JPS646705B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はアンスタガ方式のパルスドツプラレー
ダに関し、受信信号中の目標信号以外の不要信号
を抑圧し、目標信号の検出を可能にするクラツタ
抑圧装置に関する。

レーダ受信信号の中には目標信号以外に不要な
受信信号（たとえば大地、山岳等からの反射受信
信号、海面からの反射受信信号、雨雲等からの反
射受信信号、等々；以下これら不要受信信号をク
ラツタ信号と呼ぶ）が含まれているため、これら
クラツタ信号により目標信号検出が不可能になつ
たり、あるいは目標信号以外に目標信号と誤つて
クラツタ信号を検出したりする場合が生じる。こ
のためレーダ装置においては、従来より、クラツ
タ信号を除去あるいは減少させる種々の技術が採
用されている。それらの代表例として移動目標表
示装置（Moving Target Indicator：以下MTI
装置と呼ぶ）があり、さらに近年ではFFT（Fast
Fourier Tvansform）フイルタや帯域通過フイ
ルタ（以下バンドパスフイルタと呼ぶ）を用いた
ドツプラプロセツサ（Doppler Processor）が用
いられてきている（たとえばR.O′Donnell、C.
Muehe、M.Labitt and L.Cartledge
“ADVANCED SIGNAL PROCESSING FOR
AIRPORT SURVEILLANCE RADARS”
EASCON―74 Record、1974、PP71―71F）。

MTI装置は大地、山岳、建物等からの反射受
信信号（以下固定クラツタ信号と呼ぶ）を除去
し、さらに移動している航空機、船舶、車両等
（以下ターゲツトと呼ぶ）からの反射受信信号
（以下ターゲツト信号と呼ぶ）のパワを高めるこ
とによりターゲツト信号パワ対クラツタ信号パワ
（以下Ｓ／Ｃ比と呼ぶ）を増大させることによつ
て固定クラツタ中のターゲツトを検出する装置で
あるが、従来のパルスレーダ装置に使用されてき
たMTI装置は固定クラツタ信号以外のクラツタ
信号（たとえば海面クラツタ信号、雨雲クラツタ
信号等；以下移動クラツタ信号と呼ぶ）中のター
ゲツト及び固定クラツタ中をレーダ装置に対して
接線方向に移動するターゲツト、固定クラツタ中
を低速で移動するターゲツトなどに対してはほと
んどターゲツトを検出することができないという
欠点を有している。

一方、ドツプラプロセツサはFFTフイルタ、
あるいは複数個のバンドパスフイルタをこれまで
のMTI消去器（以下キヤンセラと呼ぶ）の代わ
り、又はキヤンセラの後段に設けた構成をとつて
いる。そしてそのフイルタ特性によりターゲツト
信号とクラツタ信号をそのドツプラ周波数の差に
よつて分離しターゲツトの検出を行なうものであ
り、次のような点で上記MTI装置に比べすぐれ
た性能をもつている。すなわちMTI装置では移
動クラツタ信号中のターゲツト信号の検出はほと
んど不可能であつたが、ドツプラプロセツサの場
合は、受信信号のドツプラ周波数の差によつてク
ラツタ信号とターゲツト信号を分離し、ターゲツ
トの検出を行なうため固定クラツタ信号中のター
ゲツト検出能力に加え、移動クラツタ信号のもつ
ドツプラ周波数がほぼ同じである場合を除き、そ
の中にあるターゲツトの検出も可能となる。また
キヤンセラを持たないドツプラプロセツサの場合
はそのフイルタ特性によりターゲツトの半径方向
速度がゼロに近づいてもMTI装置の場合と異な
りターゲツトのパワが極端におちることはない。
第１図ａ及びｂにMTI装置及びドツプラプロセ
ツサの周波数応答特性（あるいは速度応答特性）
の例を示す。図中、Ｔはパルス繰り返し周期を示
す。

上述したようにドツプラプロセツサはMTI装
置の欠点をいくつかの点で補なつているが、ドツ
プラプロセツサにおいても移動クラツタ信号のも
つドツプラ周波数とターゲツト信号のもつドツプ
ラ周波数の差がゼロに近づく（例えば固定クラツ
タ中のターゲツト信号のもつドツプラ周波数がゼ
ロに近づく）につれ十分なターゲツト検出能力を
得ることができなくなつてくる。この場合すでに
述べたドツプラプロセツサの利点をいかしなが
ら、ターゲツトの検出を行なうためにはドツプラ
プロセツサに用いられているFFTフイルタやバ
ンドパスフイルタの周波数分解能を高めることが
必要となつてくる。このことは後で詳しく述べ
る。しかるに周波数分解能を高めるためには
FFTのポイント数又はバンドパスフイルタの次
数を増やすことが必要となり、このことはドツプ
ラプロセツサのハードウエアが複雑でかつ規模が
大きくなることを意味している。

また、FFTのポイント数やバンドパスフイル
タの次数を増すことにより、１度フイルタ出力が
得られてから次の出力が得られるまでの間隔が長
くなる場合も考えられる。これは、たとえばＮ点
のFFTを考えた時にレーダのＮスイープ分の受
信信号毎にFFTの処理結果が得られるような場
合（たとえばGERALD O′LEARY、
“Nonrecursive Digital Filtering Using
Cascade Fast Fourier Transformers”IEEE
TRANS.AUDIO ＆ ELECTRO
ACOUSTICS vol.AU；18 No.２ June 1970）
である。

以下に具体例をあげて上記の点について更に説
明を行なう。

最初にドツプラプロセツサによるクラツタ信号
中のターゲツト検出について説明する。ドツプラ
プロセツサに用いられるフイルタとして４点
FFTを考え受信信号としてはターゲツト信号の
もつドツプラ周波数とクラツタ信号のもつドツプ
ラ周波数の比較的離れているものを考える。第２
図に４点FFTの周波数応答特性を示す。４点
FFTは第２図ｂ〜ｅに示すような周波数応答特
性をもつ４つのバンドパスフイルタの合成された
ものと考えることができ、その合成特性は第２図
ａに示すようになる。第２図におけるＴはレーダ
装置のパルス装置のパルス繰り返し周期を表わ
す。ｂはｎ／Ｔ（ｎ＝０、１、２……）のドツプラ 周波数において、ｃはｎ／Ｔ＋１／4T（ｎ＝０、１、 ２……）のドツプラ周波数において、ｄはｎ／Ｔ＋ １／2T（ｎ＝０、１、２……）、ｅはｎ／Ｔ＋３／4T（
ｎ ＝０、１、２……）のドツプラ周波数において最
大のレスポンスを持つような周波数応答特性であ
り、各フイルタ出力をフイルタバンク出力と呼び
それぞれF₀バンク出力、F₁バンク出力、F₂バン
ク出力、F₃バンクと呼ぶことにする。

上記FFTフイルタによりクラツタ信号中のタ
ーゲツト信号を抽出する様子を第３図に示す。第
３図ａは数スイープにわたるクラツタ信号にうず
もれたターゲツト信号のＡスコープ波形を表わ
し、３１０はターゲツト信号、３１１はクラツタ
信号を表わすものとする。今、ターゲツトのドツ
プラ周波数が１／2Tであり、一方クラツタは移
動クラツタで、そのドツプラ周波数は１／4Tの
近傍で、毎スイープごとに変動するものとすると
クラツタが移動クラツタであることから従来の
MTIではほとんどターゲツトの検出ができない。
しかるにこのとき４点FFTのF₀，F₁，F₂，F₃の
各フイルタバンク出力はそれぞれｂ，ｃ，ｄ，ｅ
のようになりF₂バンク出力ｄにおいてターゲツ
ト信号３４０が検出されている。これは第２図ｂ
〜ｅからわかるようにターゲツト信号のドツプラ
周波数が１／2Tであることから、ターゲツト信
号は４点FFTのF₂バンク出力第３図ｄにのみ現
われ、他のフイルタバンク出力には現われてこな
いためであり、一方クラツタ信号のドツプラ周波
数は毎スイープ毎に変動することから、すべての
フイルタバンク出力にクラツタ信号成分は現われ
てくるがその変動が１／4Tのドツプラ周波数近
傍であることから、そのエネルギーのほとんどが
F₁バンク出力第３図ｃに現われてくるためであ
る。

このように４点FFTを行なうことにより異な
つたフイルタバンク出力としてターゲツト信号と
クラツタ信号を分離することができ、たとえば
F₃バンク出力第３図ｄのみをドツプラプロセツ
サの出力として取り出したとすると、４点FFT
によりクラツタの抑圧が行なわれたことになりク
ラツタ信号にうずもれていたターゲツト信号の検
出が可能となる。このようにドツプラプロセツサ
によるクラツタ信号の抽出は、クラツタ信号のも
つドツプラ周波数と、ターゲツト信号のもつドツ
プラ周波数の相対的な差を利用して行なうため、
MTI装置のように固定クラツタ信号に対しての
みでなく移動クラツタ信号中のターゲツト検出に
対しても有効である。

次にクラツタ信号のもつドツプラ周波数とター
ゲツト信号のもつドツプラ周波数の差がゼロに近
づいた場合にターゲツトの検出を有効に行なうた
めには、ドツプラプロセツサに用いられている
FFTあるいはバンドパスフイルタの周波数分解
能を高める必要があることについて述べる。第３
図の場合に比べてターゲツトのドツプラ周波数が
クラツタのそれに近づいた場合、４点FFTフイ
ルタでは十分なターゲツト検出ができない様子を
第４図に示す。第４図ａは第３図ａと同じＡスコ
ープ波形であるが、ターゲツトのドツプラ周波数
は１／2Tからずれて１／4Tに近い値をとつてい
るものとする。このとき４点FFTのF₀，F₁，F₂，
F₃の各フイルタバンク出力はそれぞれ第４図ｂ，
ｃ，ｄ，ｅのようになる。

第２図ｂ，ｃ，ｄ，ｅからわかるように、ター
ゲツト信号のドツプラ周波数が１／2Tからはず
れると、F₂バンク出力中のターゲツト信号の振
幅が減少しそれにともないF₀，F₁，F₃バンク出
力中にもターゲツト信号成分が含まれてくるよう
になる。そしてターゲツトのドツプラ周波数が
１／4Tに近づくと今までF₂バンクにのみ現われてい たターゲツト信号のエネルギーのほとんどがF₁
バンク出力に現われることになる。一方、クラツ
タ信号は第３図と同じものであるのでクラツタ信
号のエネルギも第３図ｃと同様そのほとんどが
F₁バンク出力に現われてくる。したがつてF₁バ
ンク出力第４図ｃにおけるＳ／Ｃ比は受信信号４
０１のＳ／Ｃ比に比べほとんど改善されないこと
になりこのような場合は第３図ｃ，ｄのように異
なつたフイルタバンク出力としてターゲツト信号
とクラツタ信号を分離することはできず、クラツ
タ信号にうずもれていたターゲツト信号の検出は
不可能となる。このような場合、両者を分離する
ためにはドツプラプロセツサに用いられるFFT
のポイント数を上げるか、これまでよりも通過帯
域幅のせまいバンドパスフイルタを数多く設ける
必要がある。こうすることによつてターゲツトの
ドツプラ周波数が１／2Tから１／4Tに近づいて
も、ターゲツト信号のエネルギーはクラツタ信号
成分のほとんどが現われているフイルタバンク出
力に現われてくる前に１／2Tと１／4Tの間のあ
る周波数において最大の応答特性をもつようなフ
イルタバンクの出力として現われる。したがつて
クラツタ信号のエネルギーが集中するフイルタバ
ンク出力と、ターゲツト信号のエネルギーが集中
するフイルタバンク出力が異なるため第３図ｃ，
ｄと同様クラツタ信号とターゲツト信号の分離を
することができ、４点FFTの場合は検出不可能
なドツプラ周波数をもつたターゲツトも検出可能
となる。この様子を第５図、第６図を用いて説明
する。

第５図は４点FFTよりも周波数特性として８
点FFTの周波数応答特性を示したものである。
８点FFTは第５図ａ〜ｈに示すような特性をも
つた８つのバンドパスフイルタの合成されたもの
と考えることができ４点FFTに比べ周波数分解
能が２倍になつたものと考えられる。第５図にお
けるＴは第２図と同様パルス繰り返し周期を表わ
す。このとき第５図ａはｌ／Ｔ（ｌ＝０、１、２、 ……）、ｂはｌ／Ｔ＋１／8T（ｌ＝０、１、２、……）
、 ｃはｌ／Ｔ＋１／4T（ｌ＝０、１、２、……）、ｄは ｌ／Ｔ＋３／8T（ｌ＝０、１、２、……）、ｅはｌ／Ｔ
＋ １／2T（ｌ＝０、１、２、……）、ｆはｌ／Ｔ＋５／8T （ｌ＝０、１、２、……）、ｇはｌ／Ｔ＋３／4T（ｌ＝ ０、１、２、……）、ｈはｌ／Ｔ＋７／8T（ｌ＝０、 １、２、……）、のそれぞれのドツプラ周波数に
おいて最大のレスポンスを与える周波数応答特性
であり各フイルタ出力を第２図と同様F₀バンク
出力、F₁バンク出力、F₂バンク出力、F₃バンク
出力、F₄バンク出力、F₅バンク出力、F₆バンク
出力、F₇バンク出力と呼ぶことにする。

このとき第３図の場合と同様にターゲツトのド
ツプラ周波数が１／2T、クラツタのドツプラ周
波数が１／4T付近である場合を考えると８点
FFTの場合、ターゲツト信号はF₄バンク出力に
のみ表われ、クラツタ信号はそのエネルギーのほ
とんどがF₂バンク出力に表われる。第４図の場
合と同様にクラツタ信号はそのままでターゲツト
のドツプラ周波数が１／2Tからはずれて１／4T
に近い値をとる場合を考える。ターゲツトのドツ
プラ周波数が１／2Tからはずれると４点FFTの
場合と同様にF₄バンク出力中のターゲツト信号
の振幅が減少し、すべての周波数バンク出力中に
ターゲツト信号成分が含まれるようになるがター
ゲツトのドツプラ周波数がさらに１／4Tに近づ
き３／8Tになると８点FFTではこの周波数の最
大の応答を与える特性をもつフイルタバンクがあ
るためターゲツト信号はこのF₃バンク出力のみ
に現われるようになる。

一方、クラツタ信号はそのエネルギーのほとん
どが、最大の応答を与える周波数が４点FFTの
F₁バンクと同じF₂バンク出力に現われるため、
８点FFTの場合はF₂バンク出力としてクラツタ
及びターゲツト信号をそれぞれ分離することがで
きるようになる。すなわち４点FFTのかわりに
８点FFTのようなより周波数分解能の高いフイ
ルタを用いることにより４点FFTでは不可能で
あつたターゲツトの検出が可能となる。第６図は
この状態における各フイルタバンク出力であり、
ａが入力信号で、これは第３図ａ、第４図ａにお
けるターゲツト信号のドツプラ周波数が変わつた
だけのものである。第６図ｂ〜ｉはそれぞれF₀
バンク出力、F₁バンク出力、F₂バンク出力、F₃
バンク出力、F₄バンク出力、F₅バンク出力、F₆
バンク出力、F₇バンク出力を表わし、６４０，
６５０がそれぞれ分離されたクラツタ信号とター
ゲツト信号である。ターゲツトのドツプラ周波数
が３／8Tよりさらに小さくなり１／4Tに近づく
と４点FFTの例で説明したと同様クラツタとタ
ーゲツトの分離が困難になり、さらに周波数分解
能の高いフイルタが必要となつてくる。

更に上記のようにドツプラプロセツサの周波数
分解能を高めるためにはハードウエアが複雑化す
る点について述べる。今、フイルタの例として
FFTを考えFFTのポイント数を上げることによ
つて周波数分解能を上げるものとする。FFTの
ポイント数をＭ（Ｍ＝2^m、ｍ＝１、２、……）と
し第７図にこのポイント数の実数入力に対する時
間間引き型FFT回路の例を示す（GERALD C.
O′LEARY “Nonrecursive Digital Filtering
Using Cascade Fast Fourier Transformers”
IEEE TRANSACTIONS ON AUDIO AND
ELECTROACOUSTICS vol.AU―18、No.２
JUNE 1970）。第７図は良く知られたバタフライ
回路を直列に接続したものであり、７０１，７０
２，７０３はそれぞれ出力側より見て１段目、２
段目、ｍ段目のバタフライ回路を示す。７０４，
７０５はｍ段目のバタフライ回路におけるメモリ
でありそれぞれ2^m-1スイープ分のメモリ容量をも
つている。又７０６，７０７は加算器、７０８は
乗算器である。

この第７図の例においてFFTのポイント数を
ＮからN′（N′＝2^m+1、ｍ＝１、２、……）に増し
たときのハードウエアの増分を考えるとFFTポ
イント数が2^mから2^m+1となるのであるからバタフ
ライ回路が一段増えることになる。この追加され
たバタフライ回路の２つのスイープメモリのメモ
リ容量はそれぞれ2^mスイープ分であり加算器、及
び乗算器の増分はそれぞれ２ケと１ケである。す
なわちFFTのポイント数が２倍になることによ
つてメモリが2^m+1スイープ分（２×2^m）、加算器、
乗算器がそれぞれ２ケ及び１ケ増すことになる。
今は実数入力を考えたが、一般にレーダ受信信号
は位相検波器のＩ、Ｑ出力からなる複素数入力と
して処理されるので、この場合の増分は上記増分
に比べメモリが２倍、乗算器４倍、加算器３倍と
なりメモリが2^m+2スイープ分、加算器が６ケ、乗
算器が４ケとなる。今、加算器や乗算器の増分は
メモリの増分に比べ小さいと考えられるのでメモ
リの増分に注目すると、第７図７０４あるいは７
０５に相当するメモリのメモリ容量としては、振
幅量子化数をＱビツト処理レンジ数をＲとすると
さらに必要なメモリ容量は（Ｒ×Ｑ×2^m+2）ビツ
トとなる。すなわち周波数分解能を２倍にするた
めにこれだけのメモリを増す必要があり、特にｍ
が大のとき、すなわち多数点のFFTを比較的小
さなスペース、低消費電力で行なう場合に大きな
問題となつてくる。

また第７図に示した回路においては各周波数バ
ンク出力がそろうまでにＮスイープ分の時間を要
するが、これはＮスイープ毎にしか各周波数バン
ク出力が得られないということであり、特に
FFTのポイント数が増えた場合に問題となつて
くる。

すなわち、従来のドツプラプロセツサのように
単にFFT処理やデイジタルフイルタの処理をす
るだけでは、クラツタのもつドツプラ周波数近傍
のドツプラ周波数に対してのみ高い周波数分解能
をもちクラツタのもつドツプラ周波数から十分離
れたドツプラ周波数については比較的低い周波数
分解能をもつようなフイルタを構成しているわけ
ではなく、すべての周波数領域にわたり周波数分
解能の高いフイルタを構成することになつている
ため、そのためのハードウエアが大規模、複雑に
なり、かつ出力データの更新される時間間隔も長
くなるという欠点がある。

本発明は前記ドツプラプロセツサにおいて、ク
ラツタのもつドツプラ周波数よりも十分離れたド
ツプラ周波数をもつターゲツトに対しては、フイ
ルタの周波数分解能を高めてもそれほど意味がな
く、周波数分解能を高める必要があるのはクラツ
タのもつドツプラ周波数付近のドツプラ周波数に
ついてだけで良いということに注目し、クラツタ
信号のもつドツプラ周波数近傍の周波数領域のみ
においてその近傍のターゲツト信号検出に十分な
ほど高い周波数分解能をもち、その他の領域にお
いてはこれに比べて低い周波数分解能をもつよう
なフイルタを構成することによりすべての周波数
領域にわたつて高い周波数分解をもつ多点フーリ
エ変換回路のようなフイルタを構成することに比
べハードウエアの規模を縮小し、さらにクラツタ
信号のもつドツプラ周波数から比較的離れたドツ
プラ周波数をもつターゲツト信号に対しては出力
信号を得るまでに要するスイープ数が少なくなる
ようなクラツタ抑圧装置を提供するものである。

上記目的を達成するため本発明によるクラツタ
抑圧装置は、入力レーダ受信信号をＡ／Ｄ変換す
るＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を入
力とし離散的フーリエ変換の演算を行う離散的フ
ーリエ変換回路と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を入
力とし前記離散的フーリエ変換回路の各フイルタ
バンクがもつ通過帯域幅よりもせまい通過帯域幅
をもち最大の応答を与える周波数をクラツタのド
ツプラ周波数情報に応じてクラツタのドツプラ周
波数に近接する周波数に変えることができる複数
のバンドパスフイルタと、前記離散的フーリエ変
換回路の出力を受けクラツタのドツプラ周波数情
報に応じてクラツタのドツプラ周波数を含むフイ
ルタバンク出力を禁止し他のフイルタバンク出力
を出力するビデオ選択回路と、前記バンドパスフ
イルタの出力と前記ビデオ選択回路の出力を入力
し両者の振幅の合成を行ない合成された信号を出
力するビデオ合成回路とを備えて成ることを特徴
とする。

次に本発明の実施例について図面を参照して説
明する。第８図に本発明によるクラツタ抑圧装置
のブロツク図を示す。第８図において、８０１，
８０２は位相検波器からのＩ（In―phase）ビデ
オ、及びＱ（Quadrature―phase）ビデオであり、
本発明の実施例は８０１及び８０２を入力とする
Ａ／Ｄ変換器８０３及び８０４と、このＡ／Ｄ変
換器８０３及び８０４のＮスイープ分の出力を入
力としＮ点の離算的フーリエ変換を行なうＮ点
FFT回路８０５と８０５からのＮケのフイルタ
バンク出力を入力としコントロール信号８０９に
よりこのＮケのフイルタバンク出力のうち任意の
フイルタバンク出力を選択して出力するビデオ選
択回路８０６と、外部からクラツタのドツプラ周
波数情報に関する信号８０７を受け前記ビデオ選
択回路８０６を制御するコントロール信号８０９
と以下に述べるバンドパスフイルタ８１１，８１
２，８１３，８１４の周波数応答特性を変えるた
めのコントロール信号８１０を出力するコントロ
ール回路８０８と、Ａ／Ｄ変換器８０３及び８０
４の出力とコントロール信号８１０を入力としＮ
点FFT回路８０５よりもせまい通過帯域幅をも
ちコントロール信号８１０により最大の応答を与
える周波数を変えることができるようなバンドパ
スフイルタ８１１，８１２，８１３，８１４と、
ビデオ選択回路８０６の出力を入力とし各入力間
のタイミング調整と合成を行ないクラツタ信号の
抑圧された信号８１６を出力するビデオ合成回路
８１５とを含む。ここでＮ点FFT回路としては
すでに第７図で説明した回路を用いるとし、バン
ドパスフイルタとしては第９図に示すものを用い
るとする。

ターゲツト信号及びクラツタ信号を含む位相検
波器からのＩ、Ｑビデオ８０１，８０２はＡ／Ｄ
変換器８０３及び８０４によりデイジタル信号に
変換された後、Ｎ点FFT回路８０５及びバンド
パスフイルタ８１１，８１２，８１３，８１４に
送られる。Ｎ点FFT回路８０５ではＡ／Ｄ変換
器８０３と８０４の出力をＮスイープにわたつて
受け各レンジビン毎にＮ点の離算的フーリエ変換
を行ない出力する。ここでＡ／Ｄ変換器８０３又
は８０４において量子化される時間単位をレンジ
ビンと呼ぶ。Ｎ点FFT回路８０５ではＡ／Ｄ変
換器８０３及び８０４よりＮ―１スイープ分の信
号が入力された後１スイープ分の信号が入力され
るごとに１つのフイルタバンク出力がＮ点FFT
回路８０５より出力され、Ｎスイープ分の時間を
経てＮケのフイルタバンク出力が得られる。ビデ
オ選択回路８０６ではこうして入力されるＮケの
フイルタバンク出力のうちからクラツタ信号の成
分が少ないフイルタバンク出力のみを出力しビデ
オ合成回路８１５に送る。このときビデオ選択回
路８０６におけるフイルタバンク出力の選択はコ
ントロール信号８０９により行なう。バンドパス
フイルタ８１１，８１２，８１３，８１４では、
Ａ／Ｄ変換器８０３と８０４の出力をＭスイープ
（Ｍ＞Ｎ）にわたつて受け、それぞれの周波数応
答特性で決まる周波数成分をもつた信号をＭスイ
ープ毎に出力しビデオ合成回路８１５に送る。

ここでバンドパスフイルタ８１１，８１２，８
１３，８１４の動作は次のようである。第９図は
本実施例におけるバンドパスフイルタの構成を示
したものであり、離算的フーリエ変換における特
定のフイルタバンクに相当するものである。第９
図に示す回路のアルゴリズムは入力の複素数信号
をｘ（nT）、ｎ＝０、１、２、……、Ｔ：サンプ
リン周期、出力信号をｙ（nT）（実数）とすると ｙ（nT）＝_M 〓ⁿ⁼⁰ ｘ（nT）・W^nk W^nkT＝exp〔−j2πnk／Ｍ〕 （重み係数） ｋ＝０、１、２、…… Ｍ：Ｎより大きい整数 となつている。第９図において、乗算器９０３，
９０４，９０５，９０６、及び加算器９１１，９
１２によつて、入力のＩ、Ｑビデオ９０１，９０
２と重み係数９０９，９１０との乗算が行なわれ
る。加算器９１３，９１４により上式における加
算を実行する。加算結果はスイープメモリ９１
５，９１６に記憶され、このようにして必要なレ
ンジビン数だけ処理が行なわれる。スイープメモ
リ９１５，９１６の出力は振幅計算回路９１７に
おいて複素数信号の振幅の計算が行なわれ、ゲー
ト９１８を通して出力される。ここで９０７は周
波数特性を変えるためのコントロール信号、９０
８はこのコントロール信号を受け所定の重み係数
を発生させる重み係数発生回路、Ｍスイープ毎に
出力されるゲート信号は上式の演算が完全に行な
われたときにのみ演算結果を出力するための信号
である。バンドパスフイルタ８１１，８１２，８
１３，８１４はその周波数特性に応じて第９図に
おいて９０９，９１０が互いに異なつているもの
である。

ビデオ合成回路８１５ではビデオ選択回路８０
６の出力とバンドパスフイルタ８１１，８１２，
８１３，８１４の各出力を受け、ビデオ選択回路
８０６から送られる各フイルタバンク出力につい
てはそれらを合成し、Ｎスイープ毎に信号が更新
されるようにした後、この信号とバンドパスフイ
ルタ８１１，８１２，８１３，８１４からの各出
力とを互いに合成し出力する。この結果ビデオ合
成回路８１５の出力８１６はＮスイープ毎及びＭ
スイープ毎に更新される信号となる。ビデオ選択
回路８０６におけるフイルタバンク出力の選択及
びバンドパスフイルタ８１１，８１２，８１３，
８１４の周波数応答特性の変更はコントロール回
路８０８の出力８０９及び８１０により行なわれ
る。コントロール回路８０８の入力８０７はたと
えば制御パネル等から人為的に設定される信号で
あり、またはクラツタ信号のドツプラ周波数を検
出するような装置（又は回路）から与えられる信
号である。例えばクラツタレベルの最も大きいフ
イルタバンクに対応する周波数をクラツタ信号の
ドツプラ周波数とする。８０９はたとえばビデオ
選択回路８０６においてＮ点FFT回路８０５か
らの信号を通過又はしや断するゲート信号であ
り、８１０はたとえばバンドパスフイルタ８１
１，８１２，８１３，８１４としてトランスバー
サルフイルタを考える時その係数を制御するよう
な信号である。

今、クラツタ信号のドツプラ周波数が０に近い
時の実施例の動作は次のようになる。まずクラツ
タ信号のドツプラ周波数に関する情報がコントロ
ール回路８０８に送られ、この回路８０８から
は、たとえばＮ点FFT回路８０５の出力のうち
F₀，F₁，F₂の各フイルタ出力バンクを阻止する
ような信号がビデオ選択回路８０６に送られる。
このときビデオ選択回路８０６の出力で見た周波
数応答特性は、たとえば第１０図ａのようにな
る。ただしこのときのクラツタのドツプラ周波数
は０近傍であるとする。第１０図１０１０，１０
１１，１０１２はＮ点FFTの周波特性のうち阻
止されたフイルタバンクの周波数応答特性を破線
で示したものである。一方、コントロール回路８
０８からのコントロール信号８１０によつてバン
ドパスフイルタ８１１，８１２，８１３，８１４
はそれぞれ第１０図ｂの１０２０，１０２１，１
０２２，１０２３のような応答特性となるように
設定される。したがつてバンドパスフイルタ８１
１，８１２，８１３，８１４を総合的に眺めたと
きの周波数応答特性は第１０図ｂのようになる。
第８図ビデオ合成回路８１５では第１０図の各フ
イルタを通過した入力信号が合成されるため、ビ
デオ合成回路８１５の出力側でみた周波数応答特
性は第１０図ｃのようになる。その結果この例で
はグランドクラツタのようにドツプラ周波数がほ
ぼゼロであるようなクラツタを十分除去し、第１
０図ｂに示したf₂程度のドツプラ周波数をもつた
ターゲツトまでを検出することができる。

本実施例によるハードウエアの規模を第５図に
よるものと比較すると次のようになる。すでに述
べたようにＮポイント（Ｎ＝2^m）のFFTから
N′ポイント（N′＝2^m+2）のFFTとポイント数を
増やした場合、メモリの増分はＲ×Ｑ×2^m+2
（Ｑ：振幅量子化数、Ｒ：処理レンジビン数）と
なるが、第６図、第８図に示したように、FFT
のポイント数を増やす代わりに４ケのバンドパス
フイルタを設けた場合メモリの増分は４×２×Ｒ
×Ｑとなり従来の場合に比べ2³／2^m+2＝１／2^m-1
と減少しｍが増すにつれその減少の度合も大きく
なる。

本発明は以上説明したように、例えば位相検波
器からのＩ、Ｑビデオを入力とし、Ａ／Ｄ変換を
行なうＡ／Ｄ変換器とＡ／Ｄ変換器の出力を入力
とし、離算的フーリエ変換の演算を行なう離算的
フーリエ変換回路あるいは、これと同様な周波数
応答特性をもつ複数個のデイジタルフイルタと、
同じくＡ／Ｄ変換器の出力を入力とし、その周波
数応答特性を変えることができるような機能をも
つ複数個のバンドパスフイルタと、前記離算的フ
ーリエ変換回路の出力を入力とし、それらのうち
から任意のフイルタバンク出力を選択して出力す
るビデオ選択回路と、前記ビデオ選択回路の出力
とバンドパスフイルタの出力を入力とし、両者の
振幅の合成を行なうビデオ合成回路とでクラツタ
除去装置を構成することにより、クラツタにうず
もれたターゲツト信号に対し多数点のフーリエ変
換回路のようなすべての周波数領域にわたつて、
高い周波数分解能をもつフイルタを構成すること
に比べ、小規模なハードウエア構成で、そのクラ
ツタ（固定クラツタ及び移動クラツタ）のもつド
ツプラ周波数に近いドツプラ周波数をもつターゲ
ツトをも検出することのできる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図ａとｂはMTIキヤンセラとドツプラプ
ロセツサの周波数応答特性を示した図、第２図は
４点FFTの周波数応答特性を示した図、第３図
は４点FFTによりクラツタ信号中のターゲツト
信号がそれぞれ異なつた周波数バンク出力として
分離される様子を示した図、第４図はクラツタ信
号のドツプラ周波数とターゲツト信号のドツプラ
周波数が近い値のときに、ターゲツト信号とクラ
ツタ信号が分離されない様子を示す図、第５図は
８点FFTの周波数応答特性を示した図、第６図
は８点FFTによりクラツタ信号中のターゲツト
が異なつた周波数バンク出力として分離される様
子を示した図、第７図は代表的なFFT演算回路
図、第８図は本発明の一実施例を示すブロツク
図、第９図は第８図８１１〜８１４のバンドパス
フイルタの一構成例を示した図、第１０図は本発
明によるクラツタ抑圧装置の周波数応答特性の一
例を示した図である。 ７０１……最終段のバタフライ回路、７０２，
７０３……中段及び初段のバタフライ回路、７０
４，７０５……スイープメモリ、７０６，７０７
……加算器、７０８……乗算器、７０９……フー
リエ変換における重み係数、８０１，８０２……
位相検波器出力、８０３，８０４……Ａ／Ｄ変換
器、８０５……Ｎ点FFT演算回路、８０６……
ビデオ選択回路、８０７……クラツタのドツプラ
周波数情報の信号、８０８……コントロール回
路、８０９……コントロール信号、８１０……コ
ントロール信号、８１１，８１２，８１３，８１
４……バンドパスフイルタ、８１５……ビデオ合
成回路、８１６……出力信号、９０１，９０２…
…Ｉ、Ｑビデオ、９０３，９０４，９０５，９０
６……乗算器、９０７……コントロール信号、９
０８……重み係数発生回路、９０９，９１０……
重み係数信号、９１１，９１２，９１３，９１４
……加算器、９１５，９１６……スイープメモ
リ、９１７……振幅演算回路、９１８……ゲート
回路、９１９……ゲート信号、９２０……出力信
号。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 入力レーダ受信信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ
   変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を入力とし離
   散的フーリエ変換の演算を行う離散的フーリエ変
   換回路と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力を入力とし前
   記離散的フーリエ変換回路の各フイルタバンクが
   もつ通過帯域幅よりもせまい通過帯域幅をもち最
   大の応答を与える周波数をクラツタのドツプラ周
   波数情報に応じてクラツタのドツプラ周波数に近
   接する周波数に変えることができる複数のバンド
   パスフイルタと、前記離散的フーリエ変換回路の
   出力を受けクラツタのドツプラ周波数情報に応じ
   てクラツタのドツプラ周波数を含むフイルタバン
   ク出力を禁止し他のフイルタバンク出力を出力す
   るビデオ選択回路と、前記バンドパスフイルタの
   出力と前記ビデオ選択回路の出力を入力し両者の
   振幅の合成を行ない合成された信号を出力するビ
   デオ合成回路とを備えて成ることを特徴とするク
   ラツタ抑圧回路。