩により、ＬＳＩに代替する集積回路化等の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
また、上述した各実施形態における移動局装置１００、１００ａ、２００、２００ａ、５００ａおよび基地局装置３００の各部またはその一部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部を実現してもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。
以上、この発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
本発明は、携帯電話装置を移動局装置とする移動通信システムに用いることができるが、これに限定されない。
１０…無線通信システム
１００、１００ａ、２００、５００、５００ａ…移動局装置
１０１…変調部
１０２…周波数拡散部
１０３…制御情報用時間拡散部
１０４…ＤＭＲＳ用時間拡散部
１０５…フレーム構成部
１０６…位相回転部
１０７…ＯＦＤＭ信号生成部
１０８…送信アンテナ
１０９…受信アンテナ
１１０、１１０ａ…制御情報受信部
１１１…ＣＳ系列生成部
１１２、１１２ａ…ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部
１１３…制御情報用ＯＣＣ生成部
１７１…ＩＦＦＴ部
１７２…ＣＰ付加部
１７３…Ｄ／Ａ変換部
１７４…アナログ送信処理部
３００…基地局装置
３０１−１〜３０１−Ｎｒ…受信アンテナ
３０２−１〜３０２−Ｎｒ…ＯＦＤＭ信号受信部
３０３−１〜３０３−Ｎｒ…ＤＭＲＳ分離部
３０４…チャネル推定部
３０５…重み生成部
３０６−１〜３０６−Ｎｒ…時間逆拡散部
３０７…等化部
３０８…復調部
３１０−１〜３１０−Ｕ…移動局用信号処理部
３２１…アナログ受信処理部
３２２…Ａ／Ｄ変換部
３２３…ＣＰ除去部
３２４…ＦＦＴ部
５０１…誤り訂正符号化部
５０２…変調部
５０３…周波数拡散部
５０４…ＤＭＲＳ用時間拡散部
５０５…フレーム構成部
５０６…ＯＦＤＭ信号生成部
５０７…送信アンテナ
５０８…受信アンテナ
５０９、５０９ａ…制御情報受信部
５１０…ＣＳ系列生成部
５１１、５１１ａ…ＤＭＲＳ用ＯＣＣ生成部

Claims (6)

  1. ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて拡散符号によって拡散されたデータ信号を配置する第１の領域に、前記拡散符号と直交関係にある拡散符号を用いて拡散した参照信号を配置することを特徴とする移動局装置。
  2. ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて前記データ信号のための復調用参照信号を配置する第２の領域に、データ信号を配置することを特徴とする請求項１に記載の移動局装置。
  3. 前記第２の領域に配置するデータ信号を、拡散符号を用いて拡散し、
    前記第２の領域に配置するデータ信号を拡散する際に用いる拡散符号は、前記復調用参照信号を時間拡散する際に用いられる拡散符号と直交関係にあること
    を特徴とする請求項２に記載の移動局装置。
  4. ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて前記データ信号を拡散する拡散符号として選択可能な符号の数よりも多くの数の拡散符号を、前記参照信号を拡散する符号として選択可能であることを特徴とする請求項１に記載の移動局装置。
  5. ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいて周波数拡散に用いる拡散符号を指定する値と、時間拡散に用いる拡散符号を指定する値とを用いて、前記参照信号の時間拡散に用いる拡散符号を選択することを特徴とする請求項４に記載の移動局装置。
  6. ＬＴＥのリリース８のＰＵＣＣＨにおいてデータ信号を拡散する拡散符号と直交関係にある拡散符号を用いて参照信号を拡散する第１の過程と、
    前記データ信号を配置する第１の領域に、前記拡散した参照信号を配置する第２の過程と
    を有することを特徴とする通信方法。
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