JPS6373161A - 電子式電力量計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、軽負荷特性の調整を容易にした電子式電力量
計に関する。

（従来の技術） 電子式電力量計を等何回路で示すと、第７図のような構
成となる。すなわち、給電線の負荷電圧に比例した電圧
信号ｅｖと前記給電線に流れる負荷電流に比例した電圧
信号ｅｉとを乗算して給電線の瞬時電力に比例した電圧
信号ｅｏ＝　Ｋ　−ｅｖ・ｅｉ　（但し、Ｋは定数）を
得る乗算回路３６と、この乗算回路３６の電圧信号ｅｏ
を積分して周波数信号ｆｏに変換する電圧−周波数コン
バータ３７とから構成される。このような構成なので、
給電線の電力量は前記電圧−周波数コンバータ３７がら
出力される周波数信号ｆｏを計算することにより得られ
る。

電力量計の精度は、フルスケール（定格）に対する相対
誤差ではなく、測定真値に対する絶対誤差で決定される
。したがって、電子式電力量計の精度を高めるには、前
記負荷電圧に比例した電圧信号ｅｖと前記負荷電流に比
例した電圧信号ｅｉの比誤差と前記乗算器３６と前記電
圧−周波数コンバータ３７の直線性誤差を、同電力量計
の特性補償範囲に渡って抑制しなければならない。　す
なわち、定格の１／３０（３，３３％）入力、１１５０
（２％）入力、１／１００（１％）入力等の場合でも、
前記比誤差および°直線性誤差を抑制して全て絶対誤差
内に入るようにする必要がある。例えば、負荷電流に比
例する電圧信号ｅ１の比誤差だけについて考えてみても
、１００％定格時の前記電圧信号ｅｉの定格電圧を５■
と仮定すれば０．５％という誤差は１００χ定格時では
２５ｍｖであるが、１７５０人力（軽負荷時）では０．
５ｍｖとなり、軽負荷になればなるほど誤差電圧は小さ
くなる。

さて、従来から使用されている負荷電流に比例する電圧
信号ｅｉを得る一般的な方法は、第８図に示すように、
変流器３８と電流−電圧変換器３９とで構成されている
。変流器３８は、給電線の負荷電流に比例した電流信号
ｉを出力するもので、電流−電圧変換器３９は、反転入
力端が前記変流器３８の出力端の一端に接続され、非反
転入力端が同変流器３８の出力端の他端とアースとの接
続点に接続された演算増幅器４０と、この演算増幅器４
０の反転入力端と出力端との間に接続された抵抗４１と
で構成され、前記変流器３８からの電流信号ｉは、演算
増幅器４０と抵抗４１により同電流信号ｉに絶対値が比
例した電圧信号ｅｉ（＝−ＩＸｉｘＲ：Ｒは抵抗４１を
示す）に変換される。このように、負荷電流に比例した
電圧信号ｅｉを得るには、変流器３８で負荷電流に比例
した電流信号ｉを得、この電流信号１を電流−電圧変換
器３９で電圧信号ｅｉに変換するものであるから、変流
器３８の比誤差と電流−電圧変換器３９の変換誤差を含
めた誤差が絶対誤差内に抑制されなければならない。

ところで、変流器３８では鉄心を磁化するための励磁電
流が必要であり、この励磁電流は一次側の電流つまり負
荷電流に無関係な一定の電流で、これが変流器３８の変
換誤差（比誤差）となる。つまり、負荷電流が多いとき
には励磁電流の割り合いが小さいため比誤差は小ざいが
、軽負荷となり負荷電流が少なくなると励磁電流の割り
合いが大きくなり比誤差が大きくなってくる。この変流
器３８の比誤差を改善するには、励磁電流を少なくすれ
ば良いが、励磁電流を少なくするには、鉄心の材質を良
いものにしなければならず高価になってしまう。また、
−次側の巻数を多くし一次側の電流を増やすことによっ
て軽負荷での比誤差を改善することができるが、二次側
の電流ｉも増えるので電流−電圧変換回路３９の演算増
幅器４０がこの電流を処理出来無くなってしまい、新た
に高価な大電流用演算増幅器を使用しなけばならなくな
ってしまう。−次側の巻数を増やし、二次側の電流を増
やざ無いためには、二次側の巻数も増やさなければなら
ないが、二次側の巻数を増やすと、鉄心を大きくしなけ
ればならず高価になってしまう。

以上のように、従来の電子式電力量計では、軽負荷時の
誤差を補償するには、変流器３８、電流−電圧変換器３
９、乗算回路３６、電圧−周波数コンバータ３７等でそ
れぞれ誤差を補償しなければならず、全体的に高価にな
ってしまうという欠点があった。

（発明が解決しようとする問題点） 本発明は、以上のような欠点を除去するためになされた
ものであり、軽負荷での特性を容易に調整できる電子式
電力量計を提供するものである。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明は、上記問題点を解消する為に、電力給電線の負
荷電流に比例した電流信号を出力する変流器と、この変
流器から出力される電流信号に応じた電圧信号を出力す
る電流−電圧変換回路と、前記電力給電線の負荷電圧に
比例した電圧信号を出力する電圧検出系と、この電圧検
出系と前記電流−電圧変換回路とから出力される電圧信
号を乗算する乗算回路と、この乗算回路の出力信号を積
分し直流電圧信号を出力するローパスフィルタと、この
ローパスフィルタから出力される直流電圧信号に応じた
周波数信号を出力する電圧−周波数変検回路と、この電
圧−周波数変換回路から出力される周波数信号を入力し
変流器、電流−電圧変換回路および電圧検出系の比誤差
あるいは乗算回路、電圧−周波数変換回路の直線性誤差
に相当する電圧を調整によって発生しこれを前記電圧−
周波数変換器に帰還する軽負荷調整回路を設けて構成し
たものである。

（作用） このように構成し、軽負荷調整回路により電流−電圧変
換回路および電圧検出系の比誤差あるいは乗算回路、電
圧−周波数変換回路の直線性誤差に相当する電圧を調整
によって発生しこれを前記電圧−周波数変換器に帰還し
て、これらを相殺している。

（実施例） 以下、本発明の一実施例を第１図乃至第６図を参照しな
がら説明する。

電圧検出系は、変成器１とパルス幅変調回路（以下、Ｐ
ＷＭ回路と略称する）２とで構成されている。この変成
器１は電力給電線の負荷電圧に比例した電圧信号ｅｖを
出力するものである。

前記ＰＷＭ回路２は、前記変成器１の出力端の一端に接
続された抵抗３と、この抵抗３に反転入力端が接続され
、非反転入力端が前記変成器１の出力端の他端とアース
へ接続されている演算増幅器（以下、ＯＰアンプと略称
する）４と、このＯＰアンプ４の反転入力端と出力端と
の間に接続されたコンデンサ５と、同ＯＰアンプ４の出
力端に非反転入力端が接続されたＯＰアンプ６と、この
ＯＰアンプ６の出力端と前記ＯＰアンプ４の反転入力端
との間に接続された抵抗７と、前記ＯＰアンプ６の出力
端に入力端が接続されたインバーテイング・バッファ８
と、このインバーテイング・バッファ８の出力端と前記
ＯＰアンプ６の反転入力端との間に接続された抵抗９と
、前記ＯＰアンプ６の反転入力端と前記ＯＰアンプ４の
非反転入力端との間に接続された抵抗１０とで構成され
ている。

このように構成されたＰＷＭ回路２の出力であるパルス
幅デユーティ・サイクル信号をＤとし、このＤを反転し
５て得られるパルス幅デユーティ・サイクル信号をＤと
すると、信号り、　　Ｄは次式で表わされる。

ｅｒ−ｅｖ　　　　ｔａ Ｄ・□＝　□　・・・（１） ２８ｒ　　　　　Ｔ −ｅｒ＋ｅｖ　　　　ｔｂ Ｄ＝□＝□　　・・・（２） ２ｅｒ　　　　Ｔ 但し、ｅｒは前記ＰＷＭ回路２のＯＰアンプ６の反転入
力端に印加される基準電圧、ｅｖは前記変成器１から出
力される電圧信号、ｔａは前記パルス幅デユーティ・サ
イクル信号りの論理ｔｉ　１　ｔｅの区間、ｔｂは前記
信号りの論理（１０？？の区間、Ｔは前記信号りの周期
を示す。

これらパルス幅デユーティ・サイクル信号Ｄ１Ｄは、前
記ＯＰアンプ６の出力端からパルス幅デユーティ・サイ
クル信号りが出力され、前記インバーテイング・バッフ
ァ８の出力端からパルス幅デユーティ番サイクル信号り
が出力されるようになっている。このパルス幅デユーテ
ィ・サイクル信号りは、第２図（ｂ）に示すようなパル
ス波形となる。ここで、ｔａは論理“１″の区間を示し
、ｔｂは論理“０″の区間を示し、■は周期を示してい
る。なお、同図（ａ）Ｇよ、変成器１から出力される電
圧像＠ｅｖの波形図を示している。

また、電流検出系は、変流器１１と電流−電圧変換回路
１２とで構成されている。変流器１１は、電力給電線の
負荷電流に比例した電流信号ｉを出力するものである。

電流−電圧変換回路１２は、前記変流器１１の出力端の
一端に反転入力端が接続され非反転入力端が同変流器１
１の出力端の他端とアースに接続されたＯＰアンプ１３
と、このＯＰアンプ１３の反転入力端と出力端との間に
接続された抵抗１４と、同ＯＰアンプ１３の出力端に接
続された抵抗１５と、この抵抗１５に反転入力端が接続
され、非反転入力端が前記ＯＰアンプ１３の非反転入力
端に接続されたＯＰアンプ１６と、このＯＰアンプ１６
の反転入力端と出力端との間に接続された抵抗１７とで
構成されている。

この変流器１１からの電流信号ｉは、ＯＰアンプ１３と
抵抗１４により同電流信号ｉに絶対値が比例した電圧信
号−ｅｉ（・−ＩＸｉＸＲ：　Ｒは抵抗１４を示す）に
変換された後、増幅度−１倍のＯＰアンプ１６により前
記電流信号ｉに比例した電圧信号＋ｅｉ　　に変換され
る。なお、抵抗１５．１７はＯＰアンプ１６の増幅度を
一１倍にするため同一の抵抗値に設定されている。

また、前記したように、変流器１１の出力を直接ＯＰア
ンプ１３で受け、このＯＰアンプ１３の帰還作用によっ
て前記変流器１１の２次負担が略零電圧レベルになるよ
うに構成することによって、透磁率μの小ざな鉄心を使
用した変流器でおっても、位相角誤差の小さな電流検出
系を得るようにしている。

１８は乗算回路で、入力端が前記ＯＰアンプ１６の出力
端に接続されているアナログスイッチ１８ａ、’１８ｂ
と、入力端が前記ＯＰアンプ１３の出力端に接続されて
いるアナログスイッチ１８ｃ、１８ｃｉとで構成されて
いる。

前記アナログスイッチ１８ａ、１８ｄのゲート端は前記
ＯＰアンプ６の出力端に接続され、前記アナログスイッ
チ１８ｂ、１８ｃのゲート端は、前記インバーテイング
・バッファ８の出力端に接続されている。また、前記ア
ナログスイッチ１８ａ、１８Ｇの出力端は互いに接続さ
れ、同アナログスイッチ１８ｂ、１８ｄの出力端は互い
に接続されている。

アナログスイッチ１８８〜’１８ｄとしては、例えば接
合形電界効果トランジスタ、ＭＯ３形電界効果トランジ
スタなどの半導体素子を使用する。

なお、前記アナログスイッチ１８ａ、１８ｄのゲート端
に前記ＰＷＭ回路２から出力されるパルス幅デユーティ
・サイクル信号りを印加し、開信号Ｄノ論！　”　１　
”　テ同スイッチ１８ａ、１８ｄを導通し、前記ＯＰア
ンプ１３．１６からの給電線の負荷電流に比例した電圧
信号−ｅｉ、＋ｅｉを導入し、前記アナログイッチ１８
ｂ、１８ｃのゲート端に前期ＰＷＭ回路２から出力され
るパルス幅デユーティφサイクル信号りを印加し、同信
丹りの論理“１″で同スイッチ１８ｂ、１８Ｇを導通し
、前記電圧信号−ｅｉ　、＋ｅｉを導入し、前記アナロ
グスイッチ１８ａ、’１８ｃの接続点に瞬時電圧信号ｅ
ｏｎを得、前記アナログスイッチ１８ｂ１１８ｄの接続
点に瞬時電圧信＠ｅＯｐを得るようにしている。すなわ
ち、前記ＰＷＭ回路２から出力されるパルス幅デユーテ
ィ・サイクル信号Ｄ、Ｄで前記アナログスイッチ１８ａ
、’１８ｂ、１８ｃ、１８ｄをオン・オフ制御すること
により、前記電圧検出系で得られた給電線の負荷電圧に
比例した電圧信＠ｅｖと前記電流検出系で得られた給電
線の負荷電流に比例した電圧信号−ｅｉ　、　＋ｅｉと
を乗算した瞬時電圧信号ｅｏＮ　、　ｅｏＰを得る。以
上の信号処理を表わせば次のようになる。

ｅｏｐ＝ｅ＋−［）＋　　（−ｅｉ　）　−Ｄ−−−（
３）ｅＯｎ＝ｅｉ−Ｑ＋　　（−ｅｉ　）　−Ｄ−−−
（４）（３）式と（４）式に（１）式、（２）式を代入
して整理すると、 （以下余白） ｅｒ＋ｅｖ　　　　　　ｅｒ−ｅｖ　　　　ｅｉ・ｅｖ
ｅｏｐ＝ｅｉ　−−＋（−ｅｉ）　−−＝　−−−−（
５）２８ｒ　　　　　　　　　２ｅｒ　　　　　ｅｒｅ
ｒ−ｅｖ　　　　　　　ｅｒ＋ｅｖ　　−ｅｉ−ｅｖｅ
ｏｎ＝ｅｉ　−−＋（−ｅｉ）　−−＝　−−一−（６
）２ｅｒ　　　　　　　　　　２ｅｒ　　　　ｅｒとな
る。（５）式、（６）式から明らかなように、（５）式
、（６）式は瞬時電力の大きざを示している。この瞬時
電力は、例えば第３図（ｇ＞に示すような波形となる。

なあ、同図（ａ＞は変成器１から出力される給電線の負
荷電圧に比例した電圧信号ｅＶの波形図、同図（ｂ）、
（Ｃ）は電流−電圧変換回路１２から出力される給電線
の負荷電流に比例した電圧信号子ｅｉ　、−ｅｉの波形
図、同図（ｄ）は同図（ａ）に示した電圧信＠ｅｖの波
形図のＳ区間を拡大した図、同図（ｅ）、（ｆ）はパル
ス幅デユーティ・サイクル信号り、　　Ｄの波形図、ま
た同図（ｄ）における符号Ｔはパルス幅デユーティ・サ
イクル信＠Ｄ１Ｄの周期である。

１９はローパス・フィルタ回路で、前記アナログスイッ
チ１８ａ、１８Ｇの接続点に接続された抵抗２０ａと、
この抵抗２０ａに接続されたコンデンサ２１ａと、前記
アナログスイッチ１８ｂ１１８ｄの接続点に接続された
抵抗２０ｂと、この抵抗２０ｂに接続されたコンデンサ
２１ｂとで構成されている。なあ、前記両コンデンサ２
１ａ１２１ｂの抵抗２０ａ、２０ｂと接続されていない
他端は、互いに接続されてアースに接続されている。ま
た、抵抗２０ａ、２０ｂの値は同一に設定し、またコン
デンサ２１ａ、２１ｂの値も同一に設定しである。

同ローパス・フィルタ回路１９を以上のような構成にす
ることによって、前記乗算回路１８から出力される瞬時
電圧信号ｅｏｎ、ｅｏｐを積分し、瞬時電圧成分からな
る直流電圧低＠ｅｏｐ　、　ｅｏｎを得るようにしてい
る。このｅｏｐ　、　ｅｏｎは、ｅｌ　・ｅｖ ｅｏｐ＝　　　　　　　　−−−−−−（７）ｅｒ −ｅｉ　’−ｅｖ ｅｏｎ＝　　　　　　　　　　−−−−−（８）ｅｒ と表わせる。

第４図は、（７〉式、（８）式によって決定される直流
電圧信号ｅｏｐ　、　ｅｏｎの入出力特性図である。な
お、この特性図は、横軸に −８１ψｅｎ Ｐ　＝−をとり、縦軸ニｅｏｐ　１ｅｏｎ　ノ出力　　
　　　　ｅｒ 電圧をとって示したものである。なお、同特性図におい
て一転鎖線で示した特性が理想特性で、実線で示した特
性が変流器１１の比誤差特性によって出る特性であり、
一点鎖線と実線との差が誤差となる。

２２は、電圧−周波数変換回路で、この電圧−周波数変
換回路２２は、ローパス・フィルタ回路１９の抵抗２０
ａとコンデンサ２１ａとの接続点に入力端が接続された
アナログスイッチ２３ａと、同ローパス４フイルタ回路
１９の抵抗２０ｂとコンデンサ２１ｂとの接続点に入力
端が接続され、出力端が前記アナログスイッチ２３ａの
出力端に接続されたアナログスイッチ２３ｂとを有して
いる。このアナログスイッチ２３ａ、２３ｂの出力端は
抵抗２４を介してＯＰアンプ２５の反転入力端に接続さ
れている。このＯＰアンプ２５の反転入力端と出力端と
の間にはコンデンサ２６が接続され、また、その出力端
はＯＰアンプ２７の非反転入力端が接続されている。こ
のＯＰアンプ２７の出力端は前記アナログスイッチ２３
ａのゲート端に接続されている。また、このＯＰファン
２７０反転入力端と前記ＯＰアンプ２５の非反転入力端
との間には抵抗２８が接続され、ＯＰアンプ２７の出力
端には入力端が接続され出力端が前記アナログスイッチ
２３ｂのゲート端に接続されたインバーテイング・バッ
ファ２９が接続されている。

このインバーテイング・バッファ２９の出力端と前記Ｏ
Ｐアンプ２７の反転入力端との間には抵抗３０が接続さ
れている。なお、ローパスフィルタ１９の抵抗２Ｑａ、
２０ｂに比較して抵抗２４の抵抗値を極めて大ぎな値に
設定しである。また、抵抗２８．３０の抵抗値を同一に
設定しである。

このように構成され、積分回路として作動するＯＰアン
プ２５の入力端に接続されたアナログスイッチ２３ａ、
２３ｂは、コンパレータとして作動するＯＰアンプ２７
の出力する電圧信号によりオン・オフ制御され、前記乗
算回路１８のアナログスイッチ１８ａ、１８ｂ、１８ｃ
、１８ｄとは非同期で動作するようになっている。この
アナログスイッチ２３ｂは、第５図（ａ）に示すように
オンオフされる。なお、同図＜ｂ＞はアナログスイッチ
２３ｂの出力端の接続点に得られる電圧信号ｅｍの波形
図、同図（Ｃ）はＯＰアンプ２５の出力端の電圧低＠ｅ
ｑの波形図、同図（ｄ）はＯＰアンプ２７の反転入力端
に印加される基準電圧信号ｅｃの波形図である。また、
同図（ａ＞におけるｔｃ、　ｔ（Ｉはアナログスイッチ
２３ａ、２３ｂの導通時間でおる。同図（ｂ）における
ｅｏｐｉ、ｅｏｐ２、〜および、ｅｏｎｌ、ｅＯｎ２〜
はアナログスイッチ２３ａ１２３ｂのオン・オフ制御に
よってローパス・フィルタ回路１９から出力される直流
電圧信号ｅｏｐ　。

ｅｏｎから取り出された信号である。同図（Ｃ）、（ｄ
）Ｇ、：おけル＋ｅｐ／２、−ｅｐ／２はＯＰアンプ２
７の反転入力端に印加される基準電圧である。同図（ｄ
）におけるＴｏは（ｔｃ＋ｔｄ）を示す。

第５図（ａ）に示したように、アナログスイッチ２３ａ
、２３ｂのオン・オフ制御によって、両スイッチ２３ａ
、２３ｂの出力端に第５図（ｂ）に示したような電圧低
＠ｅｍが得られるようにしている。そして、積分回路と
して動作するＯＰアンプ２６により第５図（Ｃ）に示し
たような波形の電圧信号ｅｑを得る。この三角波状の信
号ｅｑがコンパレータとして作動するＯＰアンプ２７の
非反転入力端に印加される。このＯＰアンプ２７の反転
入力端には比較のために、第５図（ｄ）に示したように
アナログスイッチ２３ｂが導通している時□　間ｔｃで
はｅｃ＝　（−ｅｐ／２）の電圧信号が印加され、アナ
ログスイッチ２３ａが導通している時間ｔｄではｅｃ＝
　（＋ｅｐ／２）の電圧信号が印加されるように設定さ
れている。゛したがって、時間ｔｃにおいては、Ｐアン
プ２５に正の直流電圧信号ｅｏｐが印加されるので、同
ＯＰアンプ２５の出力は第５図（Ｃ）に示したように下
降特性を示し、その積分出力はｅｑが−ｅｐ／２に達す
ると、ＯＰアンプ２７の出力論理信号ｅｆが反転する。

その結果、アナログスイッチ２３ｂはしゃ断され、アナ
ログスイッチ２３ａが導通するので、時間ｔｄにおける
動作が開始する。

この時間ｔｄにおいては、前記ＯＰアンプ２５に負の直
流電流ｅｏｎが印加されるので、同ＯＰアンプ２５の出
力は上昇特性を示し、その積分出力ｅｑが＋ｅｐ／２に
達すると、前記ＯＰアンプ２７の出力論理信号ｅｆが反
転する。その結果、アナログスイッチ２３ａはしゃ断さ
れ、アナログスイッチ２３ｂが導通し再び時間ｔｃにお
ける動作が開始する。

したがって、コンパレータとして動作するＯＰアンプ２
７の出力論理信号ｅｆの反転周期をＴｏとすると、 Ｔｏ＝ｔｃ十ｔｄ　　　−−−−−−−（９）（ただし
、ｔｃはアナログスイッチ２３ｂの導通時間、ｔ’ｄは
アナログスイッチ２３ａの導通時間である） となる。したがって、前記論理信号ｅｆの出力周波数を
ｆｏとすると ｆｏ＝　　　　　＝　−−−−−−−（１０）Ｔｏ　　
　　　ｔｃ＋ｔｔｉ となる。

なお、前記導通時間ｔｃ、　ｔｄは次のように決定でき
る。すなわち、ＯＰアンプ２５の時間ｔｃにおける出力
電圧をｅｑ（ｔｃ）および時間ｔｄにおける出力電圧を
ｅｑ（ｔｄ）とし、抵抗２４の抵抗値をＲ２とし、コン
デンサ２６の容量を０２とすると、Ｒ２・Ｃ２ −ｅｑ（ｔｃ＞　　−Ｒ２−Ｃ２ したがって、　ｔｃ＝　□ となる。第５図（Ｃ）から明らかなようにｅｑ　（ｔｃ
＞は＋ｅｐ／２から−ｅｐ／２まで下降するので、その
電圧変化分はｅｐとなる。そこで−ｅｑ（ｔｃ）＝ｅｐ
とおくと ｅｐ−Ｒ２φＣ２ ｔｃ・　□　−−−−−−一（１２） Ｏｐ とｔｃが決定できる。

また ａ市 ＝−ｔｄ・□　−−−一−−（１３） Ｒ２・Ｃ２ ｅｑ　（ｔｄ）　　−Ｒ２−Ｃ２ したがって、　ｔｄ＝　□ ｅｏｎ となり、ｅｑ（ｔｄ）　＝ｅｐとおくとｅｐ−Ｒ２・Ｃ
２ ｔｄ＝　　　　　　　　　−−一−−−−−（１４）”
−ｅｏｎ とｔｄが決定できる。ざらに、この（１２）式、（１４
）式に（７）式、（８）式を代入するとｅｐ−Ｒ２−Ｃ
２ｅｒ−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２ｔｃ＝　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　＝　　□ニーー（１５）゛■丁ゴー
１１／ｅｒ　　　　ｅ　＋・ｅＶｅｐ−Ｒ２−Ｃ２ｅｒ
−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２ｔ　ｄ　＝　　　　　　　　　＝　
　　　　　　　−（１６）］η汀コ１■ｕ司−ｅｌ・ｅ
ｖ とな る。ところで、前記したようにＯＰアンプ２７の出力信
号ｅｆの周波数ｆＯは、□なのでｔＣ＋ｔｄ ｅｉＭ順 ｆｏ・　　□−−−−−−−−（１７）２ｅｒ　−ｅｐ
　−Ｒ２−Ｃ２ となる。ｅｒ−ｅｐ−Ｒ２・Ｃ２は全て定数なので、ｆ
ｏはｅｉ−ｅｖすなわち消費電力に比例した出力周波数
を示す。ただし、第４図で示したように、ｅｏｐ　、　
ｅｏｎは変流器１１の比誤差特性によって理想特性とは
誤差が生じている。すなわち、前記電流検出系が出力す
る給電線の負荷電流に比例した電圧信号ｅｉは、本当の
給電線の負荷電流に比例した電圧信号ｅｉｓから誤差分
の電圧信号ｅｉＥが引かれた信号であり、第４図で示す
ｅｏｐ　、　ｅｏｎの理想特性との誤差をｅｏｐＥ、　
ｅｏｎＥとすると１Ｅ−ｅｖ ｅｏｐＥ＝　　　　　　　　−−−−−−（１８）ｅｒ ｅｒ と表わされ、この誤差分を加えたものが実際の消費電力
となるので、これを加えて（１７）式を書き直すと、 （ｅｉ＋ｅｉＥ）−ｅＶ　　　　　ｅｉ−ｅｖ＋ｅｉＥ
−ｅｖｆｏｓ＝　　　　　　　　　＝　　　　　　　　
　　−−−Ｃ２，０）２ｅｒ　−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２２ｅ
ｒ　−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２となる。ここで、誤差分の電圧
信号ｅｉＥは負荷電流に関係なく一定であるため、軽負
荷になるほど誤差が大きくなることがわかる。

３１は、軽負荷調整回路３１で、前記電圧−周波数変換
回路２２のＯＰアンプ２７の出力端に接続された抵抗３
２と、前記電圧−周波数変換回路２２のインバーテイン
グ・バッファー２９の出力端に接続された抵抗３３と、
同抵抗３３と前記抵抗３２との間に固定抵抗端の両端が
接続された可変抵抗器３４と、同可変抵抗器３４の摺動
端と前記電圧−周波数変換回路２２のＯＰアンプ２５の
反転入力端との間に接続された抵抗３５とで構成されて
いる。なあ、抵抗３２．３３の抵抗値は同一に設定しで
ある。

同軽負荷調整回路３１を以上のような構成にすることに
よって、前記電圧−周波数変換回路２２のＯＰアンプ２
７の出力電圧信号ｅｆと同電圧−周波数変換回路２２の
インバーテイング・バッファー２９の出力電圧信号−ｅ
ｆの差電圧を分圧した電圧信号ｅＬを前記可変抵抗器３
４の摺動端に得ることができ、同電圧信号ｅＬを前記抵
抗３５を介して前記電圧−周波数変換回路２２のＯＰア
ンプ２５の反転入力端に帰還している。

第６図（ａ）は可変抵抗器３４の摺動端を同可変抵抗器
３４の中点よりも抵抗３２側に移動（＋側に調整）した
ときの電圧信号ｅ［の波形図、同図（ｂ）は前記可変抵
抗器３４の摺動端を同可変抵抗器３４の中点よりも抵抗
３３側に移動（−側に調整）したときの電圧信号ｅＬの
波形図、同図（Ｃ）は同図（ａ）、（ｂ）の電圧信号ｅ
［を抵抗３５介して前記電圧−周波数変換回路２２のＯ
Ｐアンプ２５の反転入力端に帰還したときの同ＯＰアン
プ２５の出力電圧信号ｅｑの変化を示す波形図である。

ここで、抵抗３５の抵抗値を前記電圧−周波数変換回路
２２の抵抗２４の抵抗値と同一に設定して前記電圧−周
波数変換回路２２の特性式を修正すると、 ｅｐ−Ｒ２・Ｃ２ ｔｃ＝　　　　　　　　−−−−−−−（２１）ａ浄＋
（＋ｅｔ） ｅｐ−Ｒ２・Ｃ２ ｔｄ＝　　　　　　　　−−−−−−−−（２２）−■
面＋（−ｅＬ）） （ただし、＋ｅＬは時間ｔｃの時のｅ［の電圧、−ｅＬ
は時間ｅｄの時のｅ［の電圧である）となり、したがっ
て ｅｉΦｅｎ＋ｅｔ ｆｏ＝　　　　　　　　　　　−−−−−（２３）２ｅ
ｒ−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２ となる。ゆえにｅＬ＝ｅｉＥ　−ｅｖとすることにより
前記変流器１１の比誤差弁を補正することができる。

以下、このように構成した一実施例の動作を説明する。

電力給電線の負荷電圧は変成器１により、第３図（ａ）
に示したように同負荷電圧に比例した電圧信号ｅｖに変
換される。この電圧信号ｅｖは、ＰＷＭ回路２により第
３図（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示したように電圧信号ｅ
ｖの振幅に応じたパルス幅デユーティ・サイクル信号り
およびこの信号りを反転したパルス幅デユーティ・サイ
クル信号りに変換される。

一方、前記給電線の負荷電流は、変流器１１により、同
負荷電流に比例した電流信号ｉに変換され、この電流信
号ｉは、電流−電圧変換回路１２により第３図（ｂ）、
（Ｃ）に示したように、同電流信号ｉに比例した電圧信
号（＋ｅｉ）と位相が１８０度異なる電圧信＠（−ｅｉ
）とに変換される。

この電圧信号子８１、−ｅｉは、同信号（＋ｅｉ）が乗
算回路１８のアナログスイッチ１８ａ、１８ｂへ送出さ
れ、一方同信号−ｅｉはアナログスイッチ１８ｃ、’１
８ｄへ送出される。また前記アナログスイッチ１８ａ、
１８ｄのゲート端へＰＷＭ回路２からパルス幅デユーテ
ィ・サイクル信号りが送出され、前記アナログスイッチ
１８ｂ、１８Ｇのゲート端へパルス幅デユーティ・サイ
クル信号りが送出される。その結果、この乗算回路１８
のアナログスイッチ１８ａ、１８Ｇの出力端の接続点に
第３図（Ｃｌ）に示したような瞬時電圧信号ｅｏｎが得
られる。

乗算回路１８の以上のような信号処理により、ｅｖと±
ｅｉとを乗算することができ、前記瞬時電圧信号ｅｏｎ
　、　ｅｏｐは瞬時電力に比例した±０１・ｅｖ　　が
出力される。前記瞬時電圧信号ｅｏｎ　、　ｅｏｐは、
ローパスψフィルター回路１９の抵抗２０ａへの同電圧
信号ｅｏｎが送出され、同フィルター回路１９の抵抗２
０ｂへ同電圧信号ｅｏｐが送出される。その結果、同フ
ィルター回路１９で積分されて、抵抗２０ａとコンデン
サー２１ａとの接続点に直流電圧信号ｅｏｎが得られ、
一方、同フィルター回路１つの抵抗２０ｂとコンデンサ
ー２１ｂとの接続点に直流電圧信号ｅｏｐが得られる。

これら直流電圧信号ｅｏｎ　、　ｅｏｐは実際の消費電
力より前記変流器１１の比誤差による誤差直流電圧信号
ｅｏｎは・、電圧−周波数変換回路２２のアナログスイ
ッチ２３ａへ送出され、一方、直流電圧信号ｅｏｐは、
同変換回路２２のアナロケスイッチ２３ｂへ送出される
。コンパレータとして作動するＯＰアンプ２７から出力
される論理信号ｅｆにより前記アナログスイッチ２３ａ
のゲートが制御され、一方、前記アナログスイッチ２３
ｂのゲートは、前記論理信号ｅｆがインバーテイング・
バッファー２９により反転された信号により制御され、
同時に両スイッチ２３ａ、２３ｂが作動しないようにな
っている。その結果、両スイッチ２３ａ、２３ｂの接続
点に第５図（ｂ）に示した電圧信号ｅｍが得られ、この
電圧信号ｅｍがＯＰアンプ２５の反転入力端に抵抗２４
を介して送出される。その結果、同ＯＰアンプ２５の出
力端に第５図（Ｃ）に示したような三角状の電圧信号ｅ
ｑが得られ、この電圧信号ｅｑがコンパレータとして作
動するＯＰアンプ２７の反転入力端子に印加される。

第５図（ｄ）に示したような基準電圧信号ｅｃが＋ｅｐ
／２または−ｅｐ／２に達すると、同ｏｐアンプ２７の
出力と同○ｐアンプ２７の出力に入力が接続されたイン
バーチインク・バッファ２９の出力は軽負荷調整回路３
１の抵抗３２および抵抗３３に送出される。そして、こ
の抵抗３２．３３および可変抵抗器３４により分圧され
前記可変抵抗器３４のｔｇ動端より出力され前記変流器
１１の比誤差による誤差電力成分ｅｉＥ−ｅｖを相殺す
るように調整された電圧信号ｅ［を前記電圧−周波数変
換回路２２のＯＰアンプ２５の反転入力端へ抵抗３５を
介して出力する。その結果、前記誤差電力成分ｅｉＥ−
ｅｖが補正される。そして、ＯＰアンプ２７の出力端、
すなわち電圧−周波数変換回路２２の出力端から変流器
１１の比誤差による誤差電力成分ｅｉＥ−ｅＶによる誤
差の除去されたｅｉ　−ｅｖ＋ｅｔ ２ｅｒ−ｅｐ−Ｒ２−Ｃ２ によって決定される周波数ｆｏを有する論理信号ｅｆが
出力される。この周波ｐｆｏは とあくと、ｆｏ＝　Ｋ　（ｅｉ十ｅｖ＋ｅＬ）となり、
ざらにｅ［は誤差電力成分ｅｉＥ−ｅｖと等しいので、
ｆｏ＝　Ｋ（ｅｉ＋ｅｉＥ　）−ｅｖとなり、ｆｏは変
流器１１の比誤差が補正された実際の消費電力に正確に
比例した出力周波数を示す。

なお、本発明は前記した実施例に限られるものではない
。たとえば、前記実施例では単相２線式電力量計につい
てのべたが、電圧検出系、電流検出系、乗算回路をそれ
ぞれ複数設けることにより多相式電力量計にも適用でき
る。多相式電力量計の電力量は各相電力の和であるので
、各相の電流検出系の比誤差についても和としてあられ
れるので本考案の方法によって同様の効果が得られる。

また、この実施例の説明にあたっては、変流器の比誤差
についてのべたが、乗算回路、電圧−周波数変換回路の
直線性誤差の補正についても同様に行なうことが出来る
。

［発明の効果］ 以上説明したように、本発明は、変流器の比誤差におい
て生じる誤差と等しい調整電圧を軽負荷調整回路で発生
させ、電圧−周波数変換回路に帰還することにより、変
流器の比誤差による誤差を補正して正しく電力量に比例
した周波数信号を得るようにしている。したがって、変
流器の比誤差が大きく精度に影響する軽負荷時において
も電力量を高精度に測定できると言う効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図（ａ）
は変成器から出力される給電線の負荷電圧に比例した電
圧信号ｅｖの波形図、同図（ｂ）はパルス幅デユーティ
・サイクル信号りの波形図、第３図（ａ）は電圧信号ｅ
ｖの波形図、同図（ｂ）、（Ｃ）は電流−電圧変換回路
から出力される給電線の負荷電流に比例した電圧信号（
十ｅｉ）、（−ｅｉ）の波形図、同図（ｄ＞は同図（ａ
＞の電圧信号ｅｖのＳ部分の拡大図、同図（ｅ）、（ｆ
）はパルス幅デユーティ・サイクル信号り、　　Ｄの波
形図、同図（ｇ）は瞬時電圧信号ｅｏｎの波形図、第４
図はローパス・フィルタの入出力特性図、第５図（ａ）
は電圧−周波数変換回路のアナログスイッチの導通期間
を示す図、同図（ｂ）は同アナログスイッチから出力さ
れる電圧信号ｅｍの波形図、同図（Ｃ）は同変換回路の
積分回路から出力される電圧信号ｅｑの波形図、同図（
ｄ）は同変換回路のコンパレータの基準電圧信号ｅｃの
波形図、第６図（ａ）は軽負荷調整回路を＋側に調整し
たときのｅしの波形図、同図（ｂ）は同調整回路を一側
に調整したときのｅ［の波形図、同図（Ｃ）は同図（ａ
＞、（ｂ）の電圧信号ｅ［を加えたときの電圧−周波数
変換回路の積分回路から出力される電圧信号ｅｑの変化
を示す波形図、第７図は従来の電子式電力量計の概略偶
成ブロック図、第８図は給電線の負荷電流に比例した電
圧信号ｅｉを得るための一般的な回路図である。 １・・・変成器　　　　　２・・・パルス幅変調回路１
９・・・積分回路　　　　１２・・・電流−電圧変換回
路１８・・・乗算回路　　　　２２・・・電圧−周波数
変換回路３１・・・軽負荷調整回路 代理人　弁理士　　則　近　憲　化 量　　三俣弘文 り暑　　　ム＝ 一個 第　　２　　図 第　　７　　図 第　　８　　図 手続補正書（方式） １．事件の表示 特願昭６１−２１７１０４号 ２、発明の名称 電子式電力置針 ３、補正をする者 事件との関係　　特許出願人 （３０７）株式会社　東芝 ４、代理人 〒１０５ 東京都港区芝浦−丁目１番１号 昭和６１年１１月２５日（発送日） ７、補正の内容 （１）明細書第３４頁第１０行目乃至第１６行目記載の
「第６図・・・・・・波形図、」を「第６図は軽負荷調
整回路の電圧信号ｅ［および電圧−周波数変換回路の積
分出力信号ｅｑの波形を示す図、」と訂正する。 以上 手続補正書（自発） ６２．４．２２ 昭和　年　月　日

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電力給電線の負荷電流に比例した電流信号を出力する変
   流器と、この変流器から出力される電流信号に応じた電
   圧信号を出力する電流−電圧変換回路と、前記電力給電
   線の負荷電圧に比例した電圧信号を出力する電圧検出系
   と、この電圧検出系と前記電流−電圧変換回路とから出
   力される電圧信号を乗算する乗算回路と、この乗算回路
   の出力信号を積分し直流電圧信号を出力するローパスフ
   ィルタと、このローパスフィルタから出力される直流電
   圧信号に応じた周波数信号を出力する電圧−周波数変換
   回路と、この電圧−周波数変換回路から出力される周波
   数信号を入力し変流器、電流−電圧変換回路および電圧
   検出系の比誤差あるいは乗算回路、電圧−周波数変換回
   路の直線性誤差に相当する電圧を調整によって発生しこ
   れを前記電圧−周波数変換器に帰還する軽負荷調整回路
   を具備することを特徴とする電子式電力量計。