JPWO2010050383A1 - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents
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Abstract
SU−MIMOにおいて、1つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善する。複数のアンテナ108−1〜108−Ntxを有し、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送信する送信装置100であって、送信データに対してプリコーディングを行なうDFT部111と、DFT部111が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部112と、を備え、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナ108−1〜108−Ntxで送信する。
Description
本発明は、複数のアンテナを用いてMIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送受信する技術に関する。
従来から、移動通信では、高速なデータ伝送が求められている。3GPP(3rd Generation Partnership Project)では、高速伝送を可能とする規格として、LTE(Long Term Evolution)の標準化が進められており、その仕様が完成しつつある。LTEの上りリンクでは、DFT−S−OFDM(「Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal Frequency Division Multiplexing」、または「SC−FDMA」と呼称される。)が採用されている。DFT−S−OFDMは、ガードバンドを使わずに各ユーザの周波数スペクトルを周波数領域で多重できるため、周波数利用効率が良いとされている。
さらに最近では、LTEを拡張した第四世代の移動体通信システムとしてLTE−Advanced(LTE−A)の標準化が開始された。LTE−Aでは、LTEとの後方互換性を維持しつつ、高い周波数利用効率とLTEよりも広い帯域をサポートする必要がある。そのため、より高い周波数利用効率を実現するために、DFT−S−OFDMに対し、スペクトルを複数のクラスタに分割し、クラスタ単位で周波数に配置するClustered DFT−S−OFDMが提案されている。
また、LTEにおいては、端末コスト等の問題から、各端末は2アンテナ同時に送信することができなかったが、LTEの発展型であるLTE−Aでは、高速大容量通信を実現するため、複数送信アンテナを用いた伝送が検討されている。特に、ユーザスループットを向上させることができるSU−MIMO(Single User Multiple Input Multiple Output)は、採用される可能性の高い技術の一つである。
図20は、非特許文献1に示されている送信機の構成を示す図である。非特許文献1には、従来から存在するシングルキャリア伝送におけるMIMOの例が開示されている。図20において、送信データは、S/P変換部310によってアンテナ毎に分けられる。ここでは、アンテナ本数をNt本とする。その後、各変調部311−1〜311−Ntにおいて、QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)や16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調シンボルへの変調が施される。このとき、コピー部313、循環遅延部314を介して、データとパイロットブロック(パイロットシンボル、参照信号とも称される)との多重が行なわれる。その後、+GI(Guard Interval、CP:Cyclic Prefixも同じ意味で使用される)部312−1〜312−Ntにおいて、GIが挿入され、アンテナ315−1〜315−Ntから送信される。
図21は、非特許文献1に開示されている受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、受信機の各アンテナ410−1〜410−Nrで受信される。この受信機では、各アンテナ410−1〜410−Nrに具備されている−GI部411−1〜411−Nrにおいて、ガードインターバルを取り除き、FFT部412−1〜412−Nrにおいて、アンテナ毎にFFT(Fast Fourier Transform)を行なう。FFT後の周波数領域信号がパイロットシンボルであれば、伝搬路推定部413において伝搬路推定を行ない、データ信号であれば、分離部414においてMIMOの分離処理が行なわれる。分離された信号は、IFFT(Inverse FFT)部415−1〜415−Ntによって時間領域信号に戻された後、復調部416−1〜416−Ntにおいて、送信機の変調に基づいて復調が行なわれ、最後にアンテナ毎の信号をP/S変換部417においてP/S変換し、データを取り出す。上記のような構成を取ることによって、シングルキャリア伝送においてMIMO多重を実現することができる。
T. Fujimori, K. Takeda, K. Ozaki, A. Nakajima, and F. Adachi, "Channel Estimation Using Cyclic Delay Pilot for MIMO Transmission," Proc. The 4th IEEE VTS AsiaPacific Wireless Communications Symposium, National Chiao Tung University, Hsinchu, Taiwan, 20-21, Aug. 2007.
T. Fujimori, K. Takeda, K. Ozaki, A. Nakajima, and F. Adachi, "Channel Estimation Using Cyclic Delay Pilot for MIMO Transmission," Proc. The 4th IEEE VTS AsiaPacific Wireless Communications Symposium, National Chiao Tung University, Hsinchu, Taiwan, 20-21, Aug. 2007.
しかしながら、シングルキャリア伝送においてSU−MIMOを行なう場合、各アンテナから独立な信号をアンテナ毎に変調し送信することになる。従って、図22に示すように、アンテナ1の伝搬路に落ち込みがあった場合、SAは正しく復号できない可能性がある。高い尤度で受信されたSBの存在によって、誤り訂正復号時にSAも正しく復号される可能性もあるが、符号化率が高い場合SAは誤って復号されてしまう。その結果、スループットも低下してしまう。
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、SU−MIMOにおいて、1つのアンテナの伝搬路状態が悪い場合においても、送信アンテナダイバーシチ効果を得ることによって、誤り率を改善することができる送信装置、受信装置および通信システムを提供することを目的とする。
(1)上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送信する送信装置であって、送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。
このように、プリコーディング部が出力するスペクトルを分割し、分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信するので、送信アンテナダイバーシチ利得を得たMIMO通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
(2)また、本発明の送信装置は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴としている。
この構成により、コードワード数に応じてスペクトル分割数を変更することが可能となる。その結果、送信アンテナダイバーシチ利得を得たMIMO通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
(3)また、本発明の送信装置は、複数のアンテナを有し、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、前記各送信部は、送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、シリアル/パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴としている。
(4)また、本発明の送信装置において、前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するDFT(Discrete Fourier Transform)を行なうことを特徴としている。
このように、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するDFT(Discrete Fourier Transform)を行なうことによって、プリコーディングを行ない、その後にスペクトルの分割を行なうことが可能となる。
(5)また、本発明の受信装置は、複数のアンテナを有し、請求項1記載の送信装置が送信した信号を、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で受信する受信装置であって、空間多重されたスペクトルを分離するMIMO分離部と、前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴としている。
このように、分離されたスペクトルを結合するので、受信データを得ることが可能となる。
(6)また、本発明の受信装置において、前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴としている。
この構成により、コードワード数に応じて分割されたスペクトルを結合することが可能となる。
(7)また、本発明の通信システムは、請求項1記載の送信装置および請求項5記載の受信装置、または請求項2記載の送信装置および請求項6記載の受信装置から構成されることを特徴としている。
この構成により、送信アンテナダイバーシチ利得を得たMIMO通信が可能となり、この送信アンテナダイバーシチ効果によって、良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
本発明によれば、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、送信アンテナダイバーシチ利得を得たMIMO通信が可能となる。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。
100、100−1〜100−s 送信機
101 誤り訂正符号化部
102 インタリーブ部
103 送信信号生成部
104−1〜104−Ntx CP付加部
105−1〜105−Ntx フレーム構成部
106−1〜106−Ntx 参照信号生成部
107−1〜107−Ntx 無線送信部
108−1〜108−Ntx アンテナ部
110 変調部
111 DFT部
112 スペクトル分割部
113−1〜113−Ntx スペクトルマッピング部
114−1〜114−Ntx IFFT部
200 受信機
201−1〜201−Nrx アンテナ部
202−1〜202−Nrx 無線受信部
203−1〜203−Nrx CP除去部
204 信号分離部
205 復調部
206 デインタリーブ部
207 誤り訂正復号部
210−1〜210−Nrx 参照信号分離部
211 伝搬路推定部
212 重み生成部
213−1〜213−Nrx FFT部
214 MIMO分離部
215−1〜215−Ntx スペクトルデマッピング部
216 スペクトル結合部
217 IDFT部
300 受信機
301−1〜301−Nrx アンテナ部
302−1〜302−Nrx 無線受信部
304 信号分離部
305−1〜305−s 復調部
306−1〜306−s デインタリーブ部
307−1〜307−s 誤り訂正復号部
308 P/S変換部
101 誤り訂正符号化部
102 インタリーブ部
103 送信信号生成部
104−1〜104−Ntx CP付加部
105−1〜105−Ntx フレーム構成部
106−1〜106−Ntx 参照信号生成部
107−1〜107−Ntx 無線送信部
108−1〜108−Ntx アンテナ部
110 変調部
111 DFT部
112 スペクトル分割部
113−1〜113−Ntx スペクトルマッピング部
114−1〜114−Ntx IFFT部
200 受信機
201−1〜201−Nrx アンテナ部
202−1〜202−Nrx 無線受信部
203−1〜203−Nrx CP除去部
204 信号分離部
205 復調部
206 デインタリーブ部
207 誤り訂正復号部
210−1〜210−Nrx 参照信号分離部
211 伝搬路推定部
212 重み生成部
213−1〜213−Nrx FFT部
214 MIMO分離部
215−1〜215−Ntx スペクトルデマッピング部
216 スペクトル結合部
217 IDFT部
300 受信機
301−1〜301−Nrx アンテナ部
302−1〜302−Nrx 無線受信部
304 信号分離部
305−1〜305−s 復調部
306−1〜306−s デインタリーブ部
307−1〜307−s 誤り訂正復号部
308 P/S変換部
(第1の実施形態)
第1の実施形態では、シングルキャリアSU−MIMOにおいて、効率的な送信方法および受信方法について説明する。また、本明細書では、シングルキャリア伝送を時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。従って、第1の実施形態では、DFT−S−OFDMを例に説明を行なうが、Clustered DFT−S−OFDM等のシングルキャリアベースの送信方法でも本発明の適用が可能である。
第1の実施形態では、シングルキャリアSU−MIMOにおいて、効率的な送信方法および受信方法について説明する。また、本明細書では、シングルキャリア伝送を時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。従って、第1の実施形態では、DFT−S−OFDMを例に説明を行なうが、Clustered DFT−S−OFDM等のシングルキャリアベースの送信方法でも本発明の適用が可能である。
図1は、第1の実施形態に係る送信機の概略構成を示す図である。この送信機100は、送信アンテナをNtx本有し、シングルキャリア伝送を行なうものとする。この送信機100では、情報データ系列を、誤り訂正符号化部101に入力する。誤り訂正符号化部101では、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはLDPC(Low Density Parity Check)符号等の誤り訂正符号化を行ない、得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部102に出力する。インタリーブ部102は、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、送信信号生成部103へ出力する。
送信信号生成部103は、アンテナ毎に送信信号を生成する。送信信号生成部103の構成については後述する。送信信号生成部103の出力信号は、アンテナ毎にCP付加部104−1〜104−Ntxに入力される。CP付加部104−1〜104−Ntxでは、入力された信号系列に対し、NCPポイントのCP(Cyclic Prefix、GI(Guard Interval)とも称される)を付加し、フレーム構成部105−1〜105−Ntxに出力する。フレーム構成部105−1〜105−Ntxでは、参照信号生成部106−1〜106−Ntxが生成した参照信号との多重を行ない、フレームを構成し、無線送信部107−1〜107−Ntxに出力する。無線送信部107−1〜107−Ntxは、入力されたディジタル信号に対し、D/A(Digital to Analog)変換、アップコンバージョン、帯域通過フィルタリング等の処理を施した後、アンテナ部108−1〜108−Ntxから送信する。
図2は、送信信号生成部103の概略構成を示す図である。送信信号生成部103において、入力された信号は、変調部110に入力される。変調部110は、QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)や16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等のNDFT個の変調シンボルを生成し、DFT部111に出力する。DFT部111では、入力されたNDFT個の変調シンボルに対してDFT(Discrete Fourier Transform)を行ない、NDFTポイントの周波数領域信号に変換し、スペクトル分割部112に出力する。
スペクトル分割部112は、入力されたNDFTポイントの周波数信号を、アンテナ本数分に分割し、それぞれスペクトルマッピング部113−1〜113−Ntxに出力する。例えば、2アンテナの場合(Ntx=2の場合)、周波数スペクトルを前半(NDFT/2)ポイントと後半(NDFT/2)ポイントに分割し、前半のスペクトルをスペクトルマッピング部113−1に、後半のスペクトルをスペクトルマッピング部113−2に出力する。アンテナ毎のスペクトルマッピング部113−1〜113−Ntxでは、受信機からの割り当て情報に基づいて、NFFTポイントから任意の連続NDFTポイントを選択し、スペクトルの割り当てを行なう。スペクトルマッピング部113−1〜113−Ntxの出力信号は、それぞれIFFT部114−1〜114−Ntxにおいて、NFFTポイントのIFFT(Inverse Fast Fourier Transform)によって時間領域信号に変換される。IFFT部114−1〜114−NtxはそれぞれNFFTポイントの時間信号を出力する。
図3Aは、DFT後のスペクトルを示す図であり、図3Bは、分割されたスペクトルを示す図である。ここでは、アンテナ数は2(Ntx=2)であるとする。このように、図2に示した送信機は、アンテナ数に依らず1つの変調部とDFT部を持ち、変調信号をDFTして得られる周波数スペクトルを分割し、それぞれ異なるアンテナから送信を行なう。その結果、図3Bに示すような送信が行なわれることになる。なお、上記の説明では、シングルキャリア伝送を例に取ったが、本発明は、3GPPで提案されているClustered DFT−S−OFDMにも適用可能であり、その場合、図4に示すように、部分スペクトルが周波数軸上でさらに分割されて送信されることになる。
図5は、第1の実施形態に係る受信機の概略構成を示す図である。この受信機200は、Nrx本の受信アンテナを有するものとする。送信機100から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機200のアンテナ部201−1〜201−Nrxで受信される。アンテナ部201−1〜201−Nrxで受信した信号は、無線受信部202−1〜202−Nrxに入力される。無線受信部202−1〜202−Nrxでは、ダウンコンバージョン、フィルタリング処理、A/D(Analog to Digital)変換が行なわれる。無線受信部202−1〜202−Nrxの出力は、CP除去部203−1〜203−Nrxに入力され、NFFT+NCPシンボルのデータ信号から、送信機100で付加したNCPポイントのCPの除去を行ない、信号分離部204に出力される。なお、送信アンテナ数をNtxとすると、時刻tにおけるCP除去部の出力r(t)(Nrx×1ベクトル)は次式で表される。
ここで、
であり、hn、m、lおよびτlは、それぞれ第lパスの第m送信アンテナと第n受信アンテナ間の複素チャネル利得および遅延時間、sm(t)は時刻tにおける第m送信アンテナからの送信信号、ηn(t)は第n受信アンテナにおける熱雑音である。
信号分離部204では、各アンテナ部201−1〜201−Nrxから入力された信号に対して、信号の分離・伝搬路補償を行ない、復調部205に出力する。信号分離部204の処理については後述する。信号分離部204が出力した信号は、復調部205において、送信機で行なわれた変調に基づいた復調が行なわれる。さらに、デインタリーブ部206において、送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部207において誤り訂正復号処理を行ない、送信した情報ビット系列を得る。
図6は、信号分離部の概略構成を示す図である。アンテナ部201−1〜201−Nrxから入力された信号は、アンテナ毎に参照信号分離部210−1〜210−Nrxに入力される。参照信号分離部210−1〜210−Nrxでは、参照信号とデータ信号の分離が行なわれる。参照信号分離部210−1〜210−Nrxで分離されたデータ信号は、FFT部213−1〜213−Nrxに入力される。FFT部213−1〜213−Nrxでは、NFFTポイントのFFTを適用することで、NFFTポイントの周波数領域信号への変換が行なわれる。
式2をFFTして得られる、第kサブキャリアにおける周波数領域受信信号ベクトルR(k)(Nrx×1ベクトル)は次式で与えられる。
ここで、
であり、第kサブキャリアの伝搬路行列H(k)(Nrx×Ntx行列)を構成するHn、m(k)は、第m送信アンテナと第n受信アンテナとの間の伝搬路、Sm(k)は第m送信アンテナの第kサブキャリアの送信スペクトル、Πn(k)は第n受信アンテナにおける第kサブキャリアの雑音成分である。FFT部の出力である周波数領域信号は、MIMO分離部214へ入力される。
一方、参照信号分離部210−1〜210−Nrxで分離された参照信号は伝搬路推定部211に入力され、式4の伝搬路行列H(k)(Nrx×Ntx行列)の推定および各アンテナ部201−1〜201−Nrxにおける平均雑音電力の推定が行なわれる。伝搬路推定部211で算出された伝搬路行列推定値(式(5)で表される。)と、平均雑音電力推定値σ2は、重み生成部212に入力される。
得られた重みはMIMO分離部214に入力される。MIMO分離部214では、各FFT部213−1〜213−Nrxから入力された信号と、重み生成部212から入力された重みを用いることでMIMO分離を行なう。MIMO分離部では、重み行列w(k)(Ntx×Nrx行列)とベクトルR(k)(Nrx×1ベクトル)の乗算を行なうことによって、MIMO分離を行なう。分離後の各ユーザの周波数領域信号ベクトル(Ntx×1ベクトル)は次式で表される。
スペクトル結合部216では、送信側で各アンテナに分割された信号を結合する処理が行なわれる。例えば、送信機において送信アンテナが2アンテナであり、それぞれのアンテナで(NDFT/2)ポイントずつにスペクトルを分割して送信されている場合、各スペクトルデマッピング部215−1〜215−2(Ntx=2)では、NFFTポイントの周波数成分から使用した(NDFT/2)ポイントを抽出し、スペクトル結合部216に出力する。スペクトル結合部216では、各スペクトルデマッピング部215−1〜215−2が出力した(NDFT/2)ポイントの出力を結合し、NDFTポイントの周波数信号を形成することになる。スペクトル結合部216の出力はIDFT部217に入力され、IDFTが適用され、時間領域信号に変換したNDFTポイントの信号が出力される。
このように、シングルキャリアのスペクトルを分割して、各アンテナで多重して送信することにより、1つの変調信号を多数のアンテナに渡って送信することができる。この結果、送信アンテナダイバーシチ効果のあるMIMO伝送が可能となる。例えば、図3Aおよび図3Bに示すように、アンテナ1の利得が低い場合においても、アンテナ2の利得が高ければ、スペクトルを結合することで、信号全体の尤度を向上させることができる。これにより、良好な伝送を実現させることができる。これは、1つの変調信号が多数のアンテナに渡って送信されているためである。この送信アンテナダイバーシチ効果によって良好な伝送が可能となり、ユーザスループットを増加させることができる。さらに、LTE−AでClustered DFT−S−OFDMが採用された場合には、MIMOを適用しない伝送方法との互換性が高くなる。
(第2の実施形態)
第1の実施形態では、誤り訂正符号化部が1つの場合を示したが、LTEにおける下りリンクでは、送信機は、複数の誤り訂正符号化部を具備し、複数の符号語(コードワード)が生成される。これは、受信機においてSIC(Successive Interference Cancellation)によるMIMO分離を行なうためと、コードワード毎に再送を要求することによって、余計な再送を減らすためである。
第1の実施形態では、誤り訂正符号化部が1つの場合を示したが、LTEにおける下りリンクでは、送信機は、複数の誤り訂正符号化部を具備し、複数の符号語(コードワード)が生成される。これは、受信機においてSIC(Successive Interference Cancellation)によるMIMO分離を行なうためと、コードワード毎に再送を要求することによって、余計な再送を減らすためである。
図7は、LTEで規格化されている送信機の一部を示す図である。図7においては、コードワードがn個であり、送信アンテナの本数がmであるとして説明を行なう。スクランブリング部70−1〜70−nは、送信データに対して、既知の信号を用いてスクランブリングを行なう。変調部71−1〜71−nは、スクランブリング部70−1〜70−nから入力された信号に対し、QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)や16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を行なう。レイヤーマッピング部72は、コードワードの数よりもレイヤーの数の方が多い場合には、入力信号を各レイヤーに振り分けを行なう。プリコーディング部73は、例えば、DFT(Discrete Fourier Transform)を行なって、レイヤーマッピング部72から入力された時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。リソースエレメントマップ部74−1〜74−mは、入力信号を、例えば、DFTポイントごとにまとめて周波数領域にマッピングする。OFDM信号生成部75−1〜75−mは、入力された信号に基づいて、OFDM信号を生成して出力する。
図7に示すように、LTEでは、レイヤーマッピングによるコードワード数とレイヤー数の変更がなければ、符号語毎にアンテナ(アンテナポート)から信号を送信する仕様となっている。第2の実施形態では、コードワードが複数存在する場合についての説明を行なう。
図8は、第2の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。情報データ系列は、S/P変換部80に入力される。S/P変換部80では、コードワード数によってS/P変換を行なう。ここでは、コードワード数がsであるとし、第1の実施形態に係る送信機が、s個あるとする(100−1〜100−s)。コードワード数が1の時は、第1の実施形態に記載したものと同一となる。S/P変換された情報データは、コードワード毎に、各誤り訂正符号化部101に入力される。誤り訂正符号化部101以降の信号処理に関しては、第1の実施形態と同様である。
図9は、コードワード数が1であり、送信アンテナ本数が4である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは1つのコードワードの部分スペクトルが送信されることとなる。図10は、コードワード数が2であり、送信アンテナ本数が4である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。アンテナ1および2からは、1つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。また、アンテナ3および4からは、2つめのコードワードの部分スペクトルが送信される。図11は、コードワード数が4であり、送信アンテナ本数が4である場合の送信スペクトルの概念を示す図である。各アンテナからは1つのコードワードのスペクトルがすべて送信されることとなり、従来の送信方法と等価である。
図12は、第2の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。この受信機300は、Nrx本の受信アンテナを有するものとする。各アンテナ部301−1〜301−Nrxで受信された信号は、無線受信部302−1〜302−Nrx、CP除去部303−1〜303−Nrxにおいて、第1の実施形態と同様の信号処理が施され、信号分離部304に入力される。第1の実施形態では、コードワード数は1であったため、信号分離部304は、1系列のみを出力したが、第2の実施形態では、信号分離部304は、コードワード数分の系列をそれぞれ復調部305−1〜305−sへ出力する。出力された信号は、コードワード毎に復調部305−1〜305−sにて復調され、デインタリーブ部306−1〜306−sでデインタリーブが行なわれ、誤り訂正復号部307−1〜307−sで誤り訂正復号が行なわれた後、P/S変換部308に入力される。P/S変換部308では、並列処理されていたコードワードを直列に並び替える処理が施される。P/S変換部308の出力は、情報データとして上位レイヤーに受け渡される。
このように、送信アンテナ本数が一定の場合においても、コードワード数によって部分スペクトルの送信方法を変更することができる。例えば、図9に示したように、1コードワードを4つの部分スペクトルで送信することで、4本分の送信アンテナダイバーシチ効果を得ることができる。この結果、良好な伝送特性を望むことができる。さらに図10に示したように、2コードワードをそれぞれ2分割して4本のアンテナで送信することにより、各コードワードは2送信アンテナ分のダイバーシチ効果を得ることができるため、良好な伝送特性を望むことができる。さらに、コードワード毎に変調方式や符号化率を決定したり、再送要求を行なうことができる。さらに,コードワード毎のSICも行なうことができるため柔軟な制御が可能となる。
(第3の実施形態)
第3の実施形態では、コードワード数に応じて使用する周波数帯の数を決定する、効率的な送信方および受信方法について説明する。本明細書では、コードワードとは、1回の伝送機会に含まれる、独立に誤り訂正符号化を行なうブロックの数とする。また、シングルキャリア伝送とは、時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。以下、コードワード数と使用する周波数帯の数を等しくして、コードワードと使用する周波数帯が、1対1に対応する場合について、具体例をあげて説明する。
第3の実施形態では、コードワード数に応じて使用する周波数帯の数を決定する、効率的な送信方および受信方法について説明する。本明細書では、コードワードとは、1回の伝送機会に含まれる、独立に誤り訂正符号化を行なうブロックの数とする。また、シングルキャリア伝送とは、時間領域で信号を生成する伝送方式と定義する。以下、コードワード数と使用する周波数帯の数を等しくして、コードワードと使用する周波数帯が、1対1に対応する場合について、具体例をあげて説明する。
図13は、第3の実施形態に係る送信機の構成を示す図である。ここでは、コードワード数をpとする。送信機130では、コードワード数分の情報データ系列は、それぞれCRC付加部131−1〜131−pに入力される。CRC付加部131−1〜131−pでは、情報データからCRC(Cyclic Redundancy Check)を生成し、情報データに付加する処理が行なわれる。CRC付加部131−1〜131−pの出力は、誤り訂正符号化部132−1〜132−pに入力される。誤り訂正符号化部132−1〜132−pでは、入力されたデータビット系列列に対して、畳み込み符号、ターボ符号あるいはLDPC(Low Density Parity Check)符号等の誤り訂正符号化を行なう。ここで、符号化率はコードワード毎に変更することもできる。得られた符号化ビット系列を、インタリーブ部133−1〜133−pに出力する。
インタリーブ部133−1〜133−pは、伝搬路の影響をランダム化するための順番の並び変えを行ない、変調部134−1〜134−pに出力する。変調部134−1〜134−pは、QPSK(Quaternary Phase Shift Keying)や16QAM(Quadrature Amplitude Modulation)等のNDFT個の変調シンボルを生成し、プリコーディング部135−1〜135−pに出力する。なお、変調方式は、コードワード毎に変更することも可能である。プリコーディング部135−1〜135−pでは、入力されたNDFT個の変調シンボルに対してDFT(Discrete Fourier Transform)等のプリコーディング処理を行ない、NDFTポイントの周波数領域信号を、リソースエレメントマップ部136−1〜136−pに出力する。
リソースエレメントマップ部136−1〜136−pでは、スペクトル(リソースエレメント)をNFFTポイントの周波数への割り当てを行なう。割り当て方法は、任意の周波数に連続的に割り当ててもよいし、不連続に割り当てても良い。3GPPにおいて連続的に割り当てる伝送方式は、N×DFT−S−OFDM、不連続に割り当てを行なう方式はN×Clustered DFT−S−OFDMとして議論されている。さらに、伝搬路状態が送信側で既知の場合、利得の高い周波数に連続的に割り当てたり、不連続に割り当てたりしても良い。
また、割り当てが行なわれなかった周波数ポイント(NFFT−NDFTポイント)には0を入力し、フレーム構成部137−1〜137−pに出力する。フレーム構成部137−1〜137−pでは、参照信号生成部138−1〜138−pが生成した参照信号と、リソースエレメントマップ部136−1〜136−pが出力した信号との多重を行ない、フレームを構成する。フレーム構成部137−1〜137−pの出力は、NFFT毎にOFDM信号生成部139に出力される。つまり、コードワード数分の周波数信号が、OFDM信号生成部139に入力されることになる。OFDM信号生成部139では、複数の周波数領域信号が入力され、OFDM変調を行ない、時間アナログ波形を生成する。時間アナログ波形はアンテナ部140から送信される。
図14は、図13におけるOFDM信号生成部139の構成を示す図である。OFDM信号生成部139内のIFFT部141−1〜141−pにコードワード毎のNFFTポイントの周波数スペクトルが送信される。IFFT部141−1〜141−pでは、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)が適用され、NFFTポイントの時間領域信号に変換される。IFFT部141−1〜141−pの出力であるNFFTポイントの時間領域信号は、CP付加部142−1〜142−pに入力され、入力されたNFFTポイントの時間領域信号の後方のNCPポイントがコピーされ、NFFTポイントの時間領域信号の前方に付加され(NFFT+NCP)ポイントの時間信号を得る。CP付加部142−1〜142−pの出力は、D/A変換部143−1〜143−pに入力され、D/A(Distal to Analog)変換が行なわれる。
D/A変換部143−1〜143−pの出力は、アップコンバート部144−1〜144−pに入力され、ベースバンドから搬送波周波数へのアップコンバートが行なわれる。この時、コードワード毎に異なる周波数にアップコンバートされる。アップコンバート部144−1〜144−pの出力は、増幅部145−1〜145−pに入力され、所定の振幅(電力)への信号の増幅が行なわれる。コードワード毎に得られた増幅部の出力は、合成部146に入力される。合成部146は、合成された時間アナログ波形を出力する。
なお、OFDM信号生成部139は、図14では、増幅器145−1〜145−pの出力を合成部146に入力する構成としたが、図15に示すように、OFDM信号生成部139aにおいて、アップコンバート部144−1〜144−pが出力する時間アナログ波形を合成部150に入力し、合成部150がコードワード数の信号を合成し、1つの増幅器151に入力する構成としてもよい。
また、さらに、OFDM信号生成部139bの構成として、図16に示すように、コードワード毎の周波数スペクトルが合成部160に入力される構成としてもよい。このとき合成部160は、周波数領域における合成を行ない、IFFT部161に入力する。この時一般に、IFFTのサイズは、図14や図15で示したコードワード数倍のサイズを必要とする。
なお、本実施形態では、シングルキャリアベースの信号を対象に説明を行なったが、伝送方式としてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を用いることも可能である。
図17は、第3の実施形態に係る受信機の構成を示す図である。送信機から送信された信号は、伝搬路を経由し、受信機170のアンテナ部171で受信される。アンテナ部171で受信した信号は、OFDM受信部172に入力される。OFDM受信部172では、時間アナログ波形が入力され、コードワード毎のNFFTポイントの周波数スペクトルを生成し、それぞれ参照信号分離部173−1〜173−pに入力する。OFDM受信部172の構成は後述する。参照信号分離部173−1〜173−pでは、入力されたNFFTポイントの周波数スペクトルが、参照信号であるかデータ信号であるかによって、参照信号は重み生成部174−1〜174−pに入力し、データ信号は、等化部175−1〜175−pに入力する。
重み生成部174−1〜174−pでは、入力された重み信号を用いてNFFTポイントの周波数領域におけるMMSE(Minimum Mean Square Error)重みやZF(Zero Forcing)重みを生成し、等化部175−1〜175−pに入力する。等化部175−1〜175−pでは、参照信号分離部173−1〜173−pから入力されたNFFTポイントのデータ信号と、重み生成部174−1〜174−pから入力されたNFFTポイントの周波数重みの乗算が行なわれる。等化部175−1〜175−pにおいて乗算された信号はリソースエレメントデマップ部176−1〜176−pにおいて送信機のリソースエレメントマップ部において選択されたNDFTポイントのスペクトル(リソースエレメント)を抽出する処理が行なわれる。
リソースエレメントデマップ部176−1〜176−pにおいて抽出された周波数スペクトルはIDFT部177−1〜177−pに入力される。IDFT部177−1〜177−pでは、NDFTポイントのIDFT(Inverse Discrete Fast Transform)を適用することでNDFTポイントの時間領域信号に変換する。IDFT部177−1〜177−pの出力は、復調部178−1〜178−pに入力される。復調部178−1〜178−pでは、送信機の変調方式に応じてビットLLR(Log Likelihood Ratio)を出力する処理が行なわれる。さらに、デインタリーブ部179−1〜179−pにおいて送信機で行なわれたインタリーブを戻す処理を適用した後、誤り訂正復号部180−1〜180−pにて誤り訂正復号処理を行なう。
誤り訂正復号部180−1〜180−pの出力は、CRC部181−1〜181−pに入力される。CRC部181−1〜181−pでは、送信機で付加されたCRC(Cyclic Redundancy Check)によって、フレームが正しく復号できたかどうかの検査が行なわれる。正しく復号できた場合は送信機にACK(ACKnowledge)を通知する。またCRCによって正しく復号できなかったことが分かった場合は、送信機にNAK(Negative AcK)を通知する。正しく復号できたコードワードについては、情報データとして上位層に渡される。
図18は、図17に示したOFDM受信部172の構成を示す図である。OFDM受信部172に入力された時間アナログ波形は、コードワード数分のダウンコンバート部183−1〜183−pに入力される。ダウンコンバート部183−1〜183−pでは、各コードワードの送信に用いられた搬送波周波数からのダウンコンバートが行なわれる。ダンコンバート部183−1〜183−pの出力は、フィルタ部184−1〜184−pに入力され、送信周波数帯以外の周波数成分の除去が行なわれる。フィルタ部184−1〜184−pの出力は、A/D変換部185−1〜185−pに入力され、A/D(Analog to Distal)変換が行なわれる。
その後、CP除去部186−1〜186−pで送信側で付加されたCP(Cyclic Prefix)が除去され、FFT部187−1〜187−pでFFT(Fast Fourier Transform)による周波数領域信号への変換が行なわれ、コードワード毎の周波数スペクトルが出力される。
なお、図18では、各コードワードの伝送に用いられる周波数帯が大きく異なる場合を想定し、ダウンコンバート部183−1〜183−pをコードワード分持つ構成としたが、複数のコードワードが、隣接する周波数帯を用いて送信されている場合は必ずしも複数のダウンコンバート部を持つ必要はなく、例えば、図19に示すように、OFDM受信部172aにおいて、ダウンコンバート部191を1つ持ち、フィルタ部192によって使用していない周波数成分を除去し、A/D変換部193でA/D変換を行ない、CP除去部194でCPの除去を行ない、FFT部195で周波数領域信号への変換を行なう構成としても良い。このときFFT部195のFFTのサイズは、図18に示した構成とした場合と比べて、コードワード数倍のポイント数となる。
このように、シングルキャリアベースの伝送において、コードワード毎に異なるスペクトルを用いて送信行なう構成とした場合、コードワードと使用する周波数帯が1対1に対応するため、ACK/NAKの制御において制御信号を削減できる効果がある。またコードワード毎に異なる符号化率・変調方式を用いることができるため、利用する周波数帯の伝搬路利得に応じて、適応的に符号化率および変調方式を決定することができる。その結果、周波数利用効率を向上できる効果がある。
Claims (7)
- 複数のアンテナを有し、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送信する送信装置であって、
送信データに対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
前記分割されたスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。 - 送信データに対して誤り訂正符号化を行なう複数の符号化部と、
前記各符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう複数の変調部と、
前記各変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なう複数のプリコーディング部と、
前記各プリコーディング部が出力するスペクトルをそれぞれ分割する複数のスペクトル分割部と、を備えることを特徴とする請求項1記載の送信装置。 - 複数のアンテナを有し、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で信号を送信する送信部を複数備える送信装置であって、
前記各送信部は、
送信データに対して誤り訂正符号化を行なう符号化部と、
前記符号化部の出力に対してそれぞれ変調を行なう変調部と、
前記変調部の出力信号に対してプリコーディングを行なうプリコーディング部と、
前記プリコーディング部が出力するスペクトルを分割するスペクトル分割部と、を備え、
シリアル/パラレル変換された送信データは、コードワード毎に前記各送信部に入力され、前記各送信部は、前記分割したスペクトルを、それぞれ異なるアンテナで送信することを特徴とする送信装置。 - 前記プリコーディング部は、時間領域の信号を周波数領域の信号に変化するDFT(Discrete Fourier Transform)を行なうことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれかに記載の送信装置。
- 複数のアンテナを有し、請求項1記載の送信装置が送信した信号を、MIMO(Multiple Input Multiple Output)方式で受信する受信装置であって、
空間多重されたスペクトルを分離するMIMO分離部と、
前記分離されたスペクトルを結合するスペクトル結合部と、を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記スペクトル結合部は、コードワード毎に部分的なスペクトルを結合することを特徴とする請求項5記載の受信装置。
- 請求項1記載の送信装置および請求項5記載の受信装置、または請求項2記載の送信装置および請求項6記載の受信装置から構成されることを特徴とする通信システム。
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