JPS6363573A - High-frequency pulse arc welding machine - Google Patents
High-frequency pulse arc welding machineInfo
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- Arc Welding Control (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
「産業上の利用分野」
この発明は、薄板交流溶接等に用いて好適な高周波パル
スアーク溶接機に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION "Field of Industrial Application" The present invention relates to a high-frequency pulse arc welding machine suitable for use in AC welding of thin plates and the like.
「従来の技術−１
第３図は、従来の溶接電源の構成を示す回路図であり、
図において、■はバッテリ等の直流電源（電圧Ｅ ）で
ある。ＩＮＶは、直流電源１の直流出力を交流に変換し
て出力するインバータであり、スイッチング素子２〜５
とダイオード６〜９とから構成されている。このインバ
ータＩＮＶの出力端間には、電流検出器１０、被溶接材
ＩＩ、アーク１２、電極１３、カップリングコイルＩ４
およびリアクトル１５が直列に配されろ構成となってい
る。１７は、電流検出器１０の検出電流に基づいてスイ
ッチング素子２〜５のオン／オフ制御を行うとともに、
高周波高圧発生器１６の駆動を制御する制御回路であり
、高周波高用発生器１６は、カップリングコイル１４と
ともにアークスタータを構成している。また、１８は指
令／操イ′１部であり、制御回路１７に対し溶接電流の
１１七：ｌｉ ｆ、、Ｔ活を指示する。``Prior art-1 Figure 3 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional welding power source.
In the figure, ■ is a DC power source (voltage E) such as a battery. INV is an inverter that converts the DC output of the DC power supply 1 into AC and outputs it, and includes switching elements 2 to 5.
and diodes 6 to 9. Between the output ends of this inverter INV, a current detector 10, a workpiece II, an arc 12, an electrode 13, a coupling coil I4
and reactor 15 are arranged in series. 17 performs on/off control of the switching elements 2 to 5 based on the detected current of the current detector 10, and
This is a control circuit that controls the drive of the high frequency high voltage generator 16, and the high frequency high voltage generator 16 constitutes an arc starter together with the coupling coil 14. Further, reference numeral 18 denotes a command/control unit which instructs the control circuit 17 to activate the welding current.
第４図は、上記構成による従来の溶接電ｉ１１；ｉのス
イッチング素子２〜５のオン／オフタイミンクと溶接電
流１ｗの関係を示す波形図である。この図において、ハ
ヅチングを付した部分は、各スイッチング素子２〜５の
オン期間を示しでいる。ｅして、制御回路１７が高周波
高圧発生器１６に駆動指令を与えて高圧を発生させると
、被溶接材１１と電極１３との間にアーク放電が開始さ
れ、以後、第４図（ロ）〜（ポ）に示すようなスイッチ
ング素子を行うと、同図（イ）に示すような溶接電流１
ｗが流れる。すなわち、同図に１゛１で示す、スイッチ
ング素子２と５が共にオンの期間においてｆＪｌ 、直
流電源１＝スイッヂング素子２−・被溶接材１１ ・ア
ーク１２→電極１３→カツプリングコイル１４−リアク
トル１５−スイッヂンク素−ｒ−５，）直流電δム；（
１の経路で溶接電流１ｗが流れ（以下、この期間を給電
期間′Ｉ゛１と称す）、同図にＴ２で示す、スイッチ“
ンク素子５かオフ、スイッチング素子２のみがオンの期
間にわいては、リアクトル１５に蓄えられたエネルギに
より、リアクトル１５→ダイオード８→スイツヂンク素
子２→被溶接材１１→アーク１２−・電極１３→カツプ
リングコイルＩ４→リアクトルＩ５の経路で、溶接電流
１ｗが還流する（以下、この期間を還流期間Ｔ２と称す
）。FIG. 4 is a waveform diagram showing the relationship between the on/off timing of the switching elements 2 to 5 of the conventional welding current i11;i with the above configuration and the welding current 1w. In this figure, the hatched portion indicates the on period of each switching element 2-5. When the control circuit 17 gives a drive command to the high-frequency high-pressure generator 16 to generate high pressure, arc discharge is started between the welded material 11 and the electrode 13, and from then on, as shown in FIG. When the switching elements shown in ~ (Po) are used, the welding current 1 as shown in Figure (A)
W flows. That is, during the period when switching elements 2 and 5 are both on, as shown by 1-1 in the figure, fJl, DC power supply 1 = switching element 2 - workpiece 11 - arc 12 -> electrode 13 -> coupling coil 14 - reactor 15-Switch element-r-5,) DC current δgm; (
A welding current of 1 W flows through path 1 (hereinafter, this period is referred to as power supply period 'I'1), and the switch "
During the period when the linking element 5 is off and only the switching element 2 is on, the energy stored in the reactor 15 causes the reactor 15 → diode 8 → switching element 2 → workpiece 11 → arc 12-/electrode 13 → A welding current of 1 W flows back through the coupling coil I4→reactor I5 path (hereinafter, this period is referred to as a return period T2).
１発明が解決４゛ろ問題点」
とごろで、直流溶接においては、溶接電流に対し高周波
パルス電流を重畳すると、電磁ピンチ効果か増大し、ア
ークの安定性が高められることが知られている。電磁ピ
ンチ効果とは、アーク電流によ−）で発生ずる磁界の影
響を受けてアークがその（Ｙを細く絞られる性質のこと
で、アークの安定化のために、好ましい性質である。し
たがって、高周波パルス電流を重畳する方法は、低電流
溶接が要求されてアークが不安定になりやすい薄板の溶
接に効果がある。In DC welding, it is known that when a high-frequency pulse current is superimposed on the welding current, the electromagnetic pinch effect increases and the stability of the arc is improved. . The electromagnetic pinch effect is the property that the arc is narrowed (Y) under the influence of the magnetic field generated by the arc current, and is a desirable property for stabilizing the arc. The method of superimposing high-frequency pulsed currents is effective for welding thin plates, which require low current welding and where the arc is likely to become unstable.
一方、アルミニウム等のように、酸化しく１い材料の場
合には、酸化膜を除去するクリーニング作用を有する逆
極性溶接あるいは交流溶接が適用されることが多い。On the other hand, in the case of materials that are not easily oxidized, such as aluminum, reverse polarity welding or AC welding, which has a cleaning effect to remove the oxide film, is often applied.
しかしながら、交流溶接電源の場合は、薄い材料の溶接
に際しては、溶接電流の平均値を低くしなければならな
いため、アークが不安定となる欠点があった。そごで、
直流溶接電源の場合と同様に高周波パルスを重畳させる
ことが考えられる。However, in the case of an AC welding power source, when welding thin materials, the average value of the welding current must be lowered, which has the disadvantage that the arc becomes unstable. There,
It is conceivable to superimpose high-frequency pulses as in the case of a DC welding power source.
高周波パルスを重畳させるには、交流周期′１゛および
Ｔ−を決定する制御回路１７内の発振器の周波数を大と
すればよいが、第３図に示す従来の交流溶接電源におい
ては、平滑用のりアクドル１５か有るため、第４図（イ
）に示すように溶接電流１ ｗのリップル分が除去され
、高周波成分σい１７畳は困難となる。特に、高周波成
分の重畳に伴う聴感１″の悪影響を除去するために、高
周波成分を１５ｋＨｚ以上（可聴領域外周波数）とする
ことは、リアクトル１５（配線浮遊インダクタンスを含
む）の影響を受け、はとんと不可能であった。In order to superimpose high-frequency pulses, it is sufficient to increase the frequency of the oscillator in the control circuit 17 that determines the AC period '1' and T-, but in the conventional AC welding power source shown in FIG. Since there is a glue handle 15, the ripple of the welding current of 1 W is removed, as shown in FIG. In particular, in order to eliminate the adverse effect of the auditory sense 1'' due to the superposition of high frequency components, setting the high frequency components to 15 kHz or higher (frequency outside the audible range) is influenced by the reactor 15 (including wiring stray inductance), It was simply impossible.
そこで、リアクトルＩ５を除去らしくは小さな値きし、
スイッチング素子２，５または４，３の対を同時にオン
／オフすれば、電流減少時のｄｉ／ｄｔの値が上昇時の
それとほぼ同じになり（符号は逆）、この結果、第５図
に実線で示すように、高周波成分の重１′＋がｉｉＪ能
となる。なお、リアクトル１５および配線浮遊インダク
タンスの影響で、溶接電流Ｉｗの波形を完全な矩形波と
することはできず、図示のようなＦ角波となるが、電流
ピークの値が大であれば、所定の効果を奏することがで
きる。Therefore, the value is small to remove reactor I5,
If the pair of switching elements 2, 5 or 4, 3 are turned on and off simultaneously, the value of di/dt when the current decreases is almost the same as that when the current increases (the sign is opposite), and as a result, as shown in Fig. 5. As shown by the solid line, the weight 1'+ of the high frequency component becomes the iiJ function. Note that due to the influence of the reactor 15 and wiring stray inductance, the waveform of the welding current Iw cannot be made into a perfect rectangular wave, and becomes an F-angle wave as shown in the figure, but if the current peak value is large, A predetermined effect can be achieved.
しかしながら、このようにリアクトル１５を小さな値よ
すると平滑効果がなくなるため、溶接電流１ｗの平均値
が小さい場合、すなわち、スイッチング素子２〜５のオ
ン時間が短い場合には、第５図に一点鎖線で示すように
溶接電流１ｗがＯとなる区間ができてしまい、アーク切
れが発生するという問題か生じた。However, if the reactor 15 is set to a small value in this way, the smoothing effect disappears, so when the average value of the welding current 1W is small, that is, when the ON time of the switching elements 2 to 5 is short, the dashed line shown in FIG. As shown in the figure, there was a section where the welding current 1W was O, which caused the problem of arc breakage.
この発明は、−１一連した事情に鑑みてなされたもので
、交流溶接電源において、溶接電流に高周波パルス電流
を重畳させることができ、しかも溶接電流平均値が小さ
く設定されている場合でムアーク切れを発生させること
がない高周波パルスアーク溶接機を提供することを目的
としている。This invention was made in view of the following series of circumstances: in an AC welding power source, it is possible to superimpose a high-frequency pulse current on the welding current, and moreover, when the average value of the welding current is set to a small value, arc breakage occurs. The purpose is to provide a high frequency pulse arc welding machine that does not generate.
「問題点を解決するための手段−１
この発明は、直流電源に接続されノご複数のスイッチン
グ素子およびダイオードから構成される第１および第２
のインバータと、前記第１および第２のインバータの両
出力端間に順次直列に接続された電極および被溶接材の
間へ給電を行うときは前記第１のインバータの各スイッ
チング素子を適宜のパターンでオン状態とし、溶接電流
が所定値に達した際には、前記第１のインバータの総て
のスイッチング素子をオフ状態として前記直流電源への
回生を行い、この回生期間において溶接電流が所定値以
下にな−たとき、または第１のインバータから出力され
る溶接電流とは無関係に、前記第２のインバータの各ス
イッチング素子を適宜のパターンでオン状態として、前
記電極と被溶接材間に所定値の溶接電流を供給させる制
御手段上を具備することを特徴としている。Means for Solving the Problems-1 This invention provides first and second
When supplying power between the inverter, the electrodes and the workpieces connected in series between the output terminals of the first and second inverters, each switching element of the first inverter is connected in an appropriate pattern. When the welding current reaches a predetermined value, all switching elements of the first inverter are turned off to perform regeneration to the DC power supply, and during this regeneration period, the welding current reaches the predetermined value. When the following conditions occur, or regardless of the welding current output from the first inverter, each switching element of the second inverter is turned on in an appropriate pattern, and a predetermined gap is established between the electrode and the workpiece. The present invention is characterized by comprising a control means for supplying a welding current of a certain value.
１作用」
給電期間および回生期間における溶接電流のｄｉ／ｄｉ
の値を犬とすることができ、したがって、高周波成分の
重畳が良好に行えるとともに、回生期間における溶接電
流減少時において溶接電流が所定値以下となった場合、
またはこの溶接電流とは無関係に第２のインバータから
溶接電流が供給されので、溶接電流が０となることがな
くなり、アーク切れが防止される。1 action” di/di of welding current during power supply period and regeneration period
Therefore, the high frequency component can be superimposed well, and when the welding current becomes less than a predetermined value when the welding current decreases during the regeneration period,
Alternatively, since the welding current is supplied from the second inverter regardless of this welding current, the welding current never becomes zero, and arc breakage is prevented.
「実施例」 以下、図面を参照し、この発明の詳細な説明する。"Example" Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図で
あり、前述した第３図の各部に対応する部分には同一の
符号が付されている。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, and parts corresponding to those in FIG. 3 described above are given the same reference numerals.
第１図において、Ｉａとｌｂ、２ａ〜５ａと２ｂ〜５ｂ
、（ｉａ−９ａと６ｂ〜９ｂおよび１５ａと１５ｂは、
第３図に示した直流電源ｌ、スイッチング素子２〜５、
ダイオード６〜９およびリアクトル１５に各々対応する
ものであり、スイッチング素子２ａ〜５ａとダイオード
６ａ〜９ａによって第１のインバータＩ ＮＶａが構成
され、スイッチング素子２ｂ〜５ｂとダイオード６ｂ〜
９ｂによって第２のインバータＩ ＮＶｂが構成されて
いる。In Figure 1, Ia and lb, 2a to 5a and 2b to 5b
, (ia-9a and 6b to 9b and 15a and 15b are
The DC power supply l shown in FIG. 3, the switching elements 2 to 5,
The switching elements 2a-5a and the diodes 6a-9a constitute a first inverter INVa, and the switching elements 2b-5b and the diodes 6b-
9b constitutes a second inverter INVb.
１７Ａはスイッチング素子２ａ〜５ａと２ｂ〜５ ｂお
よび高周波高圧発生器１６の制御を行う制御回路であり
、指令／操作部１８Ａ内の各設定器１８Ａ１〜１８Ａ
５の設定値および電流検出器１０の検出値に基づいて各
スイッチング素子のオン／オフ制御を行うようになって
いる。この場合、制御回路１７Ａにおける高周波高圧発
生器１６の制御系は、第３図に示す制御回路Ｉ７と同様
であるので、その図示および説明を省略し、スイッチン
グ素子の制御系についてのみ以下に説明する。17A is a control circuit that controls the switching elements 2a to 5a and 2b to 5b and the high frequency/high pressure generator 16, and each setting device 18A1 to 18A in the command/operation section 18A.
On/off control of each switching element is performed based on the set value of 5 and the detected value of the current detector 10. In this case, the control system of the high frequency high voltage generator 16 in the control circuit 17A is the same as the control circuit I7 shown in FIG. 3, so illustration and explanation thereof will be omitted, and only the control system of the switching elements will be described below. .
まず、溶接電流１ｗか正方向（被溶接材１１−・アーク
１２−電極１３）に流れている場合（以下、ＳＰ期間と
呼ぶ）、電流検出器１０から出力される溶接電流１ｗに
対応する検出電流（以下、フィードバック信号Ｆｓと呼
ぶ）は、アナログスイッチ２７を介して偏差検出点２９
．３１．３９および４０に各々供給される。First, when the welding current 1w is flowing in the positive direction (workpiece 11 - arc 12 - electrode 13) (hereinafter referred to as SP period), the detection corresponding to the welding current 1w output from the current detector 10 is detected. The current (hereinafter referred to as feedback signal Fs) is passed through the analog switch 27 to the deviation detection point 29.
．． 31, 39 and 40 respectively.
逆に、溶接電流１ｗが負方向（電極１３−アーク１２−
・被溶接材１１）に流れている場合（以下、ＲＰ刑期間
呼ぶ）、電流検出器ＩＯから出力されるフィードバック
信号Ｆｓは、ゲイン−１のアンプによって構成される反
転器２６で反転されてから、アナログスイッチ２８を介
して偏差検出点２９．３１，３９および４０に各々供給
される。Conversely, the welding current 1w is in the negative direction (electrode 13 - arc 12 -
- When the current is flowing through the welded material 11) (hereinafter referred to as RP period), the feedback signal Fs output from the current detector IO is inverted by the inverter 26 constituted by an amplifier with a gain of -1. , are supplied via analog switch 28 to deviation detection points 29, 31, 39 and 40, respectively.
設定器１８ Ａ ｌは溶接電流平均値１ａｖを設定す
るためのもので、偏差検出点２９は、設定器１８Ａ１か
ら出力される溶接電流平均値１ａｖと、フィードバック
信号Ｆｓ（溶接電流Ｉｗに対応している）との偏差を検
出するものである。この偏差検出点２９において得られ
た偏差は積分器３０によって積分される。３Ｉは積分器
３０の積分出力信号と、フィートハック信号Ｆｓの瞬時
値との偏差を検出する偏差検出点であり、この偏差検出
点３１に得られる偏差が入力されるコンパレータ３２に
よって積分器３０の出力と、フィードバック信号Ｆｓの
瞬時値との大小関係が比較される。The setting device 18A1 is for setting the welding current average value 1av, and the deviation detection point 29 is for setting the welding current average value 1av output from the setting device 18A1 and the feedback signal Fs (corresponding to the welding current Iw). This is to detect the deviation from the The deviation obtained at this deviation detection point 29 is integrated by an integrator 30. 3I is a deviation detection point that detects the deviation between the integral output signal of the integrator 30 and the instantaneous value of the foot hack signal Fs. The magnitude relationship between the output and the instantaneous value of the feedback signal Fs is compared.
１９は１５ｋＨｚの矩形波を発生ケるパルス発振器であ
り、この出力パルスはワンショット・マルチバイブレー
ク３４のトリガ端子に供給されるとともに、負論理オア
ゲート３３の一方の入力端と、Ｄタイプ・フリップフロ
ップ２１のり［ノック入力端ＣＫに供給される。19 is a pulse oscillator capable of generating a 15 kHz rectangular wave, and this output pulse is supplied to the trigger terminal of the one-shot multi-by-break 34, and also to one input terminal of the negative logic OR gate 33 and the D type flip-flop. 21 glue [supplied to knock input end CK.
ワンショット・マルチバイブレーク３３の出力パルスは
、セット・リセット・フリップフ［ｌツブ３５のセット
端子Ｓに供給され、口論Ｊｌｊオアゲート３３の出力は
セット・リセット・フリップフロップ３５のリセット状
態Ｒに供給されろようにな−）でいる。そして、セット
リセット・フリップフ「１ツブ３５は、発振器１９の出
力か“Ｉビレヘルとなる毎にセントされ、次いで、発振
器１９の出力が“Ｌ”レベルの期間において、溶接電流
１ｗが第２図に示すピーク値１ｐ（設定器１８Δ １に
よ−）で設定された溶接電流平均値１ａｖに対応してい
る）に達し、コンパレータ３２の出力が“Ｉ７”レベル
とな−、た時点で、リセットされる。The output pulse of the one-shot multi-by-break 33 is supplied to the set terminal S of the set-reset flip-flop 35, and the output of the OR gate 33 is supplied to the reset state R of the set-reset flip-flop 35. It's like that. Then, the set-reset flip "1 knob 35 is set every time the output of the oscillator 19 reaches "I level," and then, during the period when the output of the oscillator 19 is at the "L" level, the welding current 1W is set as shown in FIG. When the peak value 1p (corresponding to the welding current average value 1av set by the setting device 18Δ1) is reached, and the output of the comparator 32 reaches the "I7" level, it is reset. Ru.
セット・リセット・フリップフロップ３５のＱ＝１１−
出力はアットゲート３７およびアンドゲート３８に供給
される。アンドゲート３７およびアンドケート３８は、
第１のインバータＩＮＶａを構成するスイッチング素子
２ ａ、 ５ ａの対、およびスイッチング素子３ａ、
４ａの対を各々オン／オフするものである。これにより
、セットリセット・フリップフロップ３５のＱ出力が“
Ｈ”レベルとなっている期間において、アンドケート３
７またはアンドゲート３８か１３Ｍ状態となり、アント
ゲート３７またはアントケート３８のその他の入力端に
供給される信号に基づいて、スイッチング素子２ ａ、
５ ａの対、またはスイッチング素子３ａ、４ａの対
がオンとなる。The Q=11- output of set/reset flip-flop 35 is supplied to at gate 37 and AND gate 38. AND gate 37 and AND gate 38 are
A pair of switching elements 2a and 5a that constitute the first inverter INVa, and a switching element 3a,
4a are turned on and off, respectively. As a result, the Q output of the set-reset flip-flop 35 becomes “
During the period when it is at H” level, ANDKATE 3
7 or the AND gate 38 is in the 13M state, and based on the signal supplied to the other input terminal of the AND gate 37 or the AND gate 38, the switching element 2a,
5a or the pair of switching elements 3a and 4a are turned on.
そして、溶接電流１ｗが第２図に示すピーク値１ｐに達
する以前においては、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”
レベルであり、セット・リセット・フリップフロップ３
５はセット状態を維持し、したがって、アンドゲート３
７および３８は開状態となる。ここで、アンドゲート３
７を介してスイッチング２ ａ、 ５ ａの対がオンと
されると、第２図に示す給電期間ＴＩ内において、正側
のメインパルス十ＭＰが発生し、アンドゲート３８を介
してスイッチング素子３ａ、４ａの対がオンとされると
、給電期間Ｔ１内において、負側のメインパルスＭＰが
発生する。Before the welding current 1w reaches the peak value 1p shown in FIG. 2, the output of the comparator 32 is "H".
level, set/reset/flip-flop 3
5 remains set and therefore the AND gate 3
7 and 38 are in the open state. Here, and gate 3
When the pair of switching elements 2a and 5a is turned on via the AND gate 38, a positive main pulse 10MP is generated during the power supply period TI shown in FIG. , 4a are turned on, a negative main pulse MP is generated within the power supply period T1.
また、パルス発振器１９の出力パルスが“１．”レベル
であり、かつ溶接電流１ｗが第２図に示４〜ピーク値１
ｐに達すると、コンパレータ３２の出力が“Ｌ”レベル
となり、セットリセット・フリップフロップ３５がリセ
ット状態となり、）２ンドゲート３７および３８は共に
閉状態となり、スイッチング素子２ａ〜５ａは全てオフ
とされ、これにより、第２図に示す回生期間Ｔ３となる
。Further, the output pulse of the pulse oscillator 19 is at the "1." level, and the welding current 1W is from 4 to the peak value 1 as shown in FIG.
When p is reached, the output of the comparator 32 becomes "L" level, the set-reset flip-flop 35 becomes a reset state, the second gates 37 and 38 are both closed, and the switching elements 2a to 5a are all turned off. This results in a regeneration period T3 shown in FIG.
以上の説明かられかるように、パルス発振器１９の周波
数によって、メインパルスｌ−Ｍ Ｐの発生周期が規定
され、さらに、このメインパルスＩＭＦのピーク値±Ｉ
ｐが、常に設定器１８△ １によ−）で設定された溶接
電流平均値１ａｖとなるように紹持される。As can be seen from the above explanation, the frequency of the pulse oscillator 19 defines the generation period of the main pulse l-MP, and furthermore, the peak value ±I of this main pulse IMF is
p is always set to the welding current average value 1av set by the setting device 18Δ1.
一方、Ｉ）タイプ・フリソプフ〔ｌツブ２１の１）入力
端にはパルス発振器２０の出力パルスが供給される。パ
ルス発振器２０は設定器１８Ａ ２によって設定された
発振周波数（通常１ｋｌ−１ｚ程度以下）で、設定器１
８Ａ ３１こよって設定されたデユーティ−比により発
振するように構成されている。On the other hand, the output pulses of the pulse oscillator 20 are supplied to the input terminal of the I) type Frisopf 21. The pulse oscillator 20 has an oscillation frequency set by the setting device 18A2 (usually about 1 kl-1z or less), and the pulse oscillator 20
8A 31 is configured to oscillate according to the set duty ratio.
これらパルス発振器２０とＤタイプ・フリップフロップ
２Ｉは、第２図に示す、溶接電流１ｗの正側の半サイク
ルであるＳＰ刑期間、負側の半サイクルであるＲ Ｐ
期間を規定するためのものである。すなわら、Ｄタイプ
・フリップフロップ２１のＱ出力は、そのクロック入力
端ＣＫに供給されるパルス発振器１９の出力が“Ｈ”レ
ベルに立ち上がる時点て切替わるが、この際、パルス発
振器２０の出ツノが“１ビレベルの期間（ＳＰＭ間）に
おいては、Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力が
“ｔｌ”レベルとなる。The pulse oscillator 20 and the D-type flip-flop 2I are operated by the pulse oscillator 20 and the D type flip-flop 2I, as shown in FIG.
This is to define the period. In other words, the Q output of the D-type flip-flop 21 is switched when the output of the pulse oscillator 19 supplied to its clock input terminal CK rises to the "H" level. During the period when the horn is at the "1 Bi level" (between SPMs), the Q output of the D type flip-flop 21 is at the "tl" level.
Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力が“Ｈ”レベ
ルとなると、アンドゲート３７およびアンドゲート４５
がｆｆｔＪ状態となり、これにより、アンドヶ−１・３
７および４５のその他の入力端に供給される信号に応じ
て、第１のインバータＩＮＶａを構成するスイッチング
素子２ ａ、 ５ ａ、および第２のインバータＩ Ｎ
Ｖｂを構成するスイッチング素子５ｂかオンとなる。When the Q output of the D type flip-flop 21 becomes “H” level, the AND gate 37 and the AND gate 45
becomes the fftJ state, and as a result, AND 1 and 3
7 and 45, the switching elements 2a, 5a and the second inverter INVa constituting the first inverter INVa
The switching element 5b constituting Vb is turned on.
一方、パルス発振器２０の出力が“Ｉ７”レベルの期間
（ＲＰ期間）においては、Ｄタイプ・ソリツブフロップ
２１のＱ出力が“Ｌ”レベルとなり、これにより、アン
ドゲート３８およびアントケート４６を開状態となり、
アンドゲート３８および４６のその他の入力端に供給さ
れる信号に応して、第１のインバータＩＮＶａを構成す
るスイッチング素子３ａ、４ａ、および第２のインバー
タＩＮ’Ｖｂを構成するスイッチング素子４ｂがオンと
なる３゜Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力はア
ナログスイッヂ２７に供給されろとともに、インバータ
２８ａを介してアナログスイッヂ２８に供給され、これ
により、各偏差検出点２９．３＋、３９．４０に供給さ
れるフィードバック信号Ｆｓの極性が、ＳＰ期間および
ＲＰ期間にいづ−れにおいても常に正側に維持されるよ
うになっている。On the other hand, during the period in which the output of the pulse oscillator 20 is at the "I7" level (RP period), the Q output of the D-type solid flop 21 is at the "L" level, thereby opening the AND gate 38 and the anchor 46. Then,
In response to the signals supplied to the other input terminals of AND gates 38 and 46, switching elements 3a and 4a forming the first inverter INVa and switching element 4b forming the second inverter IN'Vb are turned on. The Q output of the 3°D type flip-flop 21 is supplied to the analog switch 27 and is also supplied to the analog switch 28 via the inverter 28a, thereby detecting each deviation detection point 29.3+, 39. The polarity of the feedback signal Fs supplied to 40 is always maintained on the positive side during both the SP period and the RP period.
次に、設定器１８Ａ４は、第２図に示すベース溶接電流
下限値ＩＢ、を設定するためのもので、また、設定器１
８Ａ ５は、ベース溶接電流上限値＋１３２を設定４゛
るためのものである。これら設定器１８Ａ ４および１
８Ａ ５の各設定値は、偏差検出点３９および４０に供
給されてフィードバック信号Ｆｓ（溶接電流１ｖに対応
している）との偏差が検出される。これら偏差検出点３
９および４０において得られた偏差はコンパレータ４１
及び４２に入力され大小関係が比較される。この場合、
溶接電流１ｗがベース溶接電流下限値ＩＢ、よりも小と
なった場合、コンパレータ４１の出力が“Ｈ”レベルと
なり、また溶接電流１ｗがベース溶接電流−ｈ限値ＩＢ
、より大となった場合にコンパレータ４２の出力が“Ｌ
”レベルとなる。これらコンパレータ４Ｉおよび４２の
各出力は、セット・リセット・フリップフロップ４３の
セット端子Ｓおよびリセット端子Ｒに供給され、これに
より、セット・リセット・フリップフロップ４３は、溶
接電流１ｗがベース溶接電流下限値ＩＢ、を下回った時
点でセットされ、ベース溶接電流上限値１１３．を−１
−回った時点でリセットされる。このセット・リセット
・フリップフロップ４３のＱ出力は、アンドゲート４５
および４６に供給される。Next, the setting device 18A4 is for setting the base welding current lower limit value IB shown in FIG.
8A5 is for setting the base welding current upper limit value +132 by 4 degrees. These setting devices 18A 4 and 1
Each setting value of 8A5 is supplied to deviation detection points 39 and 40, and the deviation from the feedback signal Fs (corresponding to a welding current of 1V) is detected. These deviation detection points 3
The deviation obtained at 9 and 40 is determined by comparator 41
and 42, and the magnitude relationship is compared. in this case,
When the welding current 1w becomes smaller than the base welding current lower limit value IB, the output of the comparator 41 becomes "H" level, and the welding current 1w becomes the base welding current - h limit value IB.
, the output of the comparator 42 becomes “L”.
The outputs of these comparators 4I and 42 are supplied to the set terminal S and the reset terminal R of the set/reset flip-flop 43, so that the set/reset flip-flop 43 controls the welding current 1W. It is set when the base welding current lower limit value IB is lower than the base welding current upper limit value IB, and the base welding current upper limit value 113.
- It will be reset when it turns. The Q output of this set/reset flip-flop 43 is connected to the AND gate 45.
and 46.
以上により、メインパルス±Ｍ Ｉ）が供給された後の
回生期間Ｔ３において、溶接電流１ｗがベース電流下限
値±ＩＢ、以下となった場合に、第２のインバータＩ
ＮＶｂを構成するスイッチング素子２ ｂ、 ５ ｂの
対、または３ｂ、４ｂの対がオンとなって、給電期間Ｔ
１′ となり、次いで、溶接電流１ｗがベース電流上限
値±ＩＢ２に達した時点で、スイッチング素子２ｂまた
は３ｂのみがオンとなって、還流期間Ｔ２となる。As described above, in the regeneration period T3 after the main pulse ±M I) is supplied, when the welding current 1w becomes equal to or less than the base current lower limit ±IB, the second inverter I
The pair of switching elements 2b and 5b or the pair of switching elements 3b and 4b constituting NVb is turned on, and the power supply period T
1', and then, when the welding current 1w reaches the base current upper limit value ±IB2, only the switching element 2b or 3b is turned on, and a reflux period T2 begins.
また、図に示す４８はインバータ、３６、．４４はタイ
マである。タイマ３６．４４はスイッチング素子２ａ〜
５ａおよび２ｂ〜５ｂのオン／オフパターンが切り替え
られる際において、互いに逆極性の関係のスイッチング
素子が同時にオンとなることを防止するためのものであ
る。Further, 48 shown in the figure is an inverter, 36, . 44 is a timer. The timers 36 and 44 are switching elements 2a~
This is to prevent switching elements having mutually opposite polarities from being turned on at the same time when the on/off patterns of 5a and 2b to 5b are switched.
次に、上述した構成による一実施例の動作にっいて第２
図を参照して説明する。Next, a second explanation will be given of the operation of one embodiment with the above-described configuration.
This will be explained with reference to the figures.
この実施例においては、溶接電流１ｗが正方向に流れる
ＳＰ期間と、逆方向に流れるＲＰＭ間とでは全く同様の
制御を行っているので、ここでは、ＳＰ期間についての
み説明する。In this embodiment, the SP period in which the welding current 1w flows in the forward direction and the RPM period in which the welding current 1w flows in the reverse direction are controlled in exactly the same way, so only the SP period will be described here.
いま、時刻ｔｓにおいて、溶接電流１ｗがピーク値ｌｐ
以下であり、コンパレータ３２の出力が“Ｈ”レベルと
なっている。ここで、パルス発振器Ｉ９の出力が“Ｈ”
レベルに立ち上がると、セット・リセット・フリップフ
ロップ３５がセットされて、そのＱ出力が“Ｉ−１”レ
ベルとなる。また、パルス発振器２０の出力が“Ｈ”レ
ベルとなり、Ｄタイプ・フリップフロップ２１のＱ出力
が“Ｈ”レベルとなると、タイマ３６による計時動作が
完了した時点でアンドゲート３７の入力端が全て“Ｈ”
レベルとなり、これにより、スイッチング素子２ａと５
ａがオンとなる。すると、溶接電流１ｗが、直流電源１
ａ−スイッチング素子２ａ−リアクトル１５ａ→電流検
出器１０→被溶接材１１→アークＩ２→電極Ｉ３→カッ
プリングコイルＩ４→スイッチング素子５ａ−直流電源
１ａの経路で流れ、ごの結果、第１のインバータＩＮＶ
ａによって、溶接電流１ｗが０（給され、メインパルス
十ＭＰが生じる（給電期間Ｔ、）。Now, at time ts, the welding current 1w reaches the peak value lp
The output of the comparator 32 is at "H" level. Here, the output of the pulse oscillator I9 is “H”
When the level rises, the set/reset flip-flop 35 is set and its Q output becomes the "I-1" level. Further, when the output of the pulse oscillator 20 becomes "H" level and the Q output of the D type flip-flop 21 becomes "H" level, all the input terminals of the AND gate 37 become " H”
level, and as a result, switching elements 2a and 5
a is turned on. Then, the welding current 1W becomes the DC power supply 1
It flows in the path of a - switching element 2a - reactor 15a -> current detector 10 -> welded material 11 -> arc I2 -> electrode I3 -> coupling coil I4 -> switching element 5a - DC power supply 1a, and as a result, the first inverter INV
By a, the welding current 1W is supplied (0), and the main pulse 10 MP is generated (power supply period T,).
次いで、時刻ｔ、において、溶接電流１ｗがピーク値１
ｐに達すると、コンパレータ３２の出力が゛“Ｌ”レベ
ルに反転し、セット・リセット・フリップフロップ３５
がリセットされ、そのＱ出力が、“Ｌ”レベルに反転す
る。すると、スイッチング素子２ ａ、 ５ ａが同時
にオフとなり、溶接電流１ｗがダイオード７ａ、８ａを
介して直流電源１ａに回生され、これにより、溶接電流
Ｉｗの値は、給電期間′１゛、におけるｄｉ／ｄｔの傾
きと同様の傾き（符シ１は逆）で減少していく（回生期
間Ｔ２）。Next, at time t, the welding current 1w reaches the peak value 1
When p is reached, the output of the comparator 32 is inverted to "L" level, and the set/reset flip-flop 35
is reset, and its Q output is inverted to "L" level. Then, the switching elements 2a and 5a are turned off simultaneously, and the welding current 1w is regenerated to the DC power supply 1a via the diodes 7a and 8a, so that the value of the welding current Iw becomes equal to di during the power supply period '1''. /dt (regeneration period T2).
次に、時刻ｔ２において、溶接電流１ｗが設定器１８Ａ
４によって設定されたベース溶接電流１ｚ限値ＩＢ、ま
で減少オろと、コンパレータ４１の出力が“Ｈ”レベル
となり、セット・リセット・ソリツブフロップ４３がセ
ットされ、そのＱ出力か“ｌ−じレベルとなり、この“
Ｈ”レベルのＱ出力がアンドゲート４５に供給され、ス
イッチング素子５ ｂがオンとなる。ここで、スイッチ
ング素子２ｂはＤタイプ・フリップフロップ２ＩのＱ出
力に基づいて、すでにオンとなっている。これら、スイ
ッチング素子２ ｂ、５ ｂが共にオンとなると、直流
電源Ｉｂ→スイッチング素子２ｂ→リアクトル１５ｂ→
電流検出器ｌＯ〜被溶接材１１→アーク１２−電極１３
→カツプリンクコイル１４→スイツチング索子５ｂ→直
流電源１ｂの経路で溶接電流Ｉｗが流れ、この結果、第
２のインバータＩ ＮＶｂによって、溶接電流１ｗが供
給される（給電期間Ｔ１′）。Next, at time t2, the welding current 1w is set at the setting device 18A.
When the base welding current 1z decreases to the limit value IB set by 4, the output of the comparator 41 becomes "H" level, the set/reset solver flop 43 is set, and its Q output becomes "L" level. level, and this “
The Q output of H'' level is supplied to the AND gate 45, and the switching element 5b is turned on. Here, the switching element 2b is already turned on based on the Q output of the D type flip-flop 2I. When these switching elements 2 b and 5 b are both turned on, DC power supply Ib → switching element 2 b → reactor 15 b →
Current detector lO - material to be welded 11 -> arc 12 - electrode 13
A welding current Iw flows through the path of → coupling coil 14 → switching cable 5b → DC power supply 1b, and as a result, welding current 1w is supplied by the second inverter INVb (power supply period T1').
次いで、時刻ｔ３において、溶接電流１ｗが設定器１８
Δ ５によって設定されたベース溶接電流上限値Ｉ Ｂ
ｔに達すると、コンパレータ４２の出力か“Ｌ”レベ
ルとなり、セント・リセット・フリップフロップ４３が
リセットされ、そのＱ出力が、”Ｌ”レベルとなる。す
ると、スイッチング素子５ｂがオフとなり、スイッチン
グ素子２ｂのみがオンとなり、これにより、リアクトル
１５ｂに蓄えられたエネルギにより、リアクトル＋５ｂ
→電流検出器１０−・被溶接材１１＝アーク１２→電極
１３→カツプリングコイル１４→ダイオード８ｂ−〉ス
イッチング素子２ｂ−リアクトル１５Ｉ）の経路で、溶
接電流１ｗが還流する（還流期間′ｒ２）。このように
、第２のインバータＩＮＶｂは定リップル制御され、溶
接電流１ｗがベース溶接電流下限値Ｉ ＋３、以下とな
った時点で溶接電流１ｗを供給し、ベース溶接電流上限
値Ｉ Ｂ ２以上となった時点で溶接電流１ｗを還流す
る。この場合の周波数は負荷によって定まる。Next, at time t3, the welding current 1w is set at the setting device 18.
Base welding current upper limit value IB set by Δ5
When reaching t, the output of the comparator 42 becomes "L" level, the cent reset flip-flop 43 is reset, and its Q output becomes "L" level. Then, the switching element 5b is turned off and only the switching element 2b is turned on, whereby the energy stored in the reactor 15b causes the reactor +5b
→ Current detector 10 - workpiece 11 = arc 12 → electrode 13 → coupling coil 14 → diode 8b -> switching element 2b - reactor 15I), welding current 1w flows back (reflux period 'r2) . In this way, the second inverter INVb is subjected to constant ripple control, and when the welding current 1w reaches the base welding current lower limit I + 3, it supplies the welding current 1w, and when the base welding current upper limit I B exceeds 2. At this point, 1 W of welding current is circulated. The frequency in this case is determined by the load.
以下、同様にして、第１のインバータＩＮＶａによる給
電期間Ｔ１および回生期間Ｔ３と、第２のインバータＩ
ＮＶｂによる給電期間Ｔ、” および還流期間Ｔ、が
順次繰り返される。Thereafter, similarly, the power supply period T1 and regeneration period T3 by the first inverter INVa, and the power supply period T3 by the second inverter INVa.
The power supply period T,'' by NVb and the reflux period T are sequentially repeated.
上述した一実施例によれば、第１のインバータＩ ＮＶ
ａから供給する溶接電流１Ｗのｄｉ／ｄｔ（メインパル
スＭＰの傾き）を大とし得て高周波パルスの重畳が可能
になるとともに、溶接電流１ｗの値がベース溶接電流下
限値Ｉ Ｂ ＋以下となると、第２のインバータＩ Ｎ
Ｖｂから溶接電流１ｗが供給されるので、溶接電流１ｗ
が０となる事輻を回避することかできる。According to one embodiment described above, the first inverter I NV
The di/dt (inclination of the main pulse MP) of the welding current 1W supplied from a can be increased, making it possible to superimpose high-frequency pulses, and when the value of the welding current 1W becomes equal to or less than the base welding current lower limit value I B +. , second inverter I N
Welding current 1w is supplied from Vb, so welding current 1w
It is possible to avoid the case where 0 becomes 0.
なお、上述した一実施例においては、ひとつの電流検出
器１０を設けたが、１対の電流検出器１０をリアクトル
１５ａ、１５ｂと同様に設け、第２のインバータＩ Ｎ
Ｖｂを常時、定電流制御または定リップル制御して溶接
電流１ｗを供給するように構成してもよく、また、必ず
しも、第２のインバータＩ ＮＶｂを第１のインバータ
ＩＮＶａと同期させて駆動する必要はなく、極性（ＳＰ
期間とＲＰ期間）を同じにすれば、非同期で駆動しても
構わない。Although one current detector 10 is provided in the embodiment described above, a pair of current detectors 10 is provided in the same way as the reactors 15a and 15b, and the second inverter I N
It may be configured to supply a welding current of 1 W by constant current control or constant ripple control of Vb at all times, and it is not always necessary to drive the second inverter INVb in synchronization with the first inverter INVa. There is no polarity (SP
If the period and the RP period) are made the same, it may be driven asynchronously.
「発明の効果」
以上説明したように、この発明によれば、直流ｍＩｔｍ
に接続された複数のスイッチング素子およびダイオード
から構成される第１および第２のインバータと、前記第
１および第２のインバータの両出力端間に順次直列に接
続された電極および被溶接材の間へ給電を行うときは前
記第１のインバータの各スイッチング素子を適宜のパタ
ーンでオン状態とし、溶接電流が所定値に達した際には
、藺記第１のインバータの総てのスイッチング索ｒをオ
フ状態として前記直流電源への回生を行い、この回生期
間において溶接電流が所定値以下になったとき、または
第１のインバータから出力される溶接電流とは無関係に
、前記第２のインバータの各スイッチング素子を適宜の
パターンでオン状態として、前記電極と被溶接材間に所
定値の溶接電流を供給させる制御手段とを設けたので、
給電期間および回生期間における溶接電流のｄｉ／ｄｔ
の値を犬とすることができ、したか−）で、高周波成分
の重畳か良好に行えるとともに、回生期間における溶接
電流減少時において溶接電流が所定（ｌｌ’ｉ以下とな
った場合、またはこの溶接電流とは無関係に第２のイン
バータから溶接電流が供給されので、溶接電流が０とな
ることがなく、アーク切れを防止することができるとい
う効果が得られる。"Effects of the Invention" As explained above, according to the present invention, the direct current mItm
between first and second inverters configured with a plurality of switching elements and diodes connected to the electrodes and the workpieces connected in series in sequence between both output terminals of the first and second inverters; When supplying power to the first inverter, each switching element of the first inverter is turned on in an appropriate pattern, and when the welding current reaches a predetermined value, all switching cables of the first inverter are turned on. Regeneration is performed to the DC power source in the OFF state, and when the welding current becomes less than a predetermined value during this regeneration period, or regardless of the welding current output from the first inverter, each of the second inverters Since the control means is provided to turn on the switching element in an appropriate pattern and supply a predetermined value of welding current between the electrode and the workpiece,
di/dt of welding current during power supply period and regeneration period
When the welding current decreases during the regeneration period, if the welding current becomes less than the predetermined value (ll'i or Since the welding current is supplied from the second inverter regardless of the welding current, the welding current does not become zero, and arc breakage can be prevented.
第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロック図、
第２図は同実施例の動作を説明するための各部の波形図
、第３図は従来の溶接電源の構成を示すブロック図、第
４図は同溶接電源各部の波形図、第５図は従来の溶接電
源回路において高周波成分を重畳した場合の波形図であ
る。
Ｉ ａ、 Ｉ ｂ・・・・直流電源、２ａ〜５ ａ、
２ ｂ〜５ｂ・・・・・・スイッチング素子、６ａ〜９
ａ、 ６ ｂ〜９ｂ・・・・・ダイオード、Ｉ Ｎ
Ｖ ａ−−第１のインバータ、Ｉ ＮＶｂ・・・・・・
第２のインバータ、ＩＩ・・・・・被溶接材、１３・・
・電極、１７Ａ ・・・・制御回路。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention.
Figure 2 is a waveform diagram of each part to explain the operation of the same embodiment, Figure 3 is a block diagram showing the configuration of a conventional welding power source, Figure 4 is a waveform diagram of various parts of the same welding power source, and Figure 5 is a waveform diagram of each part of the same welding power source. FIG. 6 is a waveform diagram when a high frequency component is superimposed in a conventional welding power supply circuit. Ia, Ib...DC power supply, 2a to 5a,
2b-5b...Switching element, 6a-9
a, 6 b~9b...diode, IN
V a--first inverter, I NVb...
Second inverter, II... Material to be welded, 13...
・Electrode, 17A...Control circuit.
Claims (1)
イオードから構成される第１および第２のインバータと
、 前記第１および第２のインバータの両出力端間に順次直
列に接続された電極および被溶接材の間へ給電を行うと
きは前記第１のインバータの各スイッチング素子を適宜
のパターンでオン状態とし、溶接電流が所定値に達した
際には、前記第１のインバータの総てのスイッチング素
子をオフ状態として前記直流電源への回生を行い、この
回生期間において溶接電流が所定値以下になったとき、
または第１のインバータから出力される溶接電流とは無
関係に、前記第２のインバータの各スイッチング素子を
適宜のパターンでオン状態として、前記電極と被溶接材
間に所定値の溶接電流を供給させる制御手段と を具備することを特徴とする高周波パルスアーク溶接機
。[Claims] First and second inverters each comprising a plurality of switching elements and diodes connected to a DC power source, and connected in series in series between both output terminals of the first and second inverters. When power is supplied between the electrode and the workpiece, each switching element of the first inverter is turned on in an appropriate pattern, and when the welding current reaches a predetermined value, the switching elements of the first inverter are turned on in an appropriate pattern. All switching elements are turned off to perform regeneration to the DC power source, and when the welding current becomes less than a predetermined value during this regeneration period,
Alternatively, each switching element of the second inverter is turned on in an appropriate pattern to supply a predetermined value of welding current between the electrode and the workpiece, regardless of the welding current output from the first inverter. A high-frequency pulse arc welding machine characterized by comprising a control means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20613886A JPS6363573A (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | High-frequency pulse arc welding machine |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20613886A JPS6363573A (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | High-frequency pulse arc welding machine |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6363573A true JPS6363573A (en) | 1988-03-19 |
| JPH0413060B2 JPH0413060B2 (en) | 1992-03-06 |
Family
ID=16518413
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20613886A Granted JPS6363573A (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | High-frequency pulse arc welding machine |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6363573A (en) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444253A (en) * | 1977-09-14 | 1979-04-07 | Sanyo Electric Co Ltd | Safety device for absorption refrigeration machine |
| JPS58176072A (en) * | 1982-04-06 | 1983-10-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Arc welding machine |
-
1986
- 1986-09-02 JP JP20613886A patent/JPS6363573A/en active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444253A (en) * | 1977-09-14 | 1979-04-07 | Sanyo Electric Co Ltd | Safety device for absorption refrigeration machine |
| JPS58176072A (en) * | 1982-04-06 | 1983-10-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Arc welding machine |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0413060B2 (en) | 1992-03-06 |
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