JPS6410956B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明はレーザジヤイロスコープ装置に関し、
特に高精度で高分解能の出力信号が必要なレーザ
ジヤイロスコープ装置に関する。 使い易いレーザジヤイロスコープ装置を得るた
めに解決しなければならない主要問題の１つは、
モードロツキングの問題である。この問題を解決
できていない非補償型の装置において、低い角速
度で回転する際にレーザジヤイロスコープ空胴内
を循環する波の対間に生ずる周波数の差は、モー
ドロツキング現象がないとした場合の予測値より
は小さくなる。事実、実際の周波数差出力は、実
際の回転速度が増大したとき出力周波数差及び回
転速度間の所望の直線関係に漸近的に近づくだけ
である。 従来このモードロツキングの問題を解決しまた
は低減させるために、多くのレーザジヤイロスコ
ープの構造が提案されて来た。最も成功したと考
えられる装置としては、米国特許第3741657号及
び第3854819明細書に示されたものがあり、その
詳細が実施例として示されている。この特許の装
置では、４つの離れた周波数のビームが４つのミ
ラーによつて形成される閉じたレーザジヤイロス
コープ通路を周りながら伝播するようになされて
いる。そのうち２つのビームは時計方向に循環
し、残る２つのビームは反時計方向に循環する。
時計方向に循環する２つのビームのうち、一方は
左旋回円偏波を示し、他方は右旋回円偏波を示
し、また反時計方向に循環する２つのビームも同
様である。好ましい実施例では、右旋回円偏波を
示す２つのビームの周波数は、左旋回円偏波を示
す２つのビームの周波数より高くされる。フアラ
デー回転子は時計方向及び反時計方向のビーム相
互間に周波数差を生じ、これに対して水晶回転子
は右旋回円偏波及び左旋回円偏波のビーム間に周
波数差を生じる。 ４つの異なる周波数のビームの相対的周波数位
置を第２図に示す。モードロツキングの問題を避
けるため、フアラデー回転子は、回転速度が０の
とき及び全ての予期しうる回転速度に対して、周
波数₁及び₂のビーム間ならびに周波数₃及び₄
のビーム間に充分に大きな周波数差を与えてモー
ドロツキングが生じないようにし、装置はモード
ロツキングが生じている非直線領域の十分外側に
バイアスされるようにしている。 休止時にはビーム周波数₁及び₂間の周波数差
はビーム周波数₃及び₄間の周波数差と等しくな
る。レーザジヤイロスコープ装置が第１の方向に
回転されると、周波数₁及び₂のビームは周波数
が近づき合う方向に移動するのに対して、周波数
₃及び₄のビームは同じ周波数だけ離れる方向に
移動する。逆方向へ回転する場合には、周波数₁
及び₂のビームは同じ周波数だけ離れる方向に移
動するに対して周波数₃及び₄のビームは同じ周
波数だけ同じ方向に移動する。 回転速度に比例する周波数の出力信号を発生さ
せるためには、△₁＝₂−₁、△₂＝₄−₃の差
周波数をもつ第１の２つの周波数差出力信号が形
成される。続いて最終的出力信号△＝△₂−△
₁が形成される。合計回転量を表わす信号を得る
ために、２つのカウンタが用意され、その一方が
△₁信号の分だけインクリメントされ、また他方
が△₂信号分だけインクリメントされる。一方の
カウンタの出力は他方のカウンタの出力からデイ
ジタル的に減算され、かくして装置の合計回転量
を表わすデイジタル信号を得る。 上述の特許に示されているこの装置は、多くの
応用例において十分満足できる機能をもつている
ことが分つたが、未だ多くの応用例においては、
回転量或いは回転速度のいずれかを表わす出力信
号として、信号のサイクルあたり１パルスの割合
で△₁及び△₂信号を量子化することにより得ら
れる精度より高い精度のものを得るのが望ましい
ことも分つた。 そこで、本発明の目的は、高精度の出力信号を
もつレーザジヤイロスコープ装置を得ようとする
ことにある。 さらに本発明の目的は、正規化出力信号の直接
的量子化による速度よりもはるかに高速度で出力
信号の量子化を実行するような装置を得ることに
ある。 これらの目的及び他の目的は、複数の周波数の
電磁波の伝播を維持するための閉ループ通路を構
成する手段と、該通路からの出力に結合された位
相ロツクループとを組合せ、該出力が閉ループ通
路をめぐつて伝播する波の少なくとも１つの波の
周波数に関係した信号を有するようにすることに
よつて達成される。好ましくは、前記出力信号は
電磁波のうちの少なくとも２つ間の周波数差に実
質上等しい周波数を有するようにされる。前記の
閉ループ通路を与える手段は少なくとも３つの反
射手段およびレーザー利得媒質を含む。前記閉ル
ープ通路には第１および第２の周波数分散性要素
も配置される。前記位相ロツクループは好ましく
は電磁波のうちの少なくとも２つ間の周波数差を
変更する手段を含むようにされる。周波数分散性
要素のうちの１つは好ましくはフアラデー回転子
本体である。このときには周波数変更手段は位相
ロツクループからの出力信号に応答してフアラデ
ー回転子本体内に磁界を生じさせるコイルであ
る。ここで用いられている用語「信号」とは単一
または複数の線路を通して運ばれる情報を指す。 本発明は更に、２つの周波数の電磁波の伝播を
維持する閉ループ通路を与える手段と、２つの周
波数の電磁波間の周波数差に等しい周波数差を有
する第１の信号を発生する手段と、予め定めた固
定周波数の第２の信号を発生する手段と、前記第
１および第２の信号間の位相差に比例する振幅を
有する第３の信号を発生する手段と、該第３の信
号の１パラメータに従つて前記周波数差を変える
手段との組合せを提供することによつて実施され
る。好ましい実施例においては、前記周波数変更
手段は予め定めた回転速度範囲にわたつて２つの
出力ビーム間の周波数差を一定値に維持する。第
３の信号を発生する装置は好ましくは前記第１お
よび第２の信号をその入力に供給される位相検波
手段と低域フイルタ手段とを含む。更に、前記第
３の信号を増幅する手段を設けることができ、前
記周波数変更装置は該増幅手段の出力に結合され
る。前記増幅手段の前または後には、増幅したか
または増幅してない前記第３の信号を固定信号ま
たは電圧と加え合わせる手段を設けることができ
る。しかしながら更に、前記周波数変更手段を通
る電流の方向を繰返し的に変え、云い換えれば方
向反転する手段を設けることができる。 本発明の目的はまた、２つの周波数の電磁波の
伝播を維持する閉ループ通路を与える手段と、前
述した２つの周波数間の周波数差に等しい周波数
を有する第１の信号を発生する検出手段と、前記
第１の信号を増幅する手段と、前記第１の信号を
その第１の入力に供給されるようになつた位相検
波手段と、該位相検波手段の第２の入力に供給さ
れる固定周波数の第２の信号を発生する手段と、
前記位相検波手段の出力に結合された低域フイル
タ手段と、該低域フイルタ手段と共に単一ユニツ
トとして合体しうるようになつており該低域フイ
ルタ手段の出力を増幅する手段と、最後に述べた
増幅手段の出力に結合されたコイルであつて該コ
イルにより発生される磁界の大きさおよび方向に
従つて前記周波数差を変えるように配置されてい
るコイルとの組合せを提供することによつても達
成される。更に、前記コイルを通る電流の方向を
循環的に変更すなわち反転する手段を設けること
ができる。コイル電流の方向を循環的に変える手
段は前記低域フイルタ手段の出力を増幅する手段
の出力に結合されたスイツチ手段と該スイツチ手
段を循環的に動作させる手段とを含む。更に、前
記低域フイルタ手段の出力を増幅したかまたは増
幅しない信号をその入力に供給されアナログ信号
をデイジタル信号に変換してデイジタル出力信号
を発生する変換器手段を含ませることができる。
前記低域フイルタ手段の出力は増幅の前または後
に固定電圧と加え合わされる。空胴はフアラデー
回転子要素を含み、前記コイルはそれによつて発
生される磁界がフアラデー回転子要素の本体内に
延びるように配置される。別案として、前記コイ
ルを空胴のレーザ利得媒体のまわりに配置するこ
ともできる。 以下図面を参照して本発明を説明する。 第１図は本発明が有利に用いられるレーザジヤ
イロスコープ装置の概略的系統図を示す。長方形
の破線で示されているレーザジヤイロスコープ空
胴１１０はミラー１２〜１５によつて形成されて
いる。電磁波が進行する通路にある空胴１１０の
１つの辺に沿つてレーザ利得媒質１０が配設され
ている。レーザ利得媒質１０としては例えばヘリ
ウム及びネオンの同位元素の混合ガスを内蔵する
密封チヤンバを用い得る。発生される種々の波の
利得はすでに知られているように波の周波数の関
数となる。第２図に示すように、選択された利得
媒質に対するレーザ利得曲線１１はほぼつりがね
型である。レーザ利得媒質１０とは反対側の辺の
レーザジヤイロ空胴には偏波分散構造部１６が配
設されている。２つの別個の偏波分散要素が偏波
分散構造部１６内に設けられている。 水晶回転子１７は遅延又はこれと等価な位相シ
フトを円偏波に対して与え、その際一方向の円偏
波に対する位相シフトは他方向の円偏波に対する
位相シフトと異なつたものにされる。すなわち、
遅延又は位相シフトの仕方は右旋回円偏波の波と
左旋回円偏波の波とで異なる。更に遅延は逆関係
にあり、ある波に与えられる遅延は偏波の向きに
のみ依存し水晶を通る伝播方向には依存しない。 偏波分散構造部１６内で水晶回転子１７に隣接
してフアラデー回転子１８が配設されている。フ
アラデー回転子１８は結晶性又は非結晶性の中心
コアを用いて構成され、この中心コアを通じて外
部永久磁石（図示せず）からの固定磁界が印加さ
れる。溶融水晶が好適な材料である。フアラデー
回転子１８はその中を通る波の方向によつて異な
つた遅延すなわち位相シフトを与える。波に与え
られる遅延は偏波の向きには依存しない。第２の
磁界がフアラデー回転子１８の本体内でフアラデ
ー回転子バイアスコイル１１４によつて発生され
る。フアラデー回転子バイアスコイル１１４によ
つて発生される磁界はコイルに流れる電流の方向
により決まる方向になる。フアラデー回転子バイ
アスコイル１１４は以下に述べるように位相ロツ
クループ回路５の一部を形成している。 第２図には４つの異なつた周波数₁，₂，₃及
び₄をもつ波が第１図の装置によつて発生される
ことが示されている。周波数₁及び₄の波は時計
方向に伝播するのに対して周波数₂及び₃の波は
反時計方向に伝播する波である。周波数₁及び₂
の波は左旋回円偏波されており、これに対して周
波数₃及び₄の波は右旋回円偏波されている。以
上のことから明らかなように、左旋回円偏波及び
右旋回円偏波されたビーム間の周波数差は水晶回
転子１７によつて発生され、これに対して時計及
び反時計方向のビーム間の周波数差はフアラデー
回転子１８によつて発生される。 第１図の装置がその感応軸の周りを回転したと
き、周波数₃及び₄の波は周波数が近づき合う方
向に動くのに対して、周波数₁及び₂の波は周波
数₃及び₄の波が近づき合つたのと同じ量だけ周
波数が離れる方向に動く。回転が逆になると、周
波数₁及び₂の波は周波数が近づき合い、これに
対して周波数₃及び₄の波は同じ量だけ周波数が
離れる。 装置の回転速度又は予め定めた時間からの合計
回転量を表わす出力信号を発生させるために、２
つの差信号Δ₁＝₂−₁及び△₂＝₄−₃が形成
される。休止時では△₁＝△₂である。特定の時
点における回転速度を表わす出力信号を形成させ
るために、第２の差信号＝△₂−△₁が形成さ
れる。予め定めた時間からの合計回転量を決定す
るため差信号の積分がされる。この積分はアナ
ログ回路でもなし得るが精度を高めるためにはデ
イジタル的に行う方が良い。 周波数差信号△₁及び△₂は出力構造部１１２
によつて発生される。ミラー１４は部分透過性で
あり、これによりレーザジヤイロ空胴を循環する
４つの波の各々の極く一部がこのミラーを通して
出力構造１１２へ通過させられる。時計方向に伝
播する波はミラー１４を通して通路３０を通過
し、反時計方向に周回するビーム波は通路３１を
介して出力端に結合される。引き出されたビーム
は1/4波長板３２を通過し、この1/4波長板の厚さ
はそれ自体は周知の原理で選定され、これにより
円偏波された波は直線偏波された波に変換され、
その場合右旋回円偏波に対応する直線偏波された
電磁波は左旋回円偏波された電磁波に対して実質
上直交関係となる。 直線偏波された波は半分銀めつきされたミラー
３３及び３４によつてほぼ等しい振幅のビームに
分離される。次の４つのビームが偏波検光子３５
を通つて位置４１，４２，４３及び４４の４つの
ビームを発生し、このとき偏波検光子は直線偏波
された波のうちの１つの角度だけを通過させるの
で、各ビームは周波数₁、₂、₃及び₄のうちの
１つのみを含むことになる。周波数₁及び₂を有
する波は半銀めつきミラー４７に入力されて検波
ダイオード４８の方向に反射され、これに対して
周波数₃及び₄の波は半銀めつきミラー４５によ
つて検波ダイオード４６の方向に反射される。検
波ダイオード４６及び４８は電圧源４９及び５０
によつて逆バイアスされて検波ダイオードの分野
では周知のように所定の動作特性の出力を発生す
る。検波ダイオード４６及び４８は、各ダイオー
ドに入射した２つの入力波の周波数差と等しい周
波数をもつ出力信号を発生する。出力信号は抵抗
５１及び５２の両端に生ずる。入射波の周波数の
和に等しい周波数をもつ出力信号のような高い周
波数の出力信号は、各ダイオードの両端の漂遊容
量によつて波除去され、出力信号の一部として
は現われない。 以上述べた装置の動作において、４つの周波数
の波は利得曲線のピークを中心にしてほぼ対称と
なされていることが望ましい。そのため圧電トラ
ンスジユーサ６８が設けられて機械的にミラー１
２を位置決めし、レーザジヤイロ空胴１１０内の
合計通路長を調整し４つの周波数を正しく中心に
合わせる。圧電トランスジユーサ６８を動作させ
る信号を得るために、対応する△₁及び△₂信号
の合計振幅に比例する振幅を有する信号が形成さ
れ、これら２つの振幅に関係した信号間の差が形
成される。この出力差信号は、４つの周波数の波
が正しく利得曲線にの中心合わせされているとき
振幅が０になる。この出力差信号は、４つの波が
一方向に中心をはずれているときには第１の極性
を呈し、逆に４つの波が他方向に中心をはずれて
いるときには逆極性を呈する。平均振幅信号がダ
イオード６１及び６２、抵抗６３，６４及び６
５、及びコンデンサ６６を含む回路によつて形成
される。この出力差信号は差動増幅器６７によつ
て形成され、その出力は圧電トランスジユーサ６
８の入力リードに接続される。 本発明の原理に依れば、位相ロツクループ回路
５は周波数差信号を入力信号として受けてこれら
の信号から装置の回転速度、又は合計回転量のい
ずれか一方又は両方を表わす高精度の出力信号を
発生する。又第１図の実施例において、位相ロツ
クループ回路５はフアラデー回転子バイアスコイ
ル１１４に結合される信号を発生して各波の対の
うちの少なくとも一方の対の波の周波数差を制御
するようになされている。しかしこのフアラデー
回転子コイル１８は省略しても良い。 次に第３図のブロツクダイアグラムについて、
位相ロツクループ回路５の動作をさらに詳細に説
明する。出力構造部１１２からの周波数差信号△
₁は位相検波器１１６の一方の入力端に接続され
る。位相検波器１１６の他方の入力端には基準ク
ロツク回路１１８の出力が接続されている。位相
検波器１１６の出力信号は基準クロツク信号及び
△₁信号の位相差を表わしており、低域フイルタ
１１９を通じて増幅器１２０に結合される。別案
として、低域フイルタ１１９を増幅器１２０の後
段に接続しても、或いはそれと共に例えばフイー
ドバツク回路に結合しても良い。増幅器１２０の
出力はコイル駆動増幅器１１５によつて増幅され
てフアラデーバイアスコイル１１４に帰還接続さ
れる。 増幅器１１５の出力からフアラデーバイアスコ
イル１１４に供給された信号は第１図のフアラデ
ー回転子１８の本体内に磁界を発生させ、これに
より装置の回転によつて生ぜしめられるレーザジ
ヤイロ空胴１１０内を伝播する４つの波のうちの
２つに生ずる周波数変化は打消され、広い回転速
度範囲に亘つて零にされる。このように、装置が
回転したとき、周波数差信号の一方は変化しな
い。しかし回転速度は増幅器１２０の出力信号の
振幅によつて正確に表わされる。 第３図に示す装置は従来のものより優れた多く
の利点をもつている。第１に、回転速度は高精度
のアナログ電圧で示され、量子化誤差を受ける信
号の周波数によつて示されるのではないので、回
転速度出力信号には量子化誤差は存在しない。も
しデイジタル出力が必要な場合には、増幅器１２
０からの出力信号は所望の精度レベルでアナログ
−デイジタル変換器を用いてデイジタル化すれば
良い。第２に、第３図の装置に依れば、レーザジ
ヤイロ空胴１１０内で出力信号の得られる信号に
対する周波数変化は生じないので、ロツクイン効
果によつて生ずるおそれのあるその他の誤差がな
い。 次に第４図のブロツクダイヤグラムには、本発
明のさらに他の実施例が示されている。第４図の
装置は、装置に対し第２の位相ロツクループが付
加されていることを除けば、第３図の場合と同様
にして動作する。出力構造部１１２からの△₂出
力信号は第２の位相検波器１３３の一方の入力端
に結合される。低域フイルタ１３４及び増幅器１
３７が第３図について上述した装置の場合と同様
な方法で位相検波器１３３の出力端に接続され
る。増幅器１３７の出力端には高精度の電圧制御
型発振器１３８が結合される。電圧制御型発振器
１３８によつて発生された出力信号の周波数は増
幅器１３７の出力の振幅によつて決定される。分
周器１３５は電圧制御型発振器１３８の出力を分
周して装置が休止状態のときの周波数△₂と同じ
周波数の出力信号を発生する。 第４図の実施例において、周波数差△₁は装置
の回転速度に無関係に一定値に維持される。△₁
信号が一定なので、△₂信号は、△₁信号が可変
であれば得られたであろう回転速度の２倍の量だ
け変更される。かくして、増幅器１３７からのア
ナログ出力信号V_putは、位相ロツクをしない装置
によつて発生されるであろう振幅の２倍の振幅を
もち、かつ雑音を伴わないで済む。 第５図に本発明の他の実施例を示す。第５図の
実施例の場合、位相ロツクループ回路は完全にレ
ーザジヤイロ空胴１１０の外側に配されている。
△₁及び△₂信号はバツフア増幅器１４１及び１
４２によつて増幅され、二重平衡型混合器１４０
の２つの入力として結合される。二重平衡型混合
器１４０からの出力信号△＝△₂−△₁は装置
の回転速度を直接に表わす周波数をもつ。しかし
ながら、通常のレーザジヤイロ空胴構成の場合、
△信号は100〜500Hzの周波数範囲をもつので、
信号の１サイクル当りのカウンタパルスとして信
号を量子化するような方法で△信号を単純にデ
イジタル化すれば、大きな量子化誤差を含むこと
になる。この誤差は本発明のこの実施例によつて
除去できる。 △信号の直流レベルは直流再生回路１４３に
よつてセツトされ、かくして装置の回転速度０に
対応する周波数０の△信号は出力力電圧０の状
態を生じる。直流再生された信号は位相検波器１
４４の一方の入力端に結合されるが、この検波器
は位相ロツクループ回路の入力点になる。位相検
波器１４４の出力は低域フイルタ１４５および増
幅器１４６を通じて結合される。上述の実施例の
場合と同様に、増幅器１４６の出力は電圧制御型
発振器１４８及び分周器１４７を通じて位相検波
器１４４の第２の入力端に結合される。 ２つの出力信号が位相ロツクループから発生さ
れる。増幅器１４６からV_put信号はアナログ信号
で、その振幅は装置の回転速度に正比例してい
る。このアナログ信号は高精度であり、量子化誤
差をもたない。第２の出力信号V′_putは電圧制御
型発振器１４８の出力端に発生する。V′_put信号
の周波数は△信号の周波数のＮ倍である。それ
故、V′_put信号は△信号のデイジタル精度のＮ
倍の精度でデイジタル変換される。以下に述べる
回路において、Ｎは233の程度である。従つて、
本発明によれば量子化誤差を大きく低減できるこ
とが分る。 第６図には本発明のさらに他の実施例のブロツ
クダイアグラムが示されている。この実施例は、
やはり△のＮ倍の周波数をもつ出力信号V_putを
発生する２つの位相ロツクループ回路を使用して
いる。しかしながら、第６図の実施例に依れば、
△信号を実際に発生する必要はない。高精度の
アナログ出力信号V_putは装置の回転速度に正比例
して発生されないのである。 出力構造部１１２からの△₁信号は位相検波器
１５１の入力端に結合され、これに対して△₂信
号は位相検波器１５７の対応する入力端に結合さ
れる。位相検波器１５１及び１５７の出力は、上
述の実施例の場合と同様に、低域フイルタ１５２
及び１５６を通じて増幅器１５３及び１５８に結
合される。増幅器１５３及び１５８の出力は、こ
れも上述の実施例の場合と同様に、電圧制御型発
振器１５５及び１５９及び分周器１５４及び１６
０を通じて位相検波器１５１及び１５７の入力端
に帰還結合される。 高精度のアナログ出力信号V_putは差動増幅器１
６２によつて増幅器１５３及び１５８の出力信号
の差をとることにより発生される。回転速度を表
わす高精度のアナログ信号を与えることに加え
て、V_put信号の極性は装置の回転方向を表わす。 電圧制御型発振器１５５及び１５９の出力は二
重平衡型混合器１６１の２つの入力端に結合され
る。この二重平衡型混合器１６１からの出力信号
V′_putは、上述の実施例の場合と同様に、装置の
回転速度に正比例し、量子化誤差をＮけた分だけ
低減している。 第７図には△₁信号に結合された位相ロツクル
ープ回路の回路図が示されている。正弦波信号△
₁はコンデンサ２６４を通じてパルス形成回路２
６１に結合され、このパルス形成回路２６１は△
₁信号の各サイクルごとに１つのパルスを発生さ
せながら正弦波信号をパルス形に変換する。パル
ス形成回路２６１はジヤイロ装置の出力構造部に
よつて発生される△₁信号の形によつては常に必
要になるとは限らないので、第４図のブロツクダ
イアグラムではそれは示されていない。パルス形
成回路２６１はシユミツトトリガ構成のスレツシ
ホールド検出器２５７を含み、これにより△₁信
号に存在する雑音によつて誤つたトリガリングが
行なわれないようになされている。 パルス形成回路２６１の出力はインバータ２３
１を通じて位相検波器１３０の一方の入力端に結
合される。位相検波器１３０は集積回路構成のデ
イジタル位相検波器２３２によつて機能的に実現
される。集積回路構成の位相検波器２３２は２つ
の出力線Ｕ１及びＤ１を有する。例えばＲ入力が
位相の点でＶ入力より進んでいれば、Ｕ１出力は
固定の正の直流電圧に維持されるのに対して、Ｄ
１出力は位相差に応じたパルス幅の立下りパルス
によつてパルス化される。Ｖ入力がＲ入力より進
んでいるときは、Ｄ１出力が固定の正電圧でＵ１
出力がパルスとなる。 基準クロツク回路１３１は可制御周波数のパル
ス信号を発生し、この信号がインバータ２３０を
介して位相検波器１３０のＲ入力に結合される。
例えば50MHz及びそれ以上の周波数の可変周波数
源を得るのは一般に容易であるから、70MHzの発
振器２０５が基準クロツク回路１３１のパルス発
振源として用意される。発振器２０５の出力はエ
ミツタ結合型論理回路でなるフリツプフロツプ回
路２１０及び２１２のクロツク入力端に結合され
る。２つのフリツプフロツプ２１０及び２１２に
よつて1/4分周が行なわれる。フリツプフロツプ
回路２１２の反転及び非反転出力はデユアルトラ
ンジスタ２１５のベース入力端に結合される。ト
ランジスタ２１５は差動増幅器構造に接続され、
エミツタ結合型論理回路の出力レベルを、トラン
ジスタ−トランジスタ論理回路に都合の良いレベ
ルに変換するようにバイアスされる。出力はコレ
クタ抵抗２１８の両端からとり出され、インバー
タ２２１の入力端に結合される。インバータ２２
１は４ビツト型２進カウンタ２２２及び２２３の
クロツク入力端にクロツク信号をバツフア動作を
伴いながら供給する。カウンタ２２２及び２２３
はカウントダウン構造に直列に接続されている。
スイツチ２２７及び２２８が抵抗２２６によつて
バイアスを与えられつつこれらのカウンタのプリ
セツト入力に接続されている。両カウンタ２２２
及び２２３に対するリセツトパルスはカウント内
容が０になる毎に出力ナンドゲート２２４に発生
する。位相検波器１３０に対する出力信号はカウ
ンタ２２３から出力される最高位ビツトとしてと
り出される。この構成において、カウンタ２２２
及び２２３は、スイツチ２２７及び２２８のセツ
ト状態によつて決まる分周係数をもつ可変のパル
ス周波数分周回路を構成する。装置の動作におい
て、スイツチ２２７及び２２８は装置が最初に休
止状態になつたとき位相検波器１３０から０の位
相基準出力が送出されるようにセツトされる。 集積回路位相検波器２３２からの出力Ｕ１及び
Ｄ１は抵抗２３３及び２３４を通じて増幅器１３
６内の集積回路型差動増幅回路２４１の反転及び
非反転入力端に結合される。コンデンサ２４０，
２４３及び２４４を用いて増幅回路２４１に対す
る周波数補償がなされる。低域フイルタ１３２の
機能は２つの別個のRC回路によつて与えられ、
その一方は抵抗２４２及びコンデンサ２３５によ
つて構成され、この回路は増幅回路２４１の非反
転入力端と接地レベルとの間に接続されている。
また他方は抵抗２３８及びコンデンサ２３６によ
つて構成され、増幅器２４１の出力端及び非反転
入力端間の帰還回路に接続されている。増幅回路
２４１の出力端は増幅回路２４９の非反転入力端
にあるコイル駆動増幅回路１３９の入力端に接続
されている。フアラデーバイアスコイル１１４は
増幅回路２４９の出力端及びその反転入力端間に
接続されている。コンデンサ２４８，２５０、及
び２５１によつて増幅回路２４９に対する周波数
補償がなされる。 △₂位相ロツクループの動作を第８図について
説明する。△₂信号はコンデンサ３０４を通じて
パルス形成回路３０５に結合される。パルス形成
回路３０５は第７図の回路の場合と同様の動作す
る。また位相検波器１３３の回路及び動作は、第
７図について説明したように、低域フイルタ１３
４及び増幅器１３７のそれと同じである。 増幅器３３２内の増幅回路の出力は抵抗３３８
を通じて電圧制御発振器１３８の集積回路電圧制
御型発振器３４０の制御電圧入力に結合される。
電圧制御型発振回路３４０は入力信号の値が０の
とき70MHzの出力をもつ。電圧制御型発振器の分
野において良く知られているように、電圧制御型
回路３４０のRF出力は入力信号における変化に
比例して変化する。 電圧制御型発振器１３８からの出力は分周器１
３５の入力端に結合される。分周器１３５は第７
図の同様の回路と同じ方法で動作する。Ｎの値は
スイツチ３６０及び３６１によつてセツトされ
る。Ｎの値はVCO／△₂（ここで△₂は休止時の装 置に対してとられる）の関係によつて決まる。入
力が０のときの電圧制御型発振器１３８からの出
力周波数をVCO＝70MHzと選定すれば、△₂の
値が300KHz程度であるから、Ｎ＝233となる。 第７図及び第８図の回路を第４図のブロツクダ
イアグラムと関連して説明したが、第７図及び第
８図の各回路は、ここでは等価回路として他のブ
ロツクダイアグナムによつて示した回路について
も同様に機能する。 次に第９図を参照して、２周波数式レーザジヤ
イロ空胴を用いて動作する本発明の実施例を説明
する。第９図に示されたレーザジヤイロ空胴４０
２は水晶回転子１７が省かれている点を除けば第
１図のレーザジヤイロ空胴１１０と類似してい
る。勿論、他の形状の２周波数式レーザジヤイロ
スコープ空胴を用いることもできる。レーザジヤ
イロ空胴４０２からの２つの出力ビームは出力構
造部４０３に光学的に結合され、この出力構造部
４０３はこれらのビーム同士をビートさせてこれ
ら２つのビーム間の周波数差に等しい周波数を有
する出力信号を形成する。この差周波数信号は増
幅器４０４によつて増幅される。増幅された信号
は位相検波器４０６の一方の入力に結合される。 位相検波器４０６の他方の入力は基準クロツク
源４０５の出力に結合される。基準クロツク源４
０５は一定の周波数および位相の出力信号を発生
する。これにより位相検波器４０６は差周波数信
号と基準クロツク源４０５によつて発生された信
号との間の位相差に関係したパラメータを有する
出力信号を発生する。これは例えば１つまたはそ
れ以上の出力線路における振幅またはパルス幅と
して表わすことができる。位相検波器４０６の出
力は低域フイルタ４０７を通過させられ、この低
域フイルタ４０７は位相検波器４０６への２つの
入力信号間の位相差に比例する振幅を有する制御
信号を出力として発生する。この制御信号は信号
加算器４０８によつて固定振幅のオフセツトバイ
アス電圧４０９と加え合わされる。このバイアス
信号の振幅は最初の休止状態および期待される回
転速度範囲に対して２つのビーム間に所望量の周
波差間隔を生ぜしめるように定められる。 この加え合わされた信号はコイル駆動増幅器４
１０によつて増幅され緩衝作用を与えられる。コ
イル駆動増幅器４１０の出力は振動式（duther）
スイツチ４１４を介してフアラデーバイアスコイ
ル４１５に結合される。振動式スイツチ４１４は
フアラデーバイアスコイル４１５を通して最初は
一方向に、次いで他方向に順次に電流を流すよう
に図示された２つの位置間で前後に循環的に移動
させられる。これは従来の２周波数レーザジヤイ
ロスコープ装置で用いられている公知の振動技術
である。しかしながら、このような装置では、フ
アラデーバイアスコイルに結合される電流に帰還
成分は存在しない。電効効果トランジスタを用い
ることなどによつて電子スイツチとして実現され
ることの好ましい振動式スイツチ４１４は振動式
発振器４１２からの対称的方形波出力を増幅する
振動式スイツチ駆動増幅器４１３によつて動作さ
せられる。 この実施例では、低域フイルタ４０７の出力は
回転数を表わすアナログ出力信号として直接に用
いることができる。また、出力信号V_putをデイジ
タル形に変換するためのアナログ−デイジタル変
換器４１１も設けられる。 更に別の実施例においては、一定の周波数差を
維持するためにゼーマン効果が用いられる。その
実施例では、レーザ利得媒質のまわりに帰還コイ
ルが配置される。このコイルを流れる電流によつ
てレーザ利得媒質中に生ぜしめられる磁界は種々
のビーム間の周波数差の量を決定する。この技術
は振動式（dithered）装置および非振動式（non
−dithered）装置のいずれかで用いることがで
き、別個のフアラデーバイアス周波数分離と組合
わせて用いることができる。 以上は本発明の好適な実施例を説明した。しか
し本発明の原理を脱することなく多くの変形、変
更をなし得る。 なお第７図及び第８図において使用したパーツ
としては次の仕様のものを用いれば良い。 The present invention relates to a laser gyroscope device,
In particular, the present invention relates to laser gyroscope devices that require high precision and high resolution output signals. One of the main problems that must be solved to obtain an easy-to-use laser gyroscope device is:
This is a mode locking problem. In uncompensated devices that do not solve this problem, the frequency difference between the pairs of waves circulating in the laser gyroscope cavity when rotating at low angular velocities is assumed to be free of mode-locking phenomena. It is smaller than the predicted value in case. In fact, the actual frequency difference output only asymptotically approaches the desired linear relationship between output frequency difference and rotational speed as the actual rotational speed increases. In the past, many laser gyroscope structures have been proposed to solve or reduce this mode-locking problem. The most successful devices are those shown in US Pat. Nos. 3,741,657 and 3,854,819, the details of which are given as examples. In the device of this patent, four separate frequency beams are allowed to propagate around a closed laser gyroscope path formed by four mirrors. Two of the beams circulate clockwise and the remaining two beams circulate counterclockwise.
Of the two beams circulating clockwise, one exhibits left-handed circular polarization, the other exhibits right-handed circular polarization, and so on for the two beams circulating counterclockwise. In a preferred embodiment, the frequencies of the two beams exhibiting right-handed circular polarization are higher than the frequencies of the two beams exhibiting left-handed circular polarization. A Faraday rotator creates a frequency difference between clockwise and counterclockwise beams, whereas a quartz crystal rotator creates a frequency difference between right-handed and left-handed circularly polarized beams. The relative frequency positions of the four different frequency beams are shown in FIG. To avoid mode-locking problems, a Faraday rotator is used between the beams at frequencies ₁ and ₂ and between the beams at frequencies ₃ and ₄ at zero rotational speed and for all foreseeable rotational speeds.
A sufficiently large frequency difference is provided between the beams to prevent mode-locking, and the device is biased well outside the non-linear region where mode-locking occurs. At rest, the frequency difference between beam frequencies ₁ and ₂ is equal to the frequency difference between beam frequencies ₃ and ₄ . When the laser gyroscope device is rotated in the first direction, the beams at frequencies ₁ and ₂ move toward each other in frequency;
Beams ₃ and ₄ move apart by the same frequency. When rotating in the opposite direction, frequency ₁
The beams at frequencies 3 and ₂ move apart by the same frequency, while the beams at frequencies ₃ and ₄ move in the same direction by the same frequency. In order to generate an output signal with a frequency proportional to the rotational speed, first two frequency difference output signals with difference frequencies of Δ ₁ = ₂ − ₁ and Δ ₂ = ₄ − ₃ are formed. Then the final output signal △=△ ₂ −△
₁ is formed. In order to obtain a signal representing the total amount of rotation, two counters are provided, one of which is incremented by the _Δ1 signal and the other by the _Δ2 signal. The output of one counter is digitally subtracted from the output of the other counter, thus obtaining a digital signal representing the total amount of rotation of the device. Although the device described in the above-mentioned patent has been found to perform satisfactorily in many applications, there are still many applications where
It may also be desirable to obtain an output signal representing either the amount of rotation or the speed of rotation with a precision higher than that obtained by quantizing the △ ₁ and △ ₂ signals at a rate of one pulse per cycle of the signal. Divided. SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to obtain a laser gyroscope device having a highly accurate output signal. A further object of the invention is to obtain such a device which performs the quantization of the output signal at a much higher rate than would be possible by direct quantization of the normalized output signal. These and other objects combine means for constructing a closed-loop path for sustaining the propagation of electromagnetic waves of multiple frequencies, and a phase-locked loop coupled to an output from the path, the output forming a closed-loop path. This is achieved by having a signal related to the frequency of at least one of the waves that propagate around them. Preferably, the output signal is arranged to have a frequency substantially equal to the frequency difference between at least two of the electromagnetic waves. The means for providing a closed loop path includes at least three reflecting means and a laser gain medium. First and second frequency dispersive elements are also disposed in the closed loop path. The phase lock loop preferably includes means for changing the frequency difference between at least two of the electromagnetic waves. One of the frequency dispersive elements is preferably a Faraday rotator body. The frequency changing means is then a coil that produces a magnetic field within the Faraday rotor body in response to the output signal from the phase lock loop. The term "signal" as used herein refers to information carried over a single or multiple lines. The invention further includes: means for providing a closed loop path for sustaining the propagation of electromagnetic waves of two frequencies; and means for generating a first signal having a frequency difference equal to the frequency difference between the electromagnetic waves of the two frequencies; means for generating a second signal of a fixed frequency; means for generating a third signal having an amplitude proportional to the phase difference between the first and second signals; and a parameter of the third signal; It is therefore implemented by providing a combination with means for varying said frequency difference. In a preferred embodiment, the frequency varying means maintains the frequency difference between the two output beams at a constant value over a predetermined rotational speed range. The device for generating the third signal preferably includes phase detection means and low pass filter means having inputs thereof supplied with said first and second signals. Furthermore, means for amplifying said third signal may be provided, said frequency changing device being coupled to the output of said amplifying means. Before or after the amplifying means there may be provided means for summing the amplified or unamplified third signal with a fixed signal or voltage. However, it is also possible to provide means for repeatedly changing the direction of the current passing through the frequency changing means, in other words reversing the direction. It is also an object of the invention to provide means for providing a closed loop path for sustaining the propagation of electromagnetic waves of two frequencies; detection means for generating a first signal having a frequency equal to the frequency difference between said two frequencies; means for amplifying a first signal; phase detection means having said first signal applied to a first input thereof; and a fixed frequency detection means provided to a second input of said phase detection means. means for generating a second signal;
low pass filter means coupled to the output of said phase detection means; means adapted to be combined with said low pass filter means as a single unit and for amplifying the output of said low pass filter means; a coil coupled to the output of the amplifying means arranged to vary said frequency difference according to the magnitude and direction of the magnetic field generated by said coil; is also achieved. Additionally, means may be provided for cyclically changing or reversing the direction of the current through the coil. The means for cyclically changing the direction of the coil current includes switch means coupled to the output of the means for amplifying the output of the low pass filter means and means for cyclically operating the switch means. Further, converter means may be included having an amplified or unamplified signal of the output of the low pass filter means applied to its input for converting the analog signal to a digital signal to produce a digital output signal.
The output of said low pass filter means is summed with a fixed voltage before or after amplification. The cavity includes a Faraday rotator element, and the coil is arranged such that the magnetic field generated thereby extends into the body of the Faraday rotator element. Alternatively, the coil can be placed around the laser gain medium in a cavity. The present invention will be explained below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a schematic diagram of a laser gyroscope device in which the invention can be advantageously used. A laser gyroscope cavity 110, indicated by a rectangular dashed line, is formed by mirrors 12-15. A laser gain medium 10 is disposed along one side of the cavity 110 in a path along which electromagnetic waves travel. As the laser gain medium 10, for example, a sealed chamber containing a mixed gas of helium and neon isotopes can be used. The gain of the various waves generated is, as is already known, a function of the wave frequency. As shown in FIG. 2, the laser gain curve 11 for the selected gain medium is approximately bell-shaped. A polarization dispersion structure 16 is disposed in the laser gyroscope cavity on the side opposite to the laser gain medium 10. Two separate polarization dispersive elements are provided within the polarization dispersive structure 16. The crystal rotator 17 imparts a delay or an equivalent phase shift to the circularly polarized waves, such that the phase shift for the circularly polarized waves in one direction is different from the phase shift for the circularly polarized waves in the other direction. . That is,
The manner of delay or phase shift differs between right-handed circularly polarized waves and left-handed circularly polarized waves. Moreover, the delays are inversely related, so that the delay imparted to a wave depends only on the direction of polarization and not on the direction of propagation through the crystal. A Faraday rotator 18 is disposed adjacent to the crystal rotator 17 within the polarization dispersion structure 16 . The Faraday rotator 18 is constructed using a crystalline or amorphous central core, through which a fixed magnetic field from an external permanent magnet (not shown) is applied. Fused quartz is the preferred material. Faraday rotator 18 provides different delays or phase shifts depending on the direction of waves passing through it. The delay imparted to a wave does not depend on the direction of polarization. A second magnetic field is generated within the body of Faraday rotator 18 by Faraday rotator bias coil 114 . The magnetic field generated by the Faraday rotator bias coil 114 has a direction determined by the direction of the current flowing through the coil. Faraday rotator bias coil 114 forms part of phase lock loop circuit 5, as described below. FIG. 2 shows that waves with four different frequencies ₁ , ₂ , ₃ and ₄ are generated by the apparatus of FIG. Waves with frequencies ₁ and ₄ propagate clockwise, whereas waves with frequencies ₂ and ₃ propagate counterclockwise. Frequency ₁ and ₂
The waves at frequencies 3 and 4 are left-handed circularly polarized, whereas the waves at frequencies ₃ and ₄ are right-handed circularly polarized. As is clear from the above, the frequency difference between the left-handed circularly polarized beam and the right-handed circularly polarized beam is generated by the crystal rotor 17, whereas the clockwise and counterclockwise beams The frequency difference between is generated by Faraday rotator 18. When the device of Figure 1 rotates around its sensitive axis, waves of frequencies ₃ and ₄ move toward each other, whereas waves of frequencies ₁ and ₂ move toward each other, waves of frequencies ₃ and ₄ move toward each other. The frequencies move apart by the same amount as they moved together. When the rotation is reversed, waves of frequencies ₁ and ₂ become closer in frequency, whereas waves of frequencies ₃ and ₄ are moved apart in frequency by the same amount. 2 to generate an output signal representative of the rotational speed of the device or the total amount of rotation from a predetermined time.
Two difference signals Δ ₁ = ₂ − ₁ and Δ ₂ = ₄ − ₃ are formed. At rest, △ ₁ = △ ₂ . In order to form an output signal representative of the rotational speed at a particular point in time, a second difference signal = Δ ₂ - Δ ₁ is formed. The difference signal is integrated to determine the total amount of rotation from a predetermined time. Although this integration can be performed using an analog circuit, it is better to perform it digitally to improve accuracy. Frequency difference signals △ ₁ and △ ₂ are output structure part 112
generated by. Mirror 14 is partially transparent, allowing a small portion of each of the four waves circulating in the laser gyro cavity to pass through this mirror to output structure 112. Waves propagating clockwise pass through mirror 14 through passage 30, and beam waves orbiting counterclockwise are coupled via passage 31 to the output end. The extracted beam passes through a quarter-wave plate 32, the thickness of which is selected according to principles known per se, so that the circularly polarized wave is replaced by the linearly polarized wave. converted to
In that case, the linearly polarized electromagnetic wave corresponding to the right-handed circularly polarized wave is substantially orthogonal to the left-handed circularly polarized electromagnetic wave. The linearly polarized waves are separated into beams of approximately equal amplitude by half-silvered mirrors 33 and 34. The next four beams are polarized by the polarization analyzer 35.
generates four beams at positions 41, 42, 43 and 44 through the polarization analyzer, which passes only one angle of the linearly polarized waves, so that each beam has a frequency of ₁ , It will contain only one of ₂ , ₃ and ₄ . Waves with frequencies ₁ and ₂ are input to half-silvered mirror 47 and reflected in the direction of detection diode 48, whereas waves with frequencies ₃ and ₄ are input by half-silvered mirror 45 to detection diode 46. reflected in the direction of Detection diodes 46 and 48 are connected to voltage sources 49 and 50
is reverse biased by the detector diode to produce an output with predetermined operating characteristics, as is well known in the field of detector diodes. Detection diodes 46 and 48 generate output signals having a frequency equal to the frequency difference between the two input waves incident on each diode. An output signal is developed across resistors 51 and 52. High frequency output signals, such as those with a frequency equal to the sum of the frequencies of the incident waves, are filtered out by the stray capacitance across each diode and do not appear as part of the output signal. In the operation of the device described above, it is desirable that the waves of the four frequencies be approximately symmetrical about the peak of the gain curve. For this purpose, a piezoelectric transducer 68 is provided to mechanically transform the mirror 1.
2 and adjust the total path length within the laser gyro cavity 110 to properly center the four frequencies. In order to obtain a signal for operating the piezoelectric transducer 68, a signal is formed with an amplitude proportional to the sum amplitude of the corresponding _Δ1 and _Δ2 signals, and the difference between these two amplitude-related signals is formed. Ru. This output difference signal has zero amplitude when the four frequency waves are properly centered on the gain curve. The output difference signal has a first polarity when the four waves are off-center in one direction, and an opposite polarity when the four waves are off-center in the other direction. The average amplitude signal is
5, and a circuit including a capacitor 66. This output difference signal is formed by a differential amplifier 67 whose output is transmitted by a piezoelectric transducer 6
Connected to 8 input leads. In accordance with the principles of the present invention, the phase lock loop circuit 5 receives frequency difference signals as input signals and generates from these signals a highly accurate output signal representing either the rotational speed and/or the total amount of rotation of the device. Occur. Also in the embodiment of FIG. 1, phase lock loop circuit 5 generates a signal that is coupled to Faraday rotator bias coil 114 to control the frequency difference between the waves of at least one of each pair of waves. being done. However, this Faraday rotator coil 18 may be omitted. Next, regarding the block diagram in Figure 3,
The operation of the phase lock loop circuit 5 will be explained in more detail. Frequency difference signal △ from output structure section 112
₁ is connected to one input terminal of the phase detector 116. The output of a reference clock circuit 118 is connected to the other input terminal of the phase detector 116. The output signal of phase detector 116 represents the phase difference between the reference clock signal and the _Δ1 signal and is coupled to amplifier 120 through low pass filter 119. Alternatively, the low pass filter 119 may be connected after the amplifier 120 or together with it, for example in a feedback circuit. The output of amplifier 120 is amplified by coil drive amplifier 115 and connected back to Faraday bias coil 114 . The signal provided to the Faraday bias coil 114 from the output of the amplifier 115 generates a magnetic field within the body of the Faraday rotator 18 of FIG. The frequency changes that occur in two of the four waves propagating in the motor are canceled out and are made zero over a wide range of rotational speeds. In this way, one of the frequency difference signals does not change when the device rotates. However, the rotational speed is accurately represented by the amplitude of the output signal of amplifier 120. The device shown in FIG. 3 has many advantages over the prior art. First, there is no quantization error in the rotational speed output signal because the rotational speed is represented by a highly accurate analog voltage and not by the frequency of the signal, which is subject to quantization error. If a digital output is required, the amplifier 12
The output signal from 0 can be digitized using an analog-to-digital converter to the desired level of accuracy. Second, with the apparatus of FIG. 3, there is no frequency change in the output signal relative to the available signal within the laser gyro cavity 110, thereby eliminating other errors that may be caused by lock-in effects. Next, the block diagram of FIG. 4 shows yet another embodiment of the present invention. The apparatus of FIG. 4 operates in the same manner as that of FIG. 3, except that a second phase lock loop is added to the apparatus. The Δ ₂ output signal from output structure 112 is coupled to one input of second phase detector 133 . Low pass filter 134 and amplifier 1
37 is connected to the output of the phase detector 133 in a manner similar to that of the device described above with respect to FIG. A high precision voltage controlled oscillator 138 is coupled to the output terminal of amplifier 137. The frequency of the output signal generated by voltage controlled oscillator 138 is determined by the amplitude of the output of amplifier 137. Frequency divider 135 divides the output of voltage controlled oscillator 138 to generate an output signal having the same frequency as the frequency Δ ₂ when the device is in the rest state. In the embodiment of FIG. 4, the frequency difference _Δ1 is maintained at a constant value regardless of the rotational speed of the device. △ ₁
Since the signal is constant, the Δ ₂ signal is changed by twice the amount of rotational speed that would have been obtained if the Δ ₁ signal was variable. Thus, the analog output signal V _put from amplifier 137 has twice the amplitude that would be produced by a non-phase locking device and is free of noise. FIG. 5 shows another embodiment of the invention. In the embodiment of FIG. 5, the phase lock loop circuit is located entirely outside the laser gyro cavity 110.
△ ₁ and △ ₂ signals are buffer amplifiers 141 and 1
42 and double balanced mixer 140
are combined as two inputs. The output signal Δ=Δ ₂ −Δ ₁ from the double-balanced mixer 140 has a frequency that is directly representative of the rotational speed of the device. However, for a typical laser gyro cavity configuration,
Since the △ signal has a frequency range of 100 to 500Hz,
If the Δ signal were simply digitized by quantizing the signal as a counter pulse per cycle of the signal, it would contain a large quantization error. This error can be eliminated by this embodiment of the invention. The DC level of the Δ signal is set by the DC regeneration circuit 143, such that a Δ signal of frequency 0, corresponding to a zero rotational speed of the device, produces a state of zero output voltage. The DC regenerated signal is sent to phase detector 1.
44, this detector becomes the input point of a phase lock loop circuit. The output of phase detector 144 is combined through low pass filter 145 and amplifier 146. As in the embodiments described above, the output of amplifier 146 is coupled through a voltage controlled oscillator 148 and frequency divider 147 to a second input of phase detector 144. Two output signals are generated from the phase lock loop. The _Vput signal from amplifier 146 is an analog signal whose amplitude is directly proportional to the rotational speed of the device. This analog signal is highly accurate and has no quantization errors. A second output signal _V'put is generated at the output of voltage controlled oscillator 148. The frequency of the V' _put signal is N times the frequency of the Δ signal. Therefore, the V′ _put signal is the digital precision N of the △ signal.
Digitally converted with twice the precision. In the circuit described below, N is of the order of 233. Therefore,
It can be seen that according to the present invention, quantization errors can be greatly reduced. FIG. 6 shows a block diagram of yet another embodiment of the invention. This example is
Two phase-locked loop circuits are used which generate an output signal V _put which also has a frequency N times Δ. However, according to the embodiment of FIG.
There is no need to actually generate the Δ signal. The precision analog output signal _Vput is not generated in direct proportion to the rotational speed of the device. The Δ ₁ signal from the output structure 112 is coupled to an input of a phase detector 151 , whereas the Δ ₂ signal is coupled to a corresponding input of a phase detector 157 . The outputs of the phase detectors 151 and 157 are passed through the low-pass filter 152 as in the above embodiment.
and 156 to amplifiers 153 and 158. The outputs of amplifiers 153 and 158 are connected to voltage controlled oscillators 155 and 159 and frequency dividers 154 and 16, again as in the embodiment described above.
It is feedback-coupled to the input terminals of phase detectors 151 and 157 through 0. High precision analog output signal V _put is differential amplifier 1
62 by taking the difference between the output signals of amplifiers 153 and 158. In addition to providing a highly accurate analog signal representing rotational speed, the polarity of the V _put signal represents the direction of rotation of the device. The outputs of voltage controlled oscillators 155 and 159 are coupled to two inputs of double balanced mixer 161. The output signal from this double balanced mixer 161
V' _put is directly proportional to the rotational speed of the device, as in the above embodiment, and reduces the quantization error by N orders of magnitude. FIG. 7 shows a circuit diagram of a phase lock loop circuit coupled to the _Δ1 signal. Sine wave signal △
₁ is connected to the pulse forming circuit 2 through the capacitor 264.
61, and this pulse forming circuit 261 is connected to △
Converts a _sine wave signal into a pulse form, generating one pulse for each cycle of the signal. Pulse forming circuit 261 is not shown in the block diagram of FIG. 4 because it is not always necessary depending on the shape of the _Δ1 signal produced by the output structure of the gyro. Pulse forming circuit 261 includes a threshold detector 257 in a Schmitt trigger configuration to prevent false triggering due to noise present in the _Δ1 signal. The output of the pulse forming circuit 261 is sent to the inverter 23
1 to one input terminal of the phase detector 130. Phase detector 130 is functionally realized by a digital phase detector 232 in integrated circuit configuration. Phase detector 232, which is an integrated circuit configuration, has two output lines U1 and D1. For example, if the R input leads the V input in phase, the U1 output will remain at a fixed positive DC voltage, whereas the D
One output is pulsed by a falling pulse with a pulse width depending on the phase difference. When the V input is ahead of the R input, the D1 output is a fixed positive voltage and the U1
The output becomes a pulse. Reference clock circuit 131 generates a pulse signal of controllable frequency which is coupled via inverter 230 to the R input of phase detector 130.
For example, since it is generally easy to obtain a variable frequency source with a frequency of 50 MHz or more, a 70 MHz oscillator 205 is provided as a pulse oscillation source for the reference clock circuit 131. The output of oscillator 205 is coupled to the clock inputs of flip-flop circuits 210 and 212, which are emitter-coupled logic circuits. Two flip-flops 210 and 212 perform the 1/4 frequency division. The inverting and non-inverting outputs of flip-flop circuit 212 are coupled to the base input of dual transistor 215. Transistor 215 is connected to a differential amplifier structure;
It is biased to convert the output level of the emitter-coupled logic circuit to a level convenient for transistor-transistor logic circuits. The output is taken out from both ends of collector resistor 218 and coupled to the input end of inverter 221. Inverter 22
1 supplies a clock signal to the clock input terminals of 4-bit binary counters 222 and 223 with a buffer operation. counters 222 and 223
are connected in series to the countdown structure.
Switches 227 and 228 are biased by resistor 226 and connected to the preset inputs of these counters. Both counters 222
A reset pulse for 223 and 223 is generated at the output NAND gate 224 each time the count reaches 0. The output signal to phase detector 130 is taken out as the highest bit output from counter 223. In this configuration, counter 222
and 223 constitute a variable pulse frequency divider circuit having a divider coefficient determined by the set states of switches 227 and 228. In operation of the system, switches 227 and 228 are set so that a zero phase reference output is delivered from phase detector 130 when the system first goes to sleep. Outputs U1 and D1 from integrated circuit phase detector 232 are connected to amplifier 13 through resistors 233 and 234.
It is coupled to the inverting and non-inverting input terminals of an integrated circuit type differential amplifier circuit 241 in 6. capacitor 240,
243 and 244 are used to perform frequency compensation for the amplifier circuit 241. The function of low pass filter 132 is provided by two separate RC circuits,
One of them is constituted by a resistor 242 and a capacitor 235, and this circuit is connected between the non-inverting input terminal of the amplifier circuit 241 and the ground level.
The other one is constituted by a resistor 238 and a capacitor 236, and is connected to a feedback circuit between the output terminal and the non-inverting input terminal of the amplifier 241. The output terminal of the amplifier circuit 241 is connected to the input terminal of the coil drive amplifier circuit 139 located at the non-inverting input terminal of the amplifier circuit 249 . Faraday bias coil 114 is connected between the output terminal of amplifier circuit 249 and its inverting input terminal. Frequency compensation for amplifier circuit 249 is provided by capacitors 248, 250, and 251. △ The operation of _{the two} -phase lock loop will be explained with reference to FIG. The _Δ2 signal is coupled through capacitor 304 to pulse forming circuit 305. Pulse forming circuit 305 operates similarly to the circuit of FIG. Further, the circuit and operation of the phase detector 133 are as explained with reference to FIG.
4 and that of amplifier 137. The output of the amplifier circuit in amplifier 332 is connected to resistor 338.
is coupled to a control voltage input of an integrated circuit voltage controlled oscillator 340 of voltage controlled oscillator 138 through the integrated circuit voltage controlled oscillator 340 .
The voltage controlled oscillator circuit 340 has an output of 70 MHz when the value of the input signal is 0. As is well known in the field of voltage controlled oscillators, the RF output of voltage controlled circuit 340 changes proportionally to changes in the input signal. The output from the voltage controlled oscillator 138 is sent to the frequency divider 1.
35 input terminals. The frequency divider 135 is the seventh
It operates in the same way as the similar circuit in the figure. The value of N is set by switches 360 and 361. The value of N is determined by the relationship VCO/Δ ₂ (where Δ ₂ is taken for the device at rest). If the output frequency from the voltage controlled oscillator 138 when the input is 0 is selected as VCO=70MHz, the value of _Δ2 is about 300KHz, so N=233. Although the circuits in FIGS. 7 and 8 have been explained in conjunction with the block diagram in FIG. 4, each circuit in FIGS. 7 and 8 is shown here as an equivalent circuit using another block diagram. It works similarly for circuits that are Referring now to FIG. 9, an embodiment of the invention will be described which operates using a dual frequency laser gyro cavity. Laser gyroscope cavity 40 shown in FIG.
2 is similar to laser gyroscope cavity 110 of FIG. 1, except that crystal rotor 17 is omitted. Of course, other shapes of dual frequency laser gyroscope cavities can also be used. The two output beams from the laser gyro cavity 402 are optically coupled to an output structure 403 that beats the beams together to produce an output having a frequency equal to the frequency difference between the two beams. form a signal. This difference frequency signal is amplified by amplifier 404. The amplified signal is coupled to one input of phase detector 406. The other input of phase detector 406 is coupled to the output of reference clock source 405. Reference clock source 4
05 generates an output signal of constant frequency and phase. Phase detector 406 thereby produces an output signal having a parameter related to the phase difference between the difference frequency signal and the signal generated by reference clock source 405. This can be expressed, for example, as an amplitude or pulse width on one or more output lines. The output of the phase detector 406 is passed through a low pass filter 407 which produces as output a control signal having an amplitude proportional to the phase difference between the two input signals to the phase detector 406. This control signal is summed by a signal adder 408 with a fixed amplitude offset bias voltage 409. The amplitude of this bias signal is determined to produce the desired amount of frequency difference spacing between the two beams for the initial rest state and expected rotational speed range. This summed signal is sent to the coil drive amplifier 4
10 and buffered. The output of the coil drive amplifier 410 is oscillatory (duther).
It is coupled to Faraday bias coil 415 via switch 414 . The oscillating switch 414 is cyclically moved back and forth between the two positions shown to cause current to flow sequentially through the Faraday bias coil 415, first in one direction and then in the other direction. This is a known vibration technique used in conventional dual frequency laser gyroscope devices. However, in such devices there is no feedback component in the current coupled to the Faraday bias coil. Oscillating switch 414, preferably implemented as an electronic switch, such as by using a field effect transistor, is operated by an oscillating switch drive amplifier 413 that amplifies the symmetrical square wave output from oscillating oscillator 412. It will be done. In this embodiment, the output of low pass filter 407 can be used directly as an analog output signal representative of rotational speed. An analog-to-digital converter 411 is also provided for converting the output signal V _put into digital form. In yet another embodiment, the Zeeman effect is used to maintain a constant frequency difference. In that embodiment, a feedback coil is placed around the laser gain medium. The magnetic field created in the laser gain medium by the current flowing through this coil determines the amount of frequency difference between the various beams. This technology uses dithered equipment and non-vibration equipment.
-dithered) devices and can be used in combination with separate Faraday bias frequency separation. The foregoing has described preferred embodiments of the invention. However, many variations and modifications may be made without departing from the principles of the invention. The parts used in FIGS. 7 and 8 may have the following specifications.

【表】【table】

【表】【table】 【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明に依るレーザジヤイロスコープ
装置の一例を示す概略的系統図、第２図は本発明
に依るレーザジヤイロスコープ装置の周波数分布
とレーザ利得媒質の特性を示す図、第３図ないし
第６図は本発明の種々の実施例を示すブロツクダ
イアグラム、第７図及び第８図は第４図に示す本
発明の実施例の詳細な回路図、第９図は本発明の
他の実施例のブロツクダイアグラムである。 ５…フエーズロツクループ回路、１０…レーザ
利得媒質、１２〜１５…ミラー、１６…偏波分散
構造部、１７…水晶回転子、１８…フアラデー回
転子、１１０…レーザジヤイロスコープ空胴、１
１２…出力構造部、１１５，１３９…コイル駆動
増幅器、１１６，１３０，１３３，１４４，１５
１，１５７…位相検波器、１１８…基準クロツク
回路、１１９，１３２，１３４，１４５，１５
２，１５６…ローパスフイルタ、１２０，１３
６，１３７，１４１，１４２，１４６，１５８…
増幅器、１３５，１４７，１５４，１６０…分周
器、１３８，１４８，１５５，１５９…電圧制御
型発振器、１４０，１６１…二重平衡型混合器、
１４３…直流再生回路、１６２…差動増幅器、４
０２…レーザジヤイロ空胴、４０３…出力構造
部、４０４…増幅器、４０５…基準クロツク回
路、４０６…位相検波器、４０７…低域フイル
タ、４０８…信号加算器、４０９…オフセツトバ
イアス源、４１０…コイル駆動増幅器、４１１…
アナログ―デイジタル変換器、４１２…振動式発
振器、４１３…振動式スイツチ駆動増幅器、４１
４…振動式スイツチ。 FIG. 1 is a schematic system diagram showing an example of a laser gyroscope device according to the present invention, FIG. 2 is a diagram showing the frequency distribution of the laser gyroscope device and the characteristics of the laser gain medium according to the present invention, and FIG. 6 to 6 are block diagrams showing various embodiments of the invention, FIGS. 7 and 8 are detailed circuit diagrams of the embodiment of the invention shown in FIG. 4, and FIG. 9 is a detailed circuit diagram of the embodiment of the invention shown in FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention. 5... Phaselock loop circuit, 10... Laser gain medium, 12-15... Mirror, 16... Polarization dispersion structure, 17... Crystal rotator, 18... Faraday rotator, 110... Laser gyroscope cavity, 1
12... Output structure section, 115, 139... Coil drive amplifier, 116, 130, 133, 144, 15
1,157...Phase detector, 118...Reference clock circuit, 119,132,134,145,15
2,156...Low pass filter, 120,13
6,137,141,142,146,158...
Amplifier, 135, 147, 154, 160... Frequency divider, 138, 148, 155, 159... Voltage controlled oscillator, 140, 161... Double balanced mixer,
143...DC regeneration circuit, 162...Differential amplifier, 4
02...Laser gyro cavity, 403...Output structure, 404...Amplifier, 405...Reference clock circuit, 406...Phase detector, 407...Low pass filter, 408...Signal adder, 409...Offset bias source, 410...Coil Drive amplifier, 411...
Analog-digital converter, 412... Oscillating oscillator, 413... Oscillating switch drive amplifier, 41
4...Vibration switch.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 異なる周波数から成り逆方向に回転する２つ
の電磁波の伝播を維持する閉ループ路を供給する
手段と、 前記閉ループ路が停止しているとき前記２つの
逆方向に回転する電磁波の間に所定の周波数差を
与える手段と、 前記２つの逆方向に回転する電磁波間の周波数
差に等しい周波数を有する第１信号を発生する手
段と、 所定の固定周波数の第２信号を発生する手段
と、 前記第１信号と第２信号との位相差に比例する
振幅を有する第３信号を発生する位相検出手段
と、 前記２つの逆方向に回転する電磁波間の周波数
差を前記第３信号の関数として変化させる手段
と、 前記第３信号に応答して、前記閉ループ路の回
転速度を示す出力信号を発生する手段と、 から構成されるレーザジヤイロスコープ装置。 ２ 前記周波数差変化手段が、前記閉ループ路供
給手段の所定の回転速度範囲にわたつて、前記周
波数差を一定値に維持する、特許請求の範囲第１
項記載のレーザジヤイロスコープ装置。[Scope of Claims] 1. Means for providing a closed loop path for maintaining the propagation of two electromagnetic waves having different frequencies and rotating in opposite directions; and when the closed loop path is stopped, the two electromagnetic waves rotating in opposite directions. means for generating a first signal having a frequency equal to the frequency difference between the two electromagnetic waves rotating in opposite directions; and generating a second signal having a predetermined fixed frequency. means for generating a third signal having an amplitude proportional to the phase difference between the first signal and the second signal; and means for generating an output signal indicative of the rotational speed of the closed loop path in response to the third signal. 2. Claim 1, wherein the frequency difference changing means maintains the frequency difference at a constant value over a predetermined rotational speed range of the closed loop path supplying means.
Laser gyroscope device as described in section.