JPS639699B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は複数の加入者の各々に擬似符号（以下
PN符号と略称する）を変復調キヤリアとして割
当てて多重伝送するスペクトラム拡散（以下SS
と略称する）多重通信方式に関し、特に伝送帯域
を複数個に分割して各伝送帯域毎に一定数の加入
者により生成されたSS信号を伝送する帯域分割
形スペクトラム拡散多重通信方式に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention provides pseudocodes (hereinafter referred to as
Spread spectrum (SS
The present invention relates to a multiplex communication system (abbreviated as ), and in particular to a band division type spread spectrum multiplex communication system in which a transmission band is divided into a plurality of bands and SS signals generated by a certain number of subscribers are transmitted for each transmission band.

SS通信方式は狭帯域情報を高いクロツク周波
数を有するPN符号にて広帯域にスペクトラム拡
散して送信し、受信側では相関検波を行うことに
より、ピーク電力制限下においても、高い受信
SN（信号対雑音）比を得る通信方式である。この
ような、SS通信方式は狭帯域干渉に強いこと、
秘匿性の高いこと等により近年各方面への応用が
検討されている。中でも、複数の加入者（あるい
は情報源）の各々にPN符号を変復調キヤリアと
して割当て多重通信系を構成するSS多重通信方
式は極めて重要視されている。 The SS communication method transmits narrowband information by spreading the spectrum over a wide band using a PN code with a high clock frequency, and performs correlation detection on the receiving side to achieve high reception even under peak power limitations.
It is a communication method that obtains the SN (signal-to-noise) ratio. This type of SS communication method is resistant to narrowband interference,
Due to its high level of confidentiality, applications in various fields have been considered in recent years. Among these, the SS multiplex communication system, which configures a multiplex communication system by allocating PN codes as modulation/demodulation carriers to each of a plurality of subscribers (or information sources), is extremely important.

この種のSS多重通信方式における最も重要な
問題は帯域使用効率の向上である。即ち、一定の
伝送帯域Ｂを使用して収容し得る加入者数Ｍをで
きるだけ大きくすることが望ましい。例えば、い
ま、伝送帯域を〔ｏ，₀〕とし、複数の加入者に
割当てるPN符号としてクロツク周波数₀、周期
2^k−１の互いに生成多項式の異なる複数個の最大
長系列（Ｍ系列と略称する）符号を考える。この
時、選択し得る異なるPN符号の個数Ｆ(k)は、 Ｆ(k)＝〔2^k−１〕／Ｋ で与えられる。ただし、〔ｘ〕はオイラー数と
呼ばれ、ｘより小でｘと互いに素な正整数の個数
を表わす。例えば、Ｋ＝７とするとＦ(k)＝18とな
る。ここで、各加入者のデータ速度を₀／127（即
ちＭ系列符号の繰返し周波数）に等しいものとす
れば、クロツク周波数₀の時分割多重（TDMと
略す）通信方式では最大127加入者収容できるの
に対し、前記のSS多重通信方式では18加入者し
か収容できない。こうした帯域使用効率の低さを
解決する方法としては (1) PN符号としてゴールド符号を用いる方法。 The most important problem in this type of SS multiplex communication system is improving band usage efficiency. That is, it is desirable to increase the number of subscribers M that can be accommodated using a fixed transmission band B as much as possible. For example, let us assume that the transmission band is [o, ₀ ], and the PN code assigned to multiple subscribers is a clock frequency of ₀ and a period of
Let us consider a plurality of 2 ^k -1 maximum length sequence (abbreviated as M sequences) codes with mutually different generator polynomials. At this time, the number F(k) of different PN codes that can be selected is given by F(k)=[2 ^k -1]/K. However, [x] is called Euler's number and represents the number of positive integers that are smaller than x and coprime to x. For example, if K=7, then F(k)=18. Here, if the data rate of each subscriber is equal to _0/127 (that is, the repetition frequency of the M-sequence code), a maximum of 127 subscribers can be accommodated in a time division multiplexing (abbreviated as TDM) communication system with a clock frequency of ₀ . In contrast, the SS multiplex communication system described above can accommodate only 18 subscribers. Methods to solve this low band usage efficiency are: (1) Using a gold code as the PN code.

(2) PN符号としてＭ系列符号を用いるが、ある
特定のＭ系列符号をビツトシフトして得られる
Ｍ系列をもPN符号として用いる方法。(2) A method in which an M-sequence code is used as a PN code, but an M-sequence obtained by bit-shifting a specific M-sequence code is also used as a PN code.

等が従来提案されている。しかしながら(1)の方法
を用いたSS多重通信方式でも、上記の例で高々
（2^k＋１）即ち129加入者しか収容できないことが
知られており、高々、前記TDM通信方式と同程
度の帯域使用効率しか期待できない。これに対
し、上記(2)の方法を用いたSS多重通信方式では
ビツトシフトして得たＭ系列符号の使用により異
なるPN符号の数が増え、最大18×127加入者を
収容できる。但し、実際にはいわゆるジヤミング
と呼ばれる他チヤンネルから干渉が生ずるため、
系に許容されるSN比から収容加入者数は制限さ
れる。しかし、ビツトシフトしたＭ系列を使用す
るとこのジヤミングが低減される特長がある。こ
のような(2)の方法を用いた通信方式としては、昭
和54年発行の電子通信学会技術研究報告SE79―
104（文献１）に記載された方式が知られている。
この文献１によると、上記(2)の方法を用いた場
合、加入者信号を呼率0.1、有音率0.25の符号化
音声とし、所要SNを約13dBとしたとき、最大
381加入者を収容できる。しかしながらこのよう
な(2)の方法によるSS多重通信方式においても、
加入者信号が時間占有率の高いデータである場合
（等価的な有音率がほとんど1.0に等しい時）150
加入者程度しか収容できず、通常のTDM通信方
式に対するSS多重通信方式の優位性は失われて
しまう。etc. have been proposed in the past. However, it is known that even the SS multiplex communication system using method (1) can only accommodate (2 ^k + 1), that is, 129 subscribers in the above example, and the bandwidth is at most the same as that of the TDM communication system. All you can expect is efficiency. On the other hand, in the SS multiplex communication system using method (2) above, the number of different PN codes increases by using the M-sequence code obtained by bit shifting, and a maximum of 18×127 subscribers can be accommodated. However, in reality, interference from other channels occurs, which is called jamming.
The number of subscribers accommodated is limited by the SN ratio allowed for the system. However, the use of a bit-shifted M sequence has the advantage of reducing this jamming. A communication method using method (2) is described in the Institute of Electronics and Communication Engineers Technical Research Report SE79 published in 1979.
104 (Reference 1) is known.
According to this document 1, when using method (2) above, when the subscriber signal is encoded voice with a call rate of 0.1 and a voice presence rate of 0.25, and the required SN is approximately 13 dB, the maximum
It can accommodate 381 subscribers. However, even in the SS multiplex communication system using method (2),
150 when the subscriber signal is data with a high time occupancy rate (when the equivalent voice presence rate is almost equal to 1.0)
It can accommodate only a few subscribers, and the superiority of the SS multiplex communication system over the normal TDM communication system is lost.

本発明の目的は上述の欠点を除去しＭ系列符号
による均一情報拡散性を利用した帯域使用効率の
高い帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方式を
提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks and provide a band division type spread spectrum multiplexing communication system that utilizes the uniform information spreading property of M-sequence codes and has high band usage efficiency.

次に図面を参照して本発明を詳細に説明する。 Next, the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.

第１図はＭ系列符号を用いた従来のスペクトラ
ム拡散変復調器のブロツク図である。第１図にお
いて、入力端１０１にはクロツク周波数_Dのパル
ス振幅変調された信号（PAM信号と略す）ｘ
（ｔ）が印加される。 FIG. 1 is a block diagram of a conventional spread spectrum modulator/demodulator using M-sequence codes. In FIG. 1, an input terminal 101 receives a pulse amplitude modulated signal (abbreviated as PAM signal) having a clock frequency _D.
(t) is applied.

ここで Ｘ（ｔ）＝_∞ 〓^n=-∞ a_o・u_TD（ｔ−nT_D） ただしT_D＝１／_Dであり、u_TD（ｔ）は時間〔Ｏ，
T_D〕でのみ１となる矩形波であるとする。この
入力信号ｘ（ｔ）は変調器１０２においてPN発
生器１０３から発生される周期ＮのＭ系列符号ｐ
（ｔ）を直接変調する。即ち、変調器１０２の出
力信号をｓ（ｔ）とすれば、 ｓ（ｔ）＝ｘ（Ｔ）ｐ（ｔ） ただし ｐ（ｔ）＝_∞ 〓^K=-∞ _N-1 〓^m=0 Pm uT（ｔ−mT−kT_D） ここで、₀〕１／ＴはＭ系列符号のクロツク周波
数であり₀＝N_Dである。また｛P₀，P₁，…，
P_N-1｝は各々＋１又は−１の値をとるＭ系列を表
わす。こうしてＭ系列符号によつてスペクトラム
拡散された信号ｓ（ｔ）は伝送路１０４を介して
受信側に送られる。受信側ではよく知られている
相関検波がおこなわれる。即ち受信信号ｒ（ｔ）
を復調器１０５に供給し、PN発生器１０６から
発生される前記Ｍ系列符号と全く同じＭ系列符号
を乗積する。復調器１０５の出力は積分器１０７
に供給され、その出力は標本化回路１０８に供給
される。こうして出力端１０９には送信データｘ
（ｔ）に対する推定系列｛a^_o′｝∝_o′＝−∝が出力さ
れる。即ち、 a^_o′＝_N-1 〓^m=0 ｒ（mT＋n′NT）Pm 伝送路１０４が理想的であれば（即ちｒ（ｔ）＝ｓ
（ｔ）であれば）当然乍らa^_o′＝Na_o′となり元情
報系列ｘ（ｔ）が干渉分無して復調される。もし、
伝送路１０４に歪が存在すると、n′番目の推定デ
ータa^_o′はもはやa_o′のみの関数ではなくその前後
の送信データによる干渉分の混入した値をとる。
即ち、 a^_o′＝K₀a_o′＋_∞ 〓^{l=-∞ l≠0} K_la_o′＋ｌ (1) ただしK₀、K_±1、…は伝送路の伝達特性等により
計算される定数である。(1)式の第１項は所望の信
号Ｓであり第２項は干渉分Ｄである。信号Ｓおよ
び干渉分Ｄ各々の２乗平均をとつたものをS²およ
びD²と表わせば、²と²との比率²／²が干渉
劣化の程度を与える目安となる。前述のように、
Ｍ系列符号でスペクトラム拡散された信号ｓ（ｔ）
が伝送路１０４にて例えばフエージングの如く周
波数選択性のある干渉を受けてもｓ（ｔ）のスペ
クトラムの白色雑音性および受信側の相関検出操
作により極めて小さい²／²が得られ元の情報
が殆どそのまま復元されることは従来よく知られ
ている。本発明においては、これとは逆に、スペ
クトラム拡散された信号ｓ（ｔ）に対し積極的に
帯域制限を導入し、許容²／²比を満足する最
小の帯域でSS信号を伝送しようと試みるもので
ある。 Here, X(t)= _∞ 〓 ^n=-∞ a _o・u _TD (t−nT _D ) However, T _D =1/ _D , and u _TD (t) is time [O,
Assume that it is a rectangular wave that becomes 1 only at T _D ]. This input signal x(t) is an M-sequence code p with a period N generated from a PN generator 103 in a modulator 102.
(t) directly. That is, if the output signal of the modulator 102 is s(t), then s(t)=x(T)p(t) where p(t)= _∞ 〓 ^K=-∞ _N-1 〓 ^m=0 Pm uT(t-mT-kT _D ) Here, ₀ ]1/T is the clock frequency of the M-sequence code, and ₀ = N _D. Also {P ₀ , P ₁ ,…,
P _N-1 } represents M sequences each taking a value of +1 or -1. The signal s(t) whose spectrum has been spread by the M-sequence code in this manner is sent to the receiving side via the transmission path 104. On the receiving side, well-known correlation detection is performed. That is, the received signal r(t)
is supplied to the demodulator 105 and multiplied by an M-sequence code that is exactly the same as the M-sequence code generated from the PN generator 106. The output of the demodulator 105 is sent to the integrator 107
and its output is supplied to a sampling circuit 108. In this way, the output terminal 109 receives the transmission data x
The estimated sequence {a^ _o ′}∝ _o ′=−∝ for (t) is output. That is, a^ _o '= _N-1 〓 ^m=0 r(mT+n'NT)Pm If the transmission line 104 is ideal (i.e., r(t)=s
(t)) Of course, a^ _o '= _Nao ', and the original information sequence x(t) is demodulated without any interference. if,
When distortion exists in the transmission path 104, the n'th estimated data a^ _o ' is no longer a function of only _ao ', but takes a value mixed with interference from the transmitted data before and after it.
That is, a^ _o ′=K ₀ a _o ′+ _∞ 〓 ^{l=-∞ l≠0} K _l a _o ′+l (1) However, K ₀ , K _±1 , ... are calculated based on the transfer characteristics of the transmission path, etc. is a constant. The first term in equation (1) is the desired signal S, and the second term is the interference D. If the root mean squares of the signal S and the interference D are expressed as S ² and D ² , the ratio of ² to ² , ^{2/2 ,} becomes a measure of the degree of interference deterioration. As aforementioned,
Signal s(t) spread spectrum with M-sequence code
Even if it receives frequency-selective interference such as fading in the transmission path 104, due to the white noise nature of the spectrum of s(t) and the correlation detection operation on the receiving side, an extremely ^{small 2/2} can be obtained and the original information It is well known that the image can be restored almost unchanged. In the present invention, on the contrary, band limitation is actively introduced to the spread spectrum signal s(t), and an attempt is made to transmit the SS signal in the minimum band that satisfies the allowable ^2/2 ratio ^. It is something.

第２図は、伝送路の伝送帯域〔₁，₁＋Ｂ〕を
変化させた時の²／²比の計算例を示したもの
である。第２図において、横軸はＭ系列のクロツ
ク周波数₀で正規化した伝送帯域の下端₁を表わ
し、縦軸は²／²をデシベル表示した量を表わ
し、特性２０１、２０２および２０３は、₀で正
規化された帯域幅Ｂが各々0.5、0.25、0.125の時
の²／²の変化の様子を示している。 FIG. 2 shows an example of calculating ^{the 2/2 ratio} when changing the transmission band [ ₁ , ₁ +B] of the transmission line. In Fig. 2, the horizontal ^axis represents the lower end ₁ of the transmission band normalized with the M-series clock frequency ₀ , and the vertical axis represents ^2/2 in _decibels . It shows how the normalized bandwidth B changes by ^2/2 when it is 0.5, 0.25, and 0.125 ^, respectively.

第２図から明きらかなように、²／²は伝送
帯域の下端₁には殆ど依存せず伝送帯域Ｂのみで
決定される。このように、Ｍ系列符号にてスペク
トラム拡散されたSS信号には、その帯域内の全
ての周波数成分に元の情報が均一に拡散されてい
る。 As is clear from FIG. ² , ^2/2 hardly depends on the lower end ₁ of the transmission band and is determined only by the transmission band B. In this way, in the SS signal whose spectrum is spread using the M-sequence code, the original information is uniformly spread over all frequency components within the band.

本発明は、このような情報均一拡散性を利用し
てSS信号を狭帯域にて伝送しようとするもので
あり、更にその伝送帯域を互いに異なつたビツト
シフトＭ系列符号の割当てられた複数の加入者に
より共用する帯域分割形SS多重通信系を実現す
るものである。 The present invention attempts to transmit SS signals in a narrow band by utilizing such information uniform dispersion property, and furthermore, the transmission band is transmitted to a plurality of subscribers who are assigned different bit shift M-sequence codes. This realizes a shared band-splitting SS multiplex communication system.

第３図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図である。参照番号３０１（ｉ，ｊ）（ただし１
≦ｉ≦Ｌ、１≦ｊ≦Ｎ）は各々第（ｉ，ｊ）番目
の加入者信号が入力される第（ｉ，ｊ）入力端を
表わし、参照番号３０２(i)は第（ｉ，１）番目か
ら第（ｉ，Ｎ）番目の加入者信号によりビツトシ
フトした複数個のＭ系列を変調して第ｉ番目の
SS信号を出力するｉ番目のSS変調多重装置を表
わす。参照番号３０３(i)は第ｉ番目のSS変調多
重装置３０２(i)に変調用Ｍ系列のフレーム同期信
号を供給すると共に同期受信用のＭ系列符号を第
ｉ番目の加算回路３０４(i)に供給するため第ｉ番
目の同期信号発生回路を表わし、参照番号３０５
(i)は同期受信用Ｍ系列符号の重畳された第ｉ番目
のSS信号から予め定められた第ｉ番目の帯域Bi
内の成分のみを取り出す第ｉ番目の送信側帯域制
限フイルタを表をす。こうして得られた帯域B₁，
B₂，…，B_Lの各信号は全て加算合成回路３０６
で加算されたのち伝送路３０７に送出される。受
信側では上記と全く逆の変換が行われる。即ち、
受信信号はまず第１番目から第Ｌ番目の受信側帯
域制限フイルタ３０８(1)から３０８（Ｌ）に各々
入力される。第ｉ番目の受信側帯域制限フイルタ
３０８(i)は受信信号から第ｉ番目の帯域Bi内の
成分を取り出す。第ｉ番の同期回路３０９(i)は第
ｉ番目の受信側帯域制限フイルタ３０８(i)の出力
より前記同期受信用Ｍ系列符号を検出して復調用
Ｍ系列のフレーム同期を確立し、そのフレーム同
期情報を第ｉ番目のSS復調装置３１０(i)に供給
する。SS復調装置３１０(i)はビツトシフトして
得た複数個のＭ系列を用いて元の加入者信号を相
関検出し、第（ｉ，ｊ）加入者信号に対応する復
調信号を出力端子３１１（ｉ，ｊ）に出力する。 FIG. 3 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. Reference number 301 (i, j) (however 1
≦i≦L, 1≦j≦N) respectively represent the (i, j)-th input terminal into which the (i, j)-th subscriber signal is input, and reference number 302(i) represents the (i, j)-th input terminal. 1) Modulate a plurality of bit-shifted M sequences by the (i, N)th subscriber signals to generate the i-th
It represents the i-th SS modulation multiplexer that outputs the SS signal. Reference number 303(i) supplies an M-sequence frame synchronization signal for modulation to the i-th SS modulation/multiplexer 302(i), and also supplies an M-sequence code for synchronous reception to the i-th addition circuit 304(i). 305 represents the i-th synchronization signal generation circuit for supplying the
(i) is the predetermined i-th band Bi from the i-th SS signal on which the M-sequence code for synchronous reception is superimposed.
The i-th transmitting side band-limiting filter that extracts only the components within is shown below. The band B ₁ obtained in this way,
Each signal of B ₂ ,..., B _L is all added to the addition synthesis circuit 306
After being added, the signals are sent to the transmission path 307. On the receiving side, a conversion that is completely opposite to the above is performed. That is,
The received signal is first input to the first to Lth receiving side band limiting filters 308(1) to 308(L), respectively. The i-th receiving side band limiting filter 308(i) extracts the component within the i-th band Bi from the received signal. The i-th synchronization circuit 309(i) detects the M-sequence code for synchronous reception from the output of the i-th receiving side band limiting filter 308(i), establishes frame synchronization of the M-sequence for demodulation, and The frame synchronization information is supplied to the i-th SS demodulator 310(i). The SS demodulator 310(i) performs correlation detection on the original subscriber signal using a plurality of M sequences obtained by bit shifting, and outputs the demodulated signal corresponding to the (i, j)th subscriber signal to the output terminal 311(i). i, j).

第４図は、第３図の伝送路３０７に送り出され
た送信信号のスペクトルを表わす図であり、参照
番号４０１(2)は、２番目の帯域B₂に帯域制限さ
れたSS信号を表わし、４０２(2)は同じ帯域B₂に
帯域制限された同期受信用Ｍ系列符号のスペクト
ラムを表わす。 FIG. 4 is a diagram showing the spectrum of the transmission signal sent out to the transmission path ₃₀₇ in FIG. 402(2) represents the spectrum of the M-sequence code for synchronous reception that is band-limited to the same band _B2 .

第３図においてｉ番目のSS変調多重装置３０
２(i)では、複数個の変調用PN符号として予め定
められた周期ＮのＭ系列符号P₀（ｔ）、およびこ
れを順次ビツトシフトして得られるＭ系列符号Pi
（ｔ）、P₂（ｔ）、…、P_N-1（ｔ）が用いられる。従
つてｉ番目のSS変調多重装置３０２(i)の出力と
して得られるｉ番目のSS信号ｓ（ｔ）は、 ｓ（ｔ）＝_N 〓^K=1 a_k（ｔ）・P_k-1（ｔ） と表わされる。但しa_k（ｔ）は第（ｉ，ｋ）加入
者信号である。ここで、ｉ番目の送信側帯域制限
フイルタ３０５(i)と受信側帯域制限フイルタ３０
８(i)とで構成される狭帯域伝送路の伝達関数をＨ
（ω）とし、そのインパルス応答をｋ（ｔ）とすれ
ば、SS信号ｓ（ｔ）をこの狭帯域伝送路に通して
得られる出力s′（ｔ）は、 s′（ｔ）＝_N 〓^K=1 〔a_k（ｔ） ・P_k-1（ｔ）〕〓ｈ（ｔ） と表わされる。ここで記号〓は畳み込み積分を表
わす。受信側のｉ番目の復調装置３１０(i)のｊ番
目の出力端３１１（ｉ，ｊ）には上記の信号
s′（ｔ）とＭ系列符号Pj（ｔ）との相関出力ｒ（ｔ）
が得られる。即ち、ＴをＭ系列符号のクロツク周
期として、 ｒ（ｔ）＝∫^NT ₀P_j（ｔ）s′（ｔ）dt このｒ（ｔ）には、所望の信号r₀（ｔ）とチヤネ間
干渉分Ｗ（ｔ）が含まれている。 In FIG. 3, the i-th SS modulation multiplexer 30
2(i), an M-sequence code P ₀ (t) with a predetermined period N as a plurality of modulation PN codes, and an M-sequence code Pi obtained by sequentially bit-shifting this
(t), P ₂ (t), ..., P _N-1 (t) are used. Therefore, the i-th SS signal s(t) obtained as the output of the i-th SS modulation multiplexer 302(i) is as follows: s(t)= _N 〓 ^K=1 a _k (t)・P _k-1 ( t). However, a _k (t) is the (i, k)th subscriber signal. Here, the i-th transmitting side band limiting filter 305(i) and the receiving side band limiting filter 30
The transfer function of the narrowband transmission line composed of 8(i) and
(ω) and its impulse response as k(t), the output s′(t) obtained by passing the SS signal s(t) through this narrowband transmission path is s′(t) = _N 〓 It is expressed as ^K=1 [a _k (t) ・P _k-1 (t)] = h(t). Here, the symbol 〓 represents a convolution integral. The above signal is sent to the j-th output terminal 311 (i, j) of the i-th demodulator 310 (i) on the receiving side.
Correlation output r(t) between s′(t) and M-sequence code Pj(t)
is obtained. That is, where T is the clock period of the M-sequence code, r(t)=∫ ^NT ₀ P _j (t) s'(t) dt This r(t) has the relationship between the desired signal r ₀ (t) and the channel. An interference component W(t) is included.

即ち r₀（ｔ）＝∫^NT ₀P_j（ｔ）・〔aj（ｔ）
・P_j-1（ｔ）〕〓ｈ（ｔ）・dt Ｗ（ｔ）＝ｒ（ｔ）−r₀（ｔ） 相関出力ｒ（ｔ）をNT秒毎に標本化すれば、元
の情報a_j（ｔ）の復調標本値を得ることができる
が、この標本値には符号間干渉およびチヤネル間
干渉が含まれている。即ち、r₀（ｔ）の標本値に
はＨ（ω）の狭帯域性によつて生ずる符号間干渉
項が混入し、Ｗ（ｔ）の標本値はチヤネル間干渉
分を与える。所望標本値をＳ、符号間干渉分を
D₁、チヤネル間干渉分をD₂とし、更に、 ²＝² ₁＋² ₂ なる総干渉量²を定義すると、²／²は(1)式に
おける議論と同様に、Ｈ（ω）の帯域Ｂおよび帯
域下端₁の関数として表わされる。第５図は、前
記Ｍ系列として127ビツト長のＭ系列を考え、こ
れをビツトシフトしたＭ系列で127加入者信号を
SS多重した場合の²／²の計算例を示した図で
あり、縦軸は²／²をデシベル表示した量を示
し、横軸はＨ（ω）の帯域下端₁をクロツク周波
数₀にて正規化した量を示している。また、特性
５０１および５０２はＢ＝0.25₀およびＢ＝
0.125₀の場合の²／²の変化を各々示している。
第５図から明きらかに、この場合の²／²も帯
域Ｂに強く依存し、帯域内の全ての周波数成分の
位置に対する依存性はその帯域周波数成分が₀／
２を含まない限り皆無である。例えば、上記の例
で〔０，₀〕の全伝送帯域を４分割したとすると
〔即ち、第３図にてＬ＝４）この時、第３図に示
した本発明の帯域分割形スペクトラム拡散多重通
信方式では呼率0.1有音率0.25の加入者を総計５
０８収容でき、しかも受信²／²比として16dB
という高い値が実現できる。That is, r ₀ (t)=∫ ^NT ₀ P _j (t)・[aj(t)
・P _j-1 (t)〓h(t)・dt W(t)=r(t)−r ₀ (t) If the correlation output r(t) is sampled every NT seconds, the original information A demodulated sample value of a _j (t) can be obtained, but this sample value includes inter-symbol interference and inter-channel interference. That is, the sampled value of r ₀ (t) is mixed with an intersymbol interference term caused by the narrowband nature of H(ω), and the sampled value of W(t) gives an interchannel interference component. The desired sample value is S, and the intersymbol interference is
Let D ₁ be the inter-channel interference, and let D ₂ be the inter-channel interference, and further define the total amount of interference ² as ² = ² ₁ + ² _2. As in the discussion in equation (1), ^2/2 is the band of H(ω) ^. B and the lower end of the band ₁ . Figure 5 shows that a 127-bit long M sequence is considered as the M sequence, and a 127 subscriber signal is generated by bit-shifting the M sequence.
This is a diagram showing an example of calculating ^2/2 when SS is multiplexed. The vertical ^axis shows the amount expressed in decibels, and ^the horizontal axis shows the normalization of the lower end of the band ₁ of H(ω) at clock ^frequency _0. It shows the amount that has changed. Also, the characteristics 501 and 502 are B=0.25 ₀ and B=
Each shows ^{a 2/2} change in the case of 0.125 ₀ .
It is clear from FIG. 5 that ^2/2 in this case also strongly depends on band ^B , and the dependence on the position of all frequency components within the band is such that the band frequency components are _0/2 .
There are none unless 2 is included. For example, if the entire transmission band of [0, ₀ ] is divided into four in the above example (that is, L = 4 in FIG. 3), then the band division type spread spectrum of the present invention shown in FIG. In the multiplex communication system, there are a total of 5 subscribers with a call rate of 0.1 and an active voice rate of 0.25.
08 can be accommodated, and ^{the reception 2/2 ratio} is 16dB.
This high value can be achieved.

第６図は本発明の第２の実施例を示すブロツク
図である。第６図に示した第２の実施例において
は、ハイウエイ６０７に結合回路６０６(1)から６
０６(L)によりSS端末６０８(1)から６０８(L)が結
合されている。第６図において、参照番号６０８
(i)は第ｉ番目のSS端末を表わし、SS端末を構成
する各構成要素６０２(k)、６０３(k)、６０４(k)、
６０５(k)は各々第３図の構成要素３０２(k)、３０
３(k)、３０４(k)、３０５(k)と全く同一構成を有し
ている。受信局６０９ではハイウエイ６０７から
得られた信号から各帯域素片を検出して加入者信
号を全て復元する。受信局６０９は例えば第３図
の受信側のみをそのまま用いて構成される。 FIG. 6 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention. In the second embodiment shown in FIG.
06(L) connects SS terminals 608(1) to 608(L). In FIG. 6, reference number 608
(i) represents the i-th SS terminal, and each component 602(k), 603(k), 604(k) forming the SS terminal,
605(k) are components 302(k) and 30 of FIG. 3, respectively.
It has exactly the same configuration as 3(k), 304(k), and 305(k). The receiving station 609 detects each band element from the signal obtained from the highway 607 and restores all subscriber signals. The receiving station 609 is configured, for example, by using only the receiving side shown in FIG. 3 as is.

第７図は本発明の第３の実施例を示すブロツク
図である。入力端７０１（１、１）から７０１
（Ｌ、Ｎ）および出力端７１１（１、１）から７
１１（Ｌ、Ｎ）は各々第３図の入力端３０１
（１、１）から３０１（Ｌ、Ｎ）および出力端３
１１（１、１）から３１１（Ｌ、Ｎ）に対応する
端子である。構成要素７０１(L)、７０５(1)から７
０５(L)、７０６、７０７、７０８(1)から７０８
(L)、７１０(1)から７１０(L)は各々第３図の構成要
素３０２(1)から３０２(L)、３０５(1)から３０５
(L)、３０６、３０７、３０８(1)から３０８(L)、３
１０(1)から３１０(L)と全く同一構成を有する。第
３図の実施例と第７図の実施例との相異は、Ｍ系
列のフレーム同期信号の挿入法の差異にある。即
ち、第７図の実施例においては、送信側同期回路
７０３から全てのSS変調多重装置７０２(1)、７
０２(2)、…、７０２(L)に共通にSS変調用Ｍ系列
の同期情報を供給すると同時に送信側同期回路７
０３は該SS変調用Ｍ系列とは同一周期を有する
が、異なつた生成多項式より発生された同期用Ｍ
系列を伝送路７０７に送出する。受信側では、受
信側同期回路７０９において、該同期用Ｍ系列が
検出されSS復調用Ｍ系列に対するフレーム同期
が確立される。受信側同期回路７０９は更に、こ
のフレーム同期情報を全てのSS復調装置７１０
(1)から７１０(L)に供給する。 FIG. 7 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. Input terminal 701 (1, 1) to 701
(L, N) and output terminals 711 (1, 1) to 7
11 (L, N) are the input terminals 301 in FIG.
(1, 1) to 301 (L, N) and output end 3
These are terminals corresponding to 11 (1, 1) to 311 (L, N). Components 701(L), 705(1) to 7
05(L), 706, 707, 708(1) to 708
(L), 710(1) to 710(L) are the components 302(1) to 302(L), 305(1) to 305 of FIG. 3, respectively.
(L), 306, 307, 308(1) to 308(L), 3
It has exactly the same configuration as 10(1) to 310(L). The difference between the embodiment of FIG. 3 and the embodiment of FIG. 7 lies in the method of inserting the M-sequence frame synchronization signal. That is, in the embodiment shown in FIG.
02 (2), ..., 702 (L) in common, the transmission side synchronization circuit 7
03 has the same period as the SS modulation M sequence, but is generated from a different generating polynomial.
The sequence is sent to transmission line 707. On the receiving side, the receiving side synchronization circuit 709 detects the M sequence for synchronization and establishes frame synchronization with the M sequence for SS demodulation. The receiving side synchronization circuit 709 further transmits this frame synchronization information to all SS demodulators 710.
Supply from (1) to 710(L).

第７図の実施例においては、上記説明から明き
らかなように、送信側同期回路７０３および受信
側同期回路７０９が全ての加入者群に対して共通
に使用されるという特長を有する。 As is clear from the above description, the embodiment shown in FIG. 7 has the advantage that the transmitting side synchronizing circuit 703 and the receiving side synchronizing circuit 709 are commonly used for all subscriber groups.

第８図は本発明の第４の実施例を示すブロツク
図である。この実施例においては、第６図に示し
た本発明の第２の実施例と同様、伝送路がハイウ
エイ８０７として存在し、ハイウエイ８０７上に
分岐結合回路８０６(1)から８０６(L)にて結合され
たSS端末８０９(1)乃至８０９(L)が点在している。
第８図において、参照番号８０９(k)はｋ番目の
SS端末を表わし、このSS端末８０９(k)は、SS変
調多重装置８０２(k)、送信側帯域制限フイルタ８
０５(k)および同期回路８０３(k)とから構成されて
いる。ハイウエイ８０７の一端には、各SS変調
多重装置で用いられる変調用Ｍ系列と同一周期で
あるが異なる生成多項式を有する同期用Ｍ系列を
ハイウエイ上８０７に送出する同期信号発生回路
８０８が接続され、ハイウエイ８０７の他端は、
受信局８１０に接続されている。ｋ番目のSS端
末８０９(k)の同期回路８０３(k)では分岐結合回路
８０６(k)を介して受信したハイウエイ上の信号か
ら前記同期用Ｍ系列を検出し、変調用Ｍ系列に対
するフレーム同期を確立し、こうして得られたフ
レーム同期情報をSS変調多重装置８０２(k)に供
給する。受信局８１０は、例えば第７図の受信側
のみをそのまま用いて構成される。 FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, similarly to the second embodiment of the present invention shown in FIG. Combined SS terminals 809(1) to 809(L) are scattered.
In FIG. 8, reference number 809(k) indicates the kth
This SS terminal 809(k) includes an SS modulation/multiplexer 802(k), a transmitting side band limiting filter 8
05(k) and a synchronous circuit 803(k). A synchronization signal generation circuit 808 is connected to one end of the highway 807, and transmits a synchronization M sequence having the same period as the modulation M sequence used in each SS modulation/multiplexer but a different generation polynomial onto the highway 807, The other end of Highway 807 is
It is connected to a receiving station 810. The synchronization circuit 803(k) of the k-th SS terminal 809(k) detects the synchronization M sequence from the highway signal received via the branching and coupling circuit 806(k), and performs frame synchronization with respect to the modulation M sequence. is established, and the frame synchronization information thus obtained is supplied to the SS modulation/multiplexer 802(k). The receiving station 810 is configured, for example, by using only the receiving side shown in FIG. 7 as is.

以上の実施例において、SS変調用Ｍ系列の同
期のために同期用Ｍ系列を用いてきた。しかし、
伝送帯域に余裕のある場合は、空き帯域を用いて
同期情報の授受を行うこともできる。例えば、第
１０図のスペクトル図の如く全伝送帯域を同期情
報用部分帯域B_Sおよび４個の加入者群に対する
SS多重通信用部分帯域B₁，B₂，B₃，B₄とに分割
し、部分帯域B_Sを用いて伝送される同期情報を
担つた信号として第９図ｄに示す信号を用いるこ
とが可能である。即ち、第９図においてａはSS
変復調用Ｍ系列波形を表わし、参照数字９０１で
示される時間間隔は、このＭ系列の周期長T_Mで
ある。波形ｂはこのＭ系列に対する同期信号であ
り、周期T_Mの繰返し矩形波である。波形ｃは該
Ｍ系列のクロツク周波数₀の半分の周波数₀／２
を有する正弦波であり、(d)は該正弦波を同期信号
ｂにより変調して得られる同期情報伝送用信号波
形である。この同期情報伝送用信号は、第１０図
に示されるような離散スペクトル１００５を有
し、部分帯域B₁，B₂，B₃，B₄上で伝送される各
SS多重信号１００１、１００２、１００３、１
００４と共に受信側に送られる。受信側の同期回
路では帯域フイルタにより帯域B_S内の同期情報
伝送用信号を取り出しこれを２乗して中心周波数
₀の狭帯域フイルタによりクロツク成分₀を抽出
すると共に、該同期情報伝送用信号を周波数₀／
２の正弦波にて復調することにより第９図ｅに示
すような受信側同期信号を得ることができる。 In the above embodiments, the synchronization M sequence has been used to synchronize the SS modulation M sequence. but,
If there is sufficient transmission band, it is also possible to send and receive synchronization information using the free band. For example, as shown in the spectrum diagram of Fig. 10, the entire transmission band is divided into a subband B S for synchronization information and a subband B _S for 4 subscriber groups.
It is possible to use the signal shown in FIG. 9d as a signal carrying synchronization information that is divided into partial bands B ₁ , B ₂ , B ₃ , and B ₄ for SS multiplex communication and transmitted using partial band B _S. It is possible. That is, in Fig. 9, a is SS
The time interval representing the modulation/demodulation M-sequence waveform and indicated by reference numeral 901 is the period length T _M of this M-sequence. Waveform b is a synchronization signal for this M sequence, and is a repetitive rectangular wave with a period T _M. Waveform c has a frequency _0/2 which is half of the clock frequency ₀ of the M series.
(d) is a signal waveform for synchronous information transmission obtained by modulating the sine wave with the synchronous signal b. This synchronization information transmission signal _{has a} discrete spectrum 1005 as _shown in _FIG .
SS multiplex signal 1001, 1002, 1003, 1
004 and is sent to the receiving side. In the synchronization circuit on the receiving side, a bandpass filter extracts the synchronization information transmission signal within the band B _S and squares it to determine the center frequency.
At the same time, the clock component ₀ is extracted by a narrow band filter with a frequency of _{0/0 .}
By demodulating with the 2 sine wave, a receiving side synchronization signal as shown in FIG. 9e can be obtained.

以上のように、本発明によるビツトシフトＭ系
列を用いた帯域分割形スペクトラム拡散多重通信
方式を用いれば、帯域使用効率の高いSS多重通
信を行うことができる。また本発明では帯域を分
割しているため各SS端末において変調用PN符号
として使用するＭ系列はどのSS端末でも使用で
きる。従つて端末装置の共通化、標準化が容易で
ある。 As described above, by using the band division type spread spectrum multiplex communication system using the bit-shifted M sequence according to the present invention, SS multiplex communication with high band usage efficiency can be performed. Furthermore, in the present invention, since the band is divided, the M sequence used as a modulation PN code in each SS terminal can be used by any SS terminal. Therefore, it is easy to share and standardize terminal devices.

なお、本発明の実施例では、説明の便宜上、送
信端末と受信端末とを分離した構成を示した。し
かし、送信および受信を一体とした変復調端末と
する構成も考えられ、こうした全ての実施様態は
本発明の要旨を逸脱しない限り本発明に当然含ま
れるものである。 In addition, in the embodiment of the present invention, for convenience of explanation, a configuration in which the transmitting terminal and the receiving terminal are separated is shown. However, a configuration in which a modulation/demodulation terminal is used that integrates transmission and reception is also conceivable, and all such embodiments are naturally included in the present invention as long as they do not depart from the gist of the present invention.

更に、本発明では、特にSS変復調用PN符号あ
るいは同期用PN符号としてＭ系列を用いた場合
を対象としているが、PN符号として、あるＭ系
列の１フレーム内に数ビツトの冗長ビツトを割当
てたような擬似Ｍ系列を用いた場合であつてもそ
の擬似Ｍ系列が殆ど完全に元の白色雑音性を保持
している限り本発明に含まれる。また、本発明で
は、各部分帯域に多重化される信号数を全てＮと
しているが、各部分帯域に多重化される信号数を
異ならせることも可能である。 Furthermore, although the present invention is particularly aimed at the case where an M sequence is used as a PN code for SS modulation/demodulation or a PN code for synchronization, it is possible to allocate several redundant bits within one frame of a certain M sequence as a PN code. Even when such a pseudo M-sequence is used, it is included in the present invention as long as the pseudo-M-sequence almost completely retains the original white noise property. Furthermore, in the present invention, the number of signals multiplexed in each partial band is all N, but it is also possible to vary the number of signals multiplexed in each partial band.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は直接法を用いたスペクトラム拡散変復
調器の一般的な構成を示すブロツク図、第２図は
単一のSS信号における、²／²比と伝送帯域と
の関係を示した計算例、第３図は本発明の第１の
実施例を示すブロツク図、第４図は第３図の伝送
路３０７に送出された信号のスペクトラムを表わ
す図、第５図は、第３図に示した第１の実施例に
おける受信D²／S²比を伝送帯域に対してプロツ
トした図、第６図、第７図、第８図は本発明の第
２、第３、第４の実施例を示すブロツク図、第９
図および第１０図は本発明の帯域分割形スペクト
ラム拡散多重通信方式において特に空帯域を利用
して同期情報を伝送する方法について説明するた
めの波形図およびスペクトル図である。 図において１０２…変調器、１０４…伝送路、
１０５…復調器、１０３，１０６…PN発生器、
１０７…リセツト積分器、１０８…標本化回路、
３０２(1)〜３０２(L)…Ｌ個のSS変調多重装置、
３０３(1)〜３０３(L)…Ｌ個の同期信号発生回路、
３０４(1)〜３０４(L)…Ｌ個の加算回路、３０５(1)
〜３０５(L)…第１番目乃至第Ｌ番目の送信側帯域
制限フイルタ、３０６…加算合成回路、３０７…
伝送路、３０８(1)〜３０８(L)…第１番目乃至第Ｌ
番目の受信側帯域制限フイルタ、３０９(1)〜３０
９(L)…Ｌ個の同期回路、３１０(1)〜３１０(L)…Ｌ
個のSS復調装置、６０６(1)〜６０６(L)…Ｌ個の
結合回路、６０７…ハイウエイ、６０８(1)〜６０
８(L)…Ｌ個のSS端末、６０９…受信局、７０２
(1)〜７０２(L)…Ｌ個のSS変調多重装置、７０３
…送信側同期回路、７０５(1)〜７０５(L)…第１番
目乃至第Ｌ番目の送信側帯域制限フイルタ、７０
６…加算合成回路、７０７…伝送路、７０８(1)〜
７０８(L)…第１番目乃至第Ｌ番目の受信側帯域制
限フイルタ、７０９…受信側同期回路、７１０(1)
〜７１０(L)…Ｌ個のSS復調装置、８０６(1)〜８
０６(L)…Ｌ個の分岐結合回路、８０７…ハイウエ
イ、８０８…同期信号発生回路、８０９(1)〜８０
９(L)…Ｌ個のSS端末、８１０…受信局。 Figure 1 is a block diagram showing the general configuration of a spread spectrum modulator/demodulator using the direct method. Figure 2 is a calculation example showing the relationship between ^{the 2/2} ratio and the transmission band for a single SS signal. FIG. 3 is a block diagram showing the first embodiment of the present invention, FIG. 4 is a diagram showing the spectrum of the signal sent to the transmission line 307 in FIG. 3, and FIG. Figures 6, 7, and 8 plot the received D ² /S ² ratio in the first embodiment against the transmission band, and show the second, third, and fourth embodiments of the present invention. Block diagram shown, No. 9
1 and 10 are a waveform diagram and a spectrum diagram for explaining a method of transmitting synchronization information by particularly utilizing an empty band in the band division type spread spectrum multiplexing communication system of the present invention. In the figure, 102...modulator, 104...transmission line,
105... Demodulator, 103, 106... PN generator,
107...Reset integrator, 108...Sampling circuit,
302(1) to 302(L)...L SS modulation multiplexing devices,
303(1) to 303(L)...L synchronization signal generation circuits,
304(1) to 304(L)...L adder circuits, 305(1)
~305(L)...1st to L-th transmitting side band limiting filters, 306...addition/synthesis circuit, 307...
Transmission line, 308(1) to 308(L)...1st to Lth
th receiving side band limit filter, 309(1) to 30
9(L)...L synchronous circuits, 310(1) to 310(L)...L
SS demodulators, 606(1) to 606(L)...L coupling circuits, 607...highway, 608(1) to 60
8(L)...L SS terminals, 609...Receiving station, 702
(1) to 702(L)...L SS modulation multiplexers, 703
...Sending side synchronization circuit, 705(1) to 705(L)...1st to Lth sending side band limiting filter, 70
6... Addition synthesis circuit, 707... Transmission line, 708(1)~
708(L)...1st to Lth reception side band limiting filters, 709...Reception side synchronization circuit, 710(1)
~710(L)...L SS demodulators, 806(1)~8
06(L)...L branch coupling circuits, 807...Highway, 808...Synchronization signal generation circuit, 809(1) to 80
9(L)...L SS terminals, 810...receiving station.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 予め定めた最大長系列符号をビツトシフトし
て得られる複数個の最大長系列符号をＮ個（Ｎ≧
４）の加入者に変復調用符号として割当てるスペ
クトラム拡散多重通信方式において、前記Ｎ個の
加入者を各々ｍ個（ｍ≧２）以上の加入者からな
るＬ個（Ｌ≧２）の加入者群S₁，S₂，…，S_Lに分
割するとともに伝送路の全伝送帯域をＬ個の部分
伝送帯域B₁，B₂，…，B_Lに分割し、前記加入者
群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番目の加入者群S_K内のｍ個
の加入者から発信されたデータを前記予め定めた
最大長系列符号の所定のビツトシフトにより得た
最大長系列符号でそれぞれ乗積変調して前記加入
者群S_Kのｍ個の被変調信号を形成し、前記ｍ個
の被変調信号を加算合成したのち帯域フイルタに
より濾波して前記Ｋ番目の部分伝送帯域B_Kを介
して伝送し、受信側では予め備えられたＬ個の帯
域フイルタのうちｋ番目の帯域フイルタにより前
記ｋ番目の部分帯域B_Kの信号を抽出し、前記の
予め定められた最大長系列符号のビツトシフトに
より得た復調用符号にて相関検波を行うことによ
り前記Ｋ番目の加入者群S_K内のｍ個の加入者か
ら発信された各々のデータを復調することを特徴
とする帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方
式。 ２ 予め定められた変復調用の第１の最大長系列
符号と、該第１の最大長系列符号と同一周期長を
有し異なる生成多項式により発生された同期用の
第２の最大長系列符号とを用い前記第１の最大長
系列符号をビツトシフトして得られる複数個の最
大長系列符号をＮ個（Ｎ≧４）の加入者に変復調
用符号として割当てるスペクトラム拡散多重通信
方式において、前記Ｎ個の加入者を各々ｍ個（ｍ
≧２）以上の加入者からなるＬ個（Ｌ≧２）の加
入者群S₁，S₂，…，S_Lに分割するとともに伝送路
の全伝送帯域をＬ個の部分伝送帯域B₁，B₂，…，
B_Lに分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番
目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信され
たデータを前記第１の最大長系列符号の所定のビ
ツトシフトにより得た最大長系列符号でそれぞれ
乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変調信
号を形成し、前記ｍ個の被変調信号と前記第２の
最大長系列を加算合成したのち帯域フイルタによ
り濾波して前記Ｋ番目の部分伝送帯域B_Kを介し
て伝送し、受信側では予め備えられたＬ個の帯域
フイルタのうちｋ番目の帯域フイルタにより前記
Ｋ番目の部分帯域B_K内の信号を抽出し、前記第
２の最大長系列符号を用いて最大長系列フレーム
同期を確立したのち、前記第１の最大長系列符号
をビツトシフトして得られる復調用符号にて相関
検波を行うことにより前記ｋ番目の加入者群S_K
内のｍ個の加入者から発信されたデータを復調す
ることを特徴とする帯域分割形スペクトラム拡散
多重通信方式。 ３ 予め定められた変復調用の第１の最大長系列
符号と、該第１の最大長系列符号と同一周期長を
有し異なる生成多項式により発生された同期用の
第２の最大長系列符号とを用い前記第１の最大長
系列符号をビツトシフトして得られる複数個の最
大長系列符号をＮ個（Ｎ≧４）の加入者に変復調
用符号として割当てるスペクトラム拡散多重通信
方式において、前記Ｎ個の加入者を各々ｍ個（ｍ
≧２）以上の加入者からなるＬ個（Ｌ≧２）の加
入者群S₁，S₂，…，S_Lに分割するとともに伝送路
の全伝送帯域をＬ個の部分伝送帯域B₁，B₂，…，
B_Lに分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）番
目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信され
たデータを前記予め定められた最大長系列符号の
ビツトシフトにより得た最大長系列符号でそれぞ
れ乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変調
信号を形成し、前記ｍ個の被変調信号を加算合成
したのち帯域フイルタにより濾波して、前記加入
者群S_K用帯域信号を形成し、このようにして形
成された前記Ｌ個の加入者群対応の帯域信号と前
記同期用の第２のＭ系列符号とを加算合成して伝
送し、受信側では、前記第２の最大長系列符号を
用いて最大長系列フレーム同期を確立したのち予
め備えられたＬ個の帯域フイルタのうちＫ番目の
フイルタにより前記Ｋ番目の帯域信号内の信号を
抽出し、前記第１の最大長系列符号をビツトシフ
トして得られる復調用符号にて相関検波を行うこ
とにより前記Ｋ番目の加入者群S_K内のｍ個の加
入者から発信されたデータを復調することを特徴
とする帯域分割形スペクトラム拡散多重通信方
式。 ４ 予め定められた最大長系列符号をビツトシフ
トして得られる複数個の最大長系列符号をＮ個
（Ｎ≧４）の加入者に変復調符号として割当てる
スペクトラム拡散多重通信方式において、前記Ｎ
個の加入者を各々ｍ個（ｍ≧２）以上の加入者か
らなるＬ個（Ｌ≧２）の加入者群S₁，S₂，…S_Lに
分割するとともに伝送路の全伝送帯域をＬ個の部
分伝送帯域B₁，B₂，…，B_Lおよび同期信号用部
分帯域に分割し、前記加入者群の中のＫ（Ｋ≦Ｌ）
番目の加入者群S_K内のｍ個の加入者から発信さ
れたデータを前記予め定められた最大長系列符号
のビツトシフトにより得た最大長系列符号でそれ
ぞれ乗積変調して前記加入者群S_Kのｍ個の被変
調信号を形成し、前記ｍ個の被変調信号を加算合
成したのち帯域フイルタにより濾波して前記Ｋ番
目の部分伝送帯域B_Kを介して伝送し、受信側で
は前記同期信号用部分帯域を介して伝送された同
期信号を用いて最大長系列フレーム同期を確立し
た後、予め備えられたＬ個の帯域フイルタのうち
Ｋ番目の帯域フイルタにより前記Ｋ番目の部分帯
域B_K内の信号を抽出し、前記最大長系列符号を
ビツトシフトして得られる復調用符号にて相関検
波を行うことにより前記Ｋ番目の加入者群S_K内
のｍ個の加入者から発信されたデータを復調する
ことを特徴とする帯域分割形スペクトラム拡散多
重通信方式。[Scope of Claims] 1 A plurality of maximum length sequence codes obtained by bit shifting a predetermined maximum length sequence code are N (N≧
4) In the spread spectrum multiplexing communication system in which codes for modulation and demodulation are assigned to subscribers, the N subscribers are each divided into L subscriber groups (L≧2) each consisting of m (m≧2) or more subscribers. S ₁ , S ₂ , ..., S _L and the entire transmission band of the transmission path is divided into L partial transmission bands B ₁ , B ₂ , ..., B _L , and The data transmitted from the m subscribers in the K≦L)-th subscriber group S _K is multiplicatively modulated using a maximum length sequence code obtained by a predetermined bit shift of the predetermined maximum length sequence code. forming m modulated signals of the subscriber group S _K , adding and combining the m modulated signals, filtering with a bandpass filter, and transmitting through the K-th partial transmission band B _K ; On the receiving side, the signal of the k-th partial band B _K is extracted by the k-th band filter among the L band filters provided in advance, and the signal is demodulated by bit-shifting the predetermined maximum length sequence code. A band division type spread spectrum multiplexing communication system characterized in that each data transmitted from the m subscribers in the Kth subscriber group S _K is demodulated by performing correlation detection using a common code. 2. A predetermined first maximum length sequence code for modulation and demodulation, and a second maximum length sequence code for synchronization that has the same period length as the first maximum length sequence code and is generated by a different generator polynomial. In a spread spectrum multiplex communication system in which a plurality of maximum length sequence codes obtained by bit-shifting the first maximum length sequence code are assigned to N subscribers (N≧4) as modulation/demodulation codes, the N m subscribers each (m
≧2) The total transmission band of the transmission path is divided into L (L≧2) subscriber groups S ₁ , S ₂ , ..., S _L consisting of the above subscribers, and the entire transmission band of the transmission path is divided into L partial transmission bands B ₁ , B ₂ ,…,
The data transmitted from the m subscribers in the K-th subscriber group S K (K≦L) in the subscriber group are divided into B _L and the data transmitted from the m subscribers in _{the K} -th subscriber group S Product modulation is performed using the maximum length sequence codes obtained by bit shifting to form m modulated signals of the subscriber group S _K , and the m modulated signals and the second maximum length sequence are added and synthesized. After that, it is filtered by a band filter and transmitted through the K-th partial transmission band B _K , and on the receiving side, the K-th partial band B is filtered by the k-th band filter among the L band filters provided in advance. After extracting the signal within _K and establishing maximum length sequence frame synchronization using the second maximum length sequence code, correlation detection is performed using a demodulation code obtained by bit-shifting the first maximum length sequence code. By doing this, the k-th subscriber group S _K
A band division type spread spectrum multiplexing communication system characterized by demodulating data transmitted from m subscribers. 3. A predetermined first maximum length sequence code for modulation and demodulation, and a second maximum length sequence code for synchronization that has the same period length as the first maximum length sequence code and is generated by a different generator polynomial. In a spread spectrum multiplex communication system in which a plurality of maximum length sequence codes obtained by bit-shifting the first maximum length sequence code are assigned to N subscribers (N≧4) as modulation/demodulation codes, the N m subscribers each (m
≧2) The total transmission band of the transmission path is divided into L (L≧2) subscriber groups S ₁ , S ₂ , ..., S _L consisting of the above subscribers, and the entire transmission band of the transmission path is divided into L partial transmission bands B ₁ , B ₂ ,…,
The data transmitted from the m subscribers in the K-th subscriber group S _K (K≦L) in the subscriber group are bit _- shifted by the predetermined maximum length sequence code. The m modulated signals of the subscriber group _SK are formed by product modulation using the maximum length sequence codes obtained by the above, and the m modulated signals are added and combined, and then filtered by a bandpass filter. A band signal for the subscriber group S _K is formed, and the thus formed band signal corresponding to the L subscriber groups and the second M-sequence code for synchronization are added together and transmitted. , on the receiving side, after establishing maximum length sequence frame synchronization using the second maximum length sequence code, the signal in the K-th band signal is processed by the K-th filter among the L band filters provided in advance. data transmitted from the m subscribers in _the K-th subscriber group S A band division type spread spectrum multiplexing communication system characterized by demodulating. 4. In a spread spectrum multiplex communication system in which a plurality of maximum length sequence codes obtained by bit shifting a predetermined maximum length sequence code are assigned to N subscribers (N≧4) as modulation/demodulation codes, the N
The total transmission band of the transmission path is divided into L (L≧2) subscriber groups S ₁ , S ₂ , ... S _L each consisting of m (m≧2) or more subscribers. It is divided into L partial transmission bands B ₁ , B ₂ , ..., B _L and a synchronization signal partial band, and is divided into L partial transmission bands B 1 , B 2 , ..., B L and a synchronization signal partial band, and
The data transmitted from the m subscribers in the subscriber _group S _K , m modulated signals are formed, the m modulated signals are added and combined, and then filtered by a bandpass filter and transmitted via the K-th partial transmission band _BK . After establishing maximum length sequence frame synchronization using the synchronization signal transmitted through the signal subband, the Kth subband B _K is used by the Kth band filter among the L band filters provided in advance. Data transmitted from the m subscribers in the K-th subscriber group S _K is extracted by extracting the signal in the K-th subscriber group S K and performing correlation detection using the demodulation code obtained by bit-shifting the maximum length sequence code. A band division type spread spectrum multiplexing communication system characterized by demodulating.