JPS638872B2 - - Google Patents
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- JPS638872B2 JPS638872B2 JP54077416A JP7741679A JPS638872B2 JP S638872 B2 JPS638872 B2 JP S638872B2 JP 54077416 A JP54077416 A JP 54077416A JP 7741679 A JP7741679 A JP 7741679A JP S638872 B2 JPS638872 B2 JP S638872B2
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- inverter
- output
- circuit
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- reactor
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- 238000003466 welding Methods 0.000 claims description 20
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 18
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 7
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 5
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 239000000463 material Substances 0.000 description 1
- 230000002195 synergetic effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Arc Welding Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、非消耗電極アーク溶接や被覆アーク
溶接用の溶接電源装置に係る。具体的には溶接電
源装置を軽量・小型化して可搬性を持たせ、かつ
経済的な出力制御方法とそれを具現した出力制御
装置を具備させることにより作業性・経済性のす
ぐれた溶接電源装置の提供を目的としている。
溶接用の溶接電源装置に係る。具体的には溶接電
源装置を軽量・小型化して可搬性を持たせ、かつ
経済的な出力制御方法とそれを具現した出力制御
装置を具備させることにより作業性・経済性のす
ぐれた溶接電源装置の提供を目的としている。
従来より非消耗電極アーク溶接(通常TIG溶接
と呼ぶ)や被覆アーク溶接において用いられる溶
接電源装置は、ほぼ定電流特性(垂下特性)を有
しており、主回路構成としては、第一には漏洩型
変圧器を用いて漏洩磁束の調整により出力制御を
行う方式と、第二には整流回路に制御整流素子を
用い、出力電流を帰還することにより制御整流素
子の導通位相を決めて定電流特性を得る方式と、
第三には余り実用されていないが、アーク負荷と
直列に抵抗を接続し、かつ抵抗値を変えることに
より垂下特性を得る方式がある。それぞれの方式
に利害得失が多く、一概に溶接電源方式として優
劣を決定することはできない。例えば、第一の方
式は機器構成としては単純であるが、出力調整の
遠隔制御が困難であり、第二の方式は出力特性と
してはすぐれ、遠隔制御も容易であるが、機器構
成が複雑で、価格高になる。また第三の方式は安
直であるが、機器効率が悪い欠点がある。このよ
うに個々の方式に優劣はあるものの、共通して挙
げられる欠点は機器重量が大である点である。勿
論出力電流の大小により機器(溶接電源のみ)重
量は影響されるが、出力直流電流150A(出力直流
電圧18V)の機種で機器重量は100Kg前後である。
と呼ぶ)や被覆アーク溶接において用いられる溶
接電源装置は、ほぼ定電流特性(垂下特性)を有
しており、主回路構成としては、第一には漏洩型
変圧器を用いて漏洩磁束の調整により出力制御を
行う方式と、第二には整流回路に制御整流素子を
用い、出力電流を帰還することにより制御整流素
子の導通位相を決めて定電流特性を得る方式と、
第三には余り実用されていないが、アーク負荷と
直列に抵抗を接続し、かつ抵抗値を変えることに
より垂下特性を得る方式がある。それぞれの方式
に利害得失が多く、一概に溶接電源方式として優
劣を決定することはできない。例えば、第一の方
式は機器構成としては単純であるが、出力調整の
遠隔制御が困難であり、第二の方式は出力特性と
してはすぐれ、遠隔制御も容易であるが、機器構
成が複雑で、価格高になる。また第三の方式は安
直であるが、機器効率が悪い欠点がある。このよ
うに個々の方式に優劣はあるものの、共通して挙
げられる欠点は機器重量が大である点である。勿
論出力電流の大小により機器(溶接電源のみ)重
量は影響されるが、出力直流電流150A(出力直流
電圧18V)の機種で機器重量は100Kg前後である。
一般的に溶接電源装置の重量は、大体主変圧器
とリアクトル(出力波形の平滑用とし通常機器に
挿入されている)で多くを占めている。そのため
本発明では、インバータ回路を利用し、主変圧器
の使用周波数を商用周波数より高くして主変圧器
およびリアクトルの重量低減を図り、それに伴つ
て出力制御方式として新規性に富んだ経済的方
策・装置を組合せて最終的に小型・軽量にして可
搬性に富んだ溶接電源装置を提供せんとするもの
である。
とリアクトル(出力波形の平滑用とし通常機器に
挿入されている)で多くを占めている。そのため
本発明では、インバータ回路を利用し、主変圧器
の使用周波数を商用周波数より高くして主変圧器
およびリアクトルの重量低減を図り、それに伴つ
て出力制御方式として新規性に富んだ経済的方
策・装置を組合せて最終的に小型・軽量にして可
搬性に富んだ溶接電源装置を提供せんとするもの
である。
本発明を適用する溶接電源装置の主回路構成を
先に説明し、次いで本発明の要件となる出力制御
方式・装置について説明を行う。なお、説明は具
体性を重視するため、それぞれ実施例に基いて行
い、波及的効果・構成はその都度図面に従つて詳
細説明を行う。
先に説明し、次いで本発明の要件となる出力制御
方式・装置について説明を行う。なお、説明は具
体性を重視するため、それぞれ実施例に基いて行
い、波及的効果・構成はその都度図面に従つて詳
細説明を行う。
まず溶接電源装置の主回路構成の実施例を第1
図に示す。図において、入力・一次側整流部の後
段のC1は一次側平滑コンデンサ、Q1〜Q4はスイ
ツチング素子であるトランジスタ、D1〜D4は回
路中のインダクタンスに蓄えられた電磁エネルギ
ーを電源に戻すためのフイードバツクダイオー
ド、B1〜B4は各トランジスタQ1〜Q4に対応する
ベース回路であり、本発明の要件が多く含まれて
いるため後で詳細に説明を行う。Trは変圧器、
L1は交流リアクトル、L2とC2は平滑回路を示し
ている。そしてこの平滑回路の前段には二次側整
流部があり、後段には負荷としての電極と母材が
接続され、全体としては図示のように結線されて
いる。ここで入力部が三相交流となつているが、
勿論単相交流入力でも機能・効果上の問題はな
い。ただし平滑用コンデンサの容量が単相入力時
に大となることは自明である。また入力としてバ
ツテリーを採用することも可能である。
図に示す。図において、入力・一次側整流部の後
段のC1は一次側平滑コンデンサ、Q1〜Q4はスイ
ツチング素子であるトランジスタ、D1〜D4は回
路中のインダクタンスに蓄えられた電磁エネルギ
ーを電源に戻すためのフイードバツクダイオー
ド、B1〜B4は各トランジスタQ1〜Q4に対応する
ベース回路であり、本発明の要件が多く含まれて
いるため後で詳細に説明を行う。Trは変圧器、
L1は交流リアクトル、L2とC2は平滑回路を示し
ている。そしてこの平滑回路の前段には二次側整
流部があり、後段には負荷としての電極と母材が
接続され、全体としては図示のように結線されて
いる。ここで入力部が三相交流となつているが、
勿論単相交流入力でも機能・効果上の問題はな
い。ただし平滑用コンデンサの容量が単相入力時
に大となることは自明である。また入力としてバ
ツテリーを採用することも可能である。
上記構成において、トランジスタQ1〜Q4と変
圧器Trの一次側巻線によりインバータ部を構成
している。このインバータ部はフルブリツジイン
バータ方式となつているが、この部分もセンター
タツプインバータ方式・コンデンサハーフブリツ
ジインバータ方式の採用も可能であり、インバー
タ方式の選定は入力の形態・出力範囲より自ずと
経済的方式が決定できうるものである。
圧器Trの一次側巻線によりインバータ部を構成
している。このインバータ部はフルブリツジイン
バータ方式となつているが、この部分もセンター
タツプインバータ方式・コンデンサハーフブリツ
ジインバータ方式の採用も可能であり、インバー
タ方式の選定は入力の形態・出力範囲より自ずと
経済的方式が決定できうるものである。
次に変圧器Trはインバータ部で決定された周
波数により設計でき、本発明の場合は商用周波数
より数十倍高い周波数であるため、コア断面積の
減少、それに伴つてコイル重量の減少と非常に軽
量に設計できる。
波数により設計でき、本発明の場合は商用周波数
より数十倍高い周波数であるため、コア断面積の
減少、それに伴つてコイル重量の減少と非常に軽
量に設計できる。
また、交流リアクトルL1は本主回路において
垂下特性をもたせるための要素である。すなわち
インバータ周波数の可変により、リアクトルL1
のインピーダンスは自由に可変でき、出力部(ア
ーク負荷)の特性を制御できるのである。
垂下特性をもたせるための要素である。すなわち
インバータ周波数の可変により、リアクトルL1
のインピーダンスは自由に可変でき、出力部(ア
ーク負荷)の特性を制御できるのである。
第2図に出力特性を示す。図中に4種類(出力
電流150A、100A、50A、10Aの場合)の出力特
性を示しているが、各出力特性のインバータ周波
数を1〜4として示す。本発明の原理として、1
<2<3<4という関係がある。また図中に示す
I150,I100,I50,I10は各出力時の負荷短絡電流値
を示している。
電流150A、100A、50A、10Aの場合)の出力特
性を示しているが、各出力特性のインバータ周波
数を1〜4として示す。本発明の原理として、1
<2<3<4という関係がある。また図中に示す
I150,I100,I50,I10は各出力時の負荷短絡電流値
を示している。
交流リアクトルL1のインピーダンスはインバ
ータ周波数に比例するため、単純には1/4=
I10/I150という関係が各出力特性間に成り立つ。
具体的には、I10≒13A、I150≒200Aであるため、
最大インバータ周波数4と最小インバータ周波数
1の比は約15倍となり、経済的効果をあげるため
最小インバータ周波数を商用周波数より充分大き
く(約10倍)とり、かりに600Hzとすれば、最大
インバータ周波数は9KHzとなり、インバータ回
路の転流損失が大きくなり、機器全体としての経
済性をそこなう結果となる。
ータ周波数に比例するため、単純には1/4=
I10/I150という関係が各出力特性間に成り立つ。
具体的には、I10≒13A、I150≒200Aであるため、
最大インバータ周波数4と最小インバータ周波数
1の比は約15倍となり、経済的効果をあげるため
最小インバータ周波数を商用周波数より充分大き
く(約10倍)とり、かりに600Hzとすれば、最大
インバータ周波数は9KHzとなり、インバータ回
路の転流損失が大きくなり、機器全体としての経
済性をそこなう結果となる。
このため、第2図に示す所望の出力範囲
(150A〜10A)に対するインバータ周波数の可変
範囲をより小さくすることが産業的効果を与える
ことになる。本発明は、このような方策・装置を
提供するところにその主旨がある。
(150A〜10A)に対するインバータ周波数の可変
範囲をより小さくすることが産業的効果を与える
ことになる。本発明は、このような方策・装置を
提供するところにその主旨がある。
具体的には、最小出力(第2図においては
10A)を得る最大インバータ周波数において、第
1図のQ1,Q2,Q3,Q4のスイツチング素子(ト
ランジスタ)をすべてOFFさせる期間(以後イ
ンバータ休止時間とする)を最大インバータ周波
数の1/2周期弱とし、そのように定めたインバー
タ休止時間をより低いインバータ周波数域におい
ても採用することである。このことは最大インバ
ータ周波数付近においては、交流リアクトルL1
のインピーダンスを最大とするとともに出力を大
きく位相制御した効果が重畳される。このような
本発明の構成内容を模式的に示したものが第3図
である。
10A)を得る最大インバータ周波数において、第
1図のQ1,Q2,Q3,Q4のスイツチング素子(ト
ランジスタ)をすべてOFFさせる期間(以後イ
ンバータ休止時間とする)を最大インバータ周波
数の1/2周期弱とし、そのように定めたインバー
タ休止時間をより低いインバータ周波数域におい
ても採用することである。このことは最大インバ
ータ周波数付近においては、交流リアクトルL1
のインピーダンスを最大とするとともに出力を大
きく位相制御した効果が重畳される。このような
本発明の構成内容を模式的に示したものが第3図
である。
第3図において、イが最大インバータ周波数4
の場合、ロが最小インバータ周波数1の場合であ
る。またS1,S1′は後述する発振回路よりトラン
ジスタQ1〜Q4に与えられるインバータ周波数の
タイミングである。S2,S2′はトランジスタQ1,
Q4のベース信号タイミング、S3,S3′はトランジ
スタQ2,Q3のベース信号タイミングである。図
中、S2またはS2′がOFFになつてからS3または
S3′がONになるまでの時間(逆にはS3または
S3′がOFFになつてからS2またはS2′がONになる
までの時間):Tが、インバータ休止時間である。
このように最大インバータ周波数近くにおいて
は、出力は単に交流リアクトルにより垂下特性を
与えられるだけでなく、T時間が1/2周期に対し
大きな比率を占めるため位相制御された効果が生
じる。一方最小インバータ周波数近くでは、本来
的に1/2周期が長いためT時間の影響が少なく、
交流リアクトルL1の効果のみで出力特性が定ま
るとして差支えない。すなわちこのような方法に
よれば、最大出力をえる最小インバータ周波数を
機器構成(主に変圧器や二次側平滑部と周波数の
関係)が経済的効果を挙げえる値に設定し、最小
出力をえる最大インバータ周波数はインバータ休
止時間の設定により自由に選択できる。すなわち
4/1(第2図)の比率が少なくでき、インバー
タ部の転流損失軽減に多く寄与する。実験的に
は、当初4/1≒15であつたのが、1を800Hzと
し、T:110μsecとすれば、4=4KHzで第2図の
出力範囲がカバーできることが確認されている。
4=4KHzの場合、1/2周期は125μsecであり、そ
のうち110μsecがT時間であることから、如何に
位相制御の相乗効果があるかがうかがえる。
の場合、ロが最小インバータ周波数1の場合であ
る。またS1,S1′は後述する発振回路よりトラン
ジスタQ1〜Q4に与えられるインバータ周波数の
タイミングである。S2,S2′はトランジスタQ1,
Q4のベース信号タイミング、S3,S3′はトランジ
スタQ2,Q3のベース信号タイミングである。図
中、S2またはS2′がOFFになつてからS3または
S3′がONになるまでの時間(逆にはS3または
S3′がOFFになつてからS2またはS2′がONになる
までの時間):Tが、インバータ休止時間である。
このように最大インバータ周波数近くにおいて
は、出力は単に交流リアクトルにより垂下特性を
与えられるだけでなく、T時間が1/2周期に対し
大きな比率を占めるため位相制御された効果が生
じる。一方最小インバータ周波数近くでは、本来
的に1/2周期が長いためT時間の影響が少なく、
交流リアクトルL1の効果のみで出力特性が定ま
るとして差支えない。すなわちこのような方法に
よれば、最大出力をえる最小インバータ周波数を
機器構成(主に変圧器や二次側平滑部と周波数の
関係)が経済的効果を挙げえる値に設定し、最小
出力をえる最大インバータ周波数はインバータ休
止時間の設定により自由に選択できる。すなわち
4/1(第2図)の比率が少なくでき、インバー
タ部の転流損失軽減に多く寄与する。実験的に
は、当初4/1≒15であつたのが、1を800Hzと
し、T:110μsecとすれば、4=4KHzで第2図の
出力範囲がカバーできることが確認されている。
4=4KHzの場合、1/2周期は125μsecであり、そ
のうち110μsecがT時間であることから、如何に
位相制御の相乗効果があるかがうかがえる。
次に、このようなインバータ休止時間Tを自在
設定できると共に、T一定のままで周波数(第3
図のS1,S1′に対応する信号)を可変できうる具
体回路例を第4図、第5図に示す。第4図の発振
回路において、R1〜R12は抵抗、C3〜C5はコンデ
ンサ、I1〜I5はICインバータ、IC1はタイマーIC、
AS1〜AS4はアナログスイツチ、TR1,TR2はト
ランジスタ、PC1〜PC4はホトカプラー、VR1〜
VR3は可変抵抗である。
設定できると共に、T一定のままで周波数(第3
図のS1,S1′に対応する信号)を可変できうる具
体回路例を第4図、第5図に示す。第4図の発振
回路において、R1〜R12は抵抗、C3〜C5はコンデ
ンサ、I1〜I5はICインバータ、IC1はタイマーIC、
AS1〜AS4はアナログスイツチ、TR1,TR2はト
ランジスタ、PC1〜PC4はホトカプラー、VR1〜
VR3は可変抵抗である。
図において、可変抵抗VR1の調整により、IC1
出力P1点からは第3図のS1〜S1′の必要周波数が
えられる。P1点信号をアナログスイツチAS1とP1
点信号の反転信号を同じくアナログスイツチAS3
に接続することにより、P2点、P3点信号はそれ
ぞれ(VR2×R3)×C4、(VR3+R5)×C5の時定数
遅れをもつて現れ、その信号は第3図のS2,
S2′(P2点)、S3,S3′(P3点)となる。
出力P1点からは第3図のS1〜S1′の必要周波数が
えられる。P1点信号をアナログスイツチAS1とP1
点信号の反転信号を同じくアナログスイツチAS3
に接続することにより、P2点、P3点信号はそれ
ぞれ(VR2×R3)×C4、(VR3+R5)×C5の時定数
遅れをもつて現れ、その信号は第3図のS2,
S2′(P2点)、S3,S3′(P3点)となる。
T時間の設定は、可変抵抗VR2,VR3で行うこ
とができる。なお、抵抗R4、アナログスイツチ
AS2、抵抗R6アナログスイツチAS4はそれぞれコ
ンデンサC4,C5の放電用回路である。得られた
P2点、P3点信号をインバータI2〜I5で整形し、ト
ランジスタTR1,TR2を動作させる。すなわちト
ランジスタTR1,TR2のON時は、それぞれP2
点、P3点信号に対応し、ホトカプラーPC1〜PC4
に対応する。発光側のPC1,PC4は第1図のトラ
ンジスタQ1,Q4のベース回路B1,B4に、同PC2,
PC4は第1図のトランジスタQ2,Q3のベース回
路B2,B3にそれぞれ対応する。すなわち、一例
として第5図にベース回路を挙げる。R13〜R15
は抵抗、PC1はホトカプラー(受光側)、TR3は
トランジスタ、Q1はインバータスイツチング素
子のトランジスタ(第1図のQ1に相当する)で
ある。ホトカプラーPC1が受光すると、トランジ
スタ(増巾器)TR3を通してスイツチング素子
Q1をONさせる。このような独立したベース回路
をスイツチング素子Q1〜Q4にそれぞれPC1〜PC4
に対応して設けることができる。
とができる。なお、抵抗R4、アナログスイツチ
AS2、抵抗R6アナログスイツチAS4はそれぞれコ
ンデンサC4,C5の放電用回路である。得られた
P2点、P3点信号をインバータI2〜I5で整形し、ト
ランジスタTR1,TR2を動作させる。すなわちト
ランジスタTR1,TR2のON時は、それぞれP2
点、P3点信号に対応し、ホトカプラーPC1〜PC4
に対応する。発光側のPC1,PC4は第1図のトラ
ンジスタQ1,Q4のベース回路B1,B4に、同PC2,
PC4は第1図のトランジスタQ2,Q3のベース回
路B2,B3にそれぞれ対応する。すなわち、一例
として第5図にベース回路を挙げる。R13〜R15
は抵抗、PC1はホトカプラー(受光側)、TR3は
トランジスタ、Q1はインバータスイツチング素
子のトランジスタ(第1図のQ1に相当する)で
ある。ホトカプラーPC1が受光すると、トランジ
スタ(増巾器)TR3を通してスイツチング素子
Q1をONさせる。このような独立したベース回路
をスイツチング素子Q1〜Q4にそれぞれPC1〜PC4
に対応して設けることができる。
すなわちこの第4図、第5図は、周波数を変化
させると共にインバータ休止時間を一定に保つ実
施回路例である。
させると共にインバータ休止時間を一定に保つ実
施回路例である。
以上詳細に説明したように、本発明は直流溶接
電源装置の可搬性を増大させるための機器軽量化
に際し、機器構成を簡略化させ経済性を高める効
果を有する。すなわち一次側にインバータ回路を
設け、二次側交流リアクトルを利用して、インバ
ータ周波数の変化で出力制御を行うに際し、本発
明の採用はインバータ周波数の可変比率を充分小
さくできることで転流損失の大巾低減が図れると
共に設計の自由度を大巾に増し機器重量の低減に
寄与し、ひいては溶接作業の行動範囲を拡げ作業
性を増すものである。
電源装置の可搬性を増大させるための機器軽量化
に際し、機器構成を簡略化させ経済性を高める効
果を有する。すなわち一次側にインバータ回路を
設け、二次側交流リアクトルを利用して、インバ
ータ周波数の変化で出力制御を行うに際し、本発
明の採用はインバータ周波数の可変比率を充分小
さくできることで転流損失の大巾低減が図れると
共に設計の自由度を大巾に増し機器重量の低減に
寄与し、ひいては溶接作業の行動範囲を拡げ作業
性を増すものである。
第1図は本発明の直流溶接電源装置の主回路を
構成する回路図、第2図は同装置における出力特
性図、第3図イ,ロはそれぞれインバータ回路の
動作形態図、第4図は本発明装置における発振回
路の例の回路図、第5図は同ベース回路の例の回
路図である。 Q1,Q2,Q3,Q4……スイツチング素子(トラ
ンジスタ)、Tr……変圧器、L1……交流リアクト
ル。
構成する回路図、第2図は同装置における出力特
性図、第3図イ,ロはそれぞれインバータ回路の
動作形態図、第4図は本発明装置における発振回
路の例の回路図、第5図は同ベース回路の例の回
路図である。 Q1,Q2,Q3,Q4……スイツチング素子(トラ
ンジスタ)、Tr……変圧器、L1……交流リアクト
ル。
Claims (1)
- 1 直流電源に接続されたスイツチング素子およ
び変圧器の一次側巻線により構成されたインバー
タ回路と、前記変圧器の二次側巻線に交流リアク
トルおよび整流回路を介して接続された溶接負荷
端子と、発振周期を変化可能で、かつ設定可能な
最短発振周期の1/2弱の一定期間の休止時間が半
周期毎に設定された発振回路と、前記発振回路の
出力により駆動して前記スイツチング素子を動作
させる駆動回路とを備えてなる直流溶接電源装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7741679A JPS561270A (en) | 1979-06-18 | 1979-06-18 | Direct current welding electric power source device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7741679A JPS561270A (en) | 1979-06-18 | 1979-06-18 | Direct current welding electric power source device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS561270A JPS561270A (en) | 1981-01-08 |
JPS638872B2 true JPS638872B2 (ja) | 1988-02-24 |
Family
ID=13633331
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7741679A Granted JPS561270A (en) | 1979-06-18 | 1979-06-18 | Direct current welding electric power source device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS561270A (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5871469U (ja) * | 1981-11-06 | 1983-05-14 | 株式会社三社電機製作所 | 直流溶接装置 |
JPS58107265A (ja) * | 1981-12-18 | 1983-06-25 | Hitachi Seiko Ltd | 溶接用電源装置 |
US4520255A (en) * | 1982-06-22 | 1985-05-28 | Crucible Societe Anonyme | High frequency self-oscillating welding apparatus |
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-
1979
- 1979-06-18 JP JP7741679A patent/JPS561270A/ja active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
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JPS561270A (en) | 1981-01-08 |
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