JPS6377205A - 送信電力制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 衛星通信地球局内の送信用電力増幅部における送信電力
レベル制御を、衛星通信地球局の遠隔に設けられた基準
設定装置から、遠隔かつ正確に行なわせるものである。

特に、断続する送信信号などの種類に応じて、有効信号
についてのみ送信電力レベル制御を行うものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は衛星通信地球局内の送信電力を制御する装置に
関する。

〔従来の技術〕

衛星通信地球局においては、大きな利得で高周波入力信
号を増幅し、送信電力を高精度に制御することが要望さ
れている。衛星通信地球局内の電力増幅器は高利得であ
るから、温度変動、経時変動に従う利得の自動制御が必
須となっている。

また送信電力のレベルを任意に設定することが要求され
ている。

第４図に上述の自動レベル制御（Ａ　Ｌ　Ｃ＞機能を有
する従来の送信電力制御回路を示す。送信すべき高周波
入力信号ＳＩＮが一旦、可変増幅器１で増幅され、電力
増幅器２により再度増幅されて高周波出力信号Ｓ。ｕ７
として出力される。電力増幅器２の出力信号Ｓ。ＬＩＴ
はカプラ３を介して検出され検波器４により検波され、
検波信号Ｖｄが演算増幅器７１の入力端子に印加される
。一方、抵抗器７７を介して基準電圧■７も演算増幅器
７１の反転入力端子に印加される。演算増幅器７１はコ
ンパレータとして動作し、（Ｖａ　　Ｖａ）に対応する
信号を可変増幅器１に印加する。これにより、電力増幅
器２の出力信号Ｓ。ｕｔの出力レベルが基準電圧ｖｌで
設定された値になるように制御される。

すなわち、電力増幅器２に利得の変動が生じたとしても
第４図に図示の制御回路全体からの出力信号Ｓ。ｕｔは
所望のレベルに設定される。また可変抵抗器７７を調節
し所望の基準電圧ｖ８を演算増幅器７１に印加すること
で、出力信号Ｓ。Ｕ７の出力レベルも調節することがで
きる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第４図に図示の送信電力制御回路が収容されている衛星
通信地球局と基準レベルを設定する者が居る場所とは数
１００メートル以上も離れている。

従って、基準レベル設定のためには、衛星通信地球局ま
で出向き、抵抗器７７を調整しなければならない、この
ため遠隔操作が望まれている。しかしながら、抵抗器７
７を単に遠隔したとすれば、電圧ドロップ、ノイズ等の
問題が生ずるので実現できない。

次に、第４図の如く可変抵抗器７７を介してアナログ的
に処理を行っているのでは、演算増幅器７１自体のドリ
フト等も含めた精度的な問題が生ずる。

さらに、第４図の回路は連続的な送信出力信号５ｏｕｒ
をフィードバックすることを前提としている。ループフ
ィルタの時定数は、キャパシタ７６と抵抗器７５とのＣ
Ｒで定まる。また検波器４は尖頭値保持形のものであり
、送信信号の最大振幅時にダイオードの比較的低い順方
向インピーダンスを経由してキャパシタ７６に電荷を貯
え、送信信号の依存しない間は比較的大きな抵抗値を持
つ抵抗器７５を経由しキャパシタ７６に貯えられている
電荷を放電するように動作する。

一方送倍信号の波形は通信方式により異なり、５ＣＰＣ
（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃｈａｎｎｅｌ　Ｐｅｒ　Ｃａｒｒｉ
ｅｒ　）のような固定回線接続における連続波のみなら
ず、ＴＤＭＡ通信方式の場合は周期的バースト波、パケ
ット通信方式の場合は孤立的バースト波となる。特に孤
立的バースト波の場合、信号断時間が不定のためキャパ
シタ７６に貯えられている電荷が時間の経過により放電
され、出力制御ができなくなるという問題が生じる。例
えば、信号が長期間存在せずキャパシタの電荷かはパ零
の場合、演算増幅器７１からの偏差信号は非常に大きく
なる。その結果、可変増幅器１の利得が非常に大きくな
る。高周波入力信号が存在しない場合は実害はないが、
そのような高利得状態である場合に高周波入力信号５ｌ
）ｌが印加されると、その出力信号Ｓ。Ｕアのレベルは
非常に高くなってしまうという問題が生じる。

従って上述の問題を解決する送信電力制御回路が要望さ
れている。

〔問題を解決するための手段、および、作用〕本発明の
送信電力制御回路の原理ブロック図を第１図に示す。

同図において、信号増幅手段として可変増幅器１および
電力増幅器２が設けられ、検出手段としてカブラ３およ
び検波器４が設けられている。これらの機能および動作
は第４図を参照して述べた従来のものと同様である。本
発明の送信電力制御回路は、基準設定手段としての基準
設定装置５、および、利得制御手段としての利得制御回
路６を備えている。

基準設定装置５と利得制御回路６とは相当離れていても
よ（、これらの間がディジタルで信号授受が行なわれる
。これら信号授受のうち本発明に係るものは、ディジタ
ルの基準設定値Ｓ　ＲｔＦである。

利得制御回路６は検波器４からの出力信号Ｓ。ＬＩＴの
尖頭値ＳＡを入力しディジタル量に変換する。

このディジタル変換値Ｓ＾、と基準設定値Ｓ　ＲＥＦと
を比較し、Ｓ、ｌ！ｒ＞ＳＡｄの場合はその差Ｓ　Ｒｌ
Ｆ−８Ａ４に対応した正のアナログ電圧を、逆の場合は
負のアナログ電圧を利得制御信号ＳＧＣとして可変増幅
器ｌに出力する。可変増幅器１は利得制御信号ＳＧｃに
応じて高周波入力信号ＳＩＮの利得を制御し電力増幅器
２に印加する。

以下同様にフィードバック制御が行なわれる。

フィードバック系のサンプル周期は、高周波入力信号が
連続波の場合は比較的短かく、周期的バースト波の場合
はその周期により定める。

孤立的バースト波に対しては、利得制御回路６に検波器
４からの出力信号のしきい値を検出する回路と付加し、
出力信号がしきい値以上の有効な場合のみ上述の制御動
作を行なわせるようにする。

しきい値検出回路は、周期的バースト波はもとより連続
波に対して適用してもよい。

〔実施例〕

第２図に第１図回路の第１実施例を示す。

同図において、利得制御回路６が、Ａ／Ｄ変換器６１、
マグニチュードコンパレータ６２、アップ・ダウン・カ
ウンタ６３、クロック発生器６４およびＤ／Ａ変換器６
５で構成されている。

出力信号Ｓ。ＬＩＴ検波した信号ＳＡがＡ／Ｄ変換され
、ディジタルのデータＳａ４としてマグニチュードコン
パレータ６２に印加される。マグニチュードコンパレー
タ６２には基準設定装置５から基準値Ｓ　ＩＩＥＦが印
加されており、マグニチュードコンパレータ６２におい
て誤差Ｅ　ＲＲ＝　Ｓ　＋＋ｔｙ　−５Ａａが計算され
る。マグニチュードコンパレータ６２は、ＥＲＲが正の
場合はＥＲＲの大きさに相当するインクリメンタルパル
スＵＰを、ＥＲＲが負の場合はＥＲＲの絶対値に相当す
るデクリメンタルパルスＤＷＮを出力する。アップ・ダ
ウン・カウンタ６３はインクリメンタルパルスＵＰ又は
デクリメンタルパルスＤＷＮを入力し、クロック発生器
６４からのクロック信号ＣＬＫに基づいて、これらのパ
ルスを計数する。アンプ・ダウン・カウンタ６３で計数
された誤差ＥＲＲに相当するカウント値が、Ｄ／Ａ変換
器６５において誤差ＥＲＲの正負に応じた符号を持った
アナログの利得制御信号ＳＧＣに変換され、可変増幅器
Ｉ印加される。

可変増幅器１はこのようにして算出された利得制御信号
ＳＧＣ基いて初段の利得制御を行う。以下は、従来と同
様である。

アップ・ダウン・カウンタ６３は、マグニチュードコン
パレータ６２の動作開始と共にリセットされ、一定時間
の間上述のインクリメント又はデクリメントパルスを計
数する。アップ・ダウン・カウンタ６３のカウント終了
に応じて上記Ｄ／Ａ変換器６５が変換動作を行う。

以上の如く構成することにより、先ず、基準設定装置５
と当該送信電力制御回路間が遠隔であっても高信頼度且
つ正確に、基準値設定動作が行える０次いで、フィード
バック制御動作の誤差信号算出部がディジタルで高精度
に行うことができる。

すなわち演算増幅器を用いた場合における如きドリフト
等の問題が生じない。

なお、第２図においては出力検出信号の尖頭値の瞬時値
をＡ／Ｄ変換器６１に用いてＡ／Ｄ変換したものを用い
ているが、Ａ／Ｄ変化器６１とマグニチュードコンパレ
ータ６２との間に平均算出回路（図示せず）を設け、複
数の連続する尖頭値について平均をとり、この平均値に
ついて上述の誤差計算を行うことができる。これにより
、誤差ＥＲＲ’！出の精度を上げることが可能となる。

第３図に第２実施例回路を示す。

第３図回路は、第２図回路に対し、マグニチュードコン
パレータ６２と並列に、且つ、Ａ／Ｄ変換器６１とアッ
プ・ダウン・カウンタ６３との間にしきい値検出回路６
６を設けたものである。しきい値検出回路６６はＡ／Ｄ
変換された出力検出信号ＳＡｄの振幅が所定の有効レベ
ルに達している場合のみ高レベルの有効信号ＡＶＬをア
ップ・ダウン・カウンタ６３の制御端子に印加し、アッ
プ・ダウン計数を許可する。一方、出力検出信号ＳＡ４
の振幅が有効レベルに到達していない場合は有効信号Ａ
ＶＬを低レベルとし、アップ・ダウン・カウンタ６３の
計数を禁止させる。

これにより、孤立的バースト波に対しては、バースト波
が存在する期間のみ上述の制御動作を行うことになり、
バースト波が存在しない期間は制御動作を行なわない。

これにより、従来の如く存在しない信号に基いて、誤動
作を生じさせるような制御動作が防止できる。

しきい値検出回路６６は周期的バースト波に対しても、
バースト波が存在する期間のみ制御を行うという効果が
得られる外、従来のように、周期に応じて充放電特性、
具体的にはキャパシタと抵抗器による時定数回路７５．
７６が定まるという制限を受けることなく、制御動作を
行なわせることができる。

しきい値検出回路６６は連続波に対しては常に高レベル
の有効信号ＡＶＬを出力するので、しきい値検出回路６
６の付加により悪影響が生じることはない。以上の如く
、しきい値検出回路６６を付加することにより、孤立的
バースト波はもとより種々の波の制御に適用可能となる
。

以上はディジタル式のしきい値検出回路６６について述
べたが、検波器４の後段とカウンタ６３との間に、包絡
線検波回路を有する比較器（図示せず）を設けて、アナ
ログ的に処理しても同様である。包路線検波回路は、例
えば１つのバースト波内の連続する波列の周期以上の検
波特性を持ち、有効信号ＡＶＬが瞬断するのを防止させ
る。

〔発明の効果〕

以上に述べたように、本発明によれば基準設定が遠隔的
且つ、高精度に行うことができる。次に、送信電力制御
回路における制御が高精度且つ高信頼度で行うことがで
きる。さらに、真に有効な信号についてのみ制御動作を
行うので、無効な信号に対する誤った制御動作を行うこ
とが防止できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の送信電力制御回路の原理ブロック図、 第２図および第３図は本発明の実施例の送信電力制御回
路図、 第４図は従来の送信電力制御回路図、である。 （符号の説明） １・・・可変増幅器、　　　　２・・・電力増幅器、３
・・・カプラ、　　　　　　４・・・検波器、５・・・
基準設定装置、　　６・・・利得制御回路、６１・・・
Ａ／Ｄ変換器、 ６２・・・マグニチュードコンパレータ、６３・・・ア
ンプ・ダウン・カウンタ、６４・・・クロック発生器、 ６５・・・Ｄ／Ａ変換器、　　６６・・・しきい値検出
回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、高周波入力信号が（Ｓ＿Ｉ＿Ｎ）が印加され、該高
   周波入力信号を所定の利得で増幅すると共に可変利得機
   能を有する信号増幅手段（１、２）、該信号増幅手段か
   らの出力信号（Ｓ＿Ｏ＿Ｕ＿Ｔ）を検出する手段（３、
   ４）、 該検出手段からの検出に基づき前記信号増幅手段の出力
   信号（Ｓ＿Ｏ＿Ｕ＿Ｔ）の振幅が所定の値になるよう利
   得制御信号を前記信号増幅手段に印加する利得制御手段
   （６）、および、 該利得制御手段の遠隔に設けられ、基準値を設定する基
   準設定手段（５）、 を具備し、 前記基準手段からの基準値がディジタル信号として前記
   利得制御手段に与えられ、前記制御利得手段は前記検出
   手段からの検出信号をディジタル量に変換し、該ディジ
   タル検出信号と前記ディジタル基準信号との差をアナロ
   グ信号に変換し前記利得制御信号として送出するように
   したことを特徴とする、送信電力制御回路。 ２、前記利得制御手段が、前記検出手段からの検出信号
   が有効レベル以上である場合にのみ利得制御信号を送出
   するようにした、特許請求の範囲第１項に記載の送信電
   力制御回路。 ３、前記利得制御手段が、前記検出手段からの検出信号
   をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（６１）、該
   Ａ／Ｄ変換器からの出力および前記基準設定手段からの
   基準値を受け入れ該基準値と前記Ａ／Ｄ変換器の出力と
   を比較するコンパレータ（６２）、該コンパレータの出
   力によりアップダウン制御されるカウンタ（６３）、お
   よび該カウンタの出力をアナログ信号に変換し前記利得
   制御信号として出力するＤ／Ａ変換器（６５）を有する
   、特許請求の範囲第１項に記載の送信電力制御回路。 ４、前記利得制御手段が、前記検出手段からの検出信号
   をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器（６１）、該
   Ａ／Ｄ変換器からの出力および前記基準設定手段からの
   基準値を受け入れ該基準値と前記Ａ／Ｄ変換器の出力の
   最大値との差を算出するコンパレータ（６２）、該コン
   パレータの出力とを比較するカウンタ（６３）、前記検
   出手段からの検出信号の振幅が有効レベルにあることを
   検出するしきい値検出回路（６６）、および該カウンタ
   の出力をアナログ信号に変換し前記利得制御信号として
   出力するＤ／Ａ変換器（６５）、を有し、前記しきい値
   検出回路の検出信号が有効レベルを示している場合のみ
   前記カウンタを動作させる、特許請求の範囲第２項に記
   載の送信電力制御回路。