JPS6361682A - Control device for electric motor-driven power steering - Google Patents
Control device for electric motor-driven power steeringInfo
- Publication number
- JPS6361682A JPS6361682A JP61206489A JP20648986A JPS6361682A JP S6361682 A JPS6361682 A JP S6361682A JP 61206489 A JP61206489 A JP 61206489A JP 20648986 A JP20648986 A JP 20648986A JP S6361682 A JPS6361682 A JP S6361682A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- motor
- signal
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 16
- 230000001172 regenerating effect Effects 0.000 abstract description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Power Steering Mechanism (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は、ハンドルの正逆回転信号及びＰＷＭ回路か
らの出力信号に応じて、電動モータを制御する電動パワ
ーステアリングの制御装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to an electric power steering control device that controls an electric motor in accordance with a forward/reverse rotation signal of a steering wheel and an output signal from a PWM circuit.
（従来の技術）
この種の装置として特開昭Ｈ−３５６ｆｌｉ４号公報所
載の発明が従来らか知られているが、この従来の装置を
簡略化して示したのが、第６図のブロック図である。(Prior Art) As this type of device, the invention disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 1987-356FLI4 has been known for some time, but the block diagram in FIG. 6 is a simplified diagram of this conventional device. It is a diagram.
この第６図に示した従来の装置は、信号処理回路１から
の出力信号に応じて、トランジスタＱ１〜Ｑ４を動作さ
せるようにしている０例えば、信号処理回路１から正転
信号が出力されると、トランジスタＱ４が常時オンにな
るとともに、トランジスタＱ１がＰＷＭ信号に応じてオ
ン、オフ動作を綴り返し、このＰＷＭ信号のデユーティ
比に応じて電動モータＤＭを制御する。In the conventional device shown in FIG. 6, the transistors Q1 to Q4 are operated according to the output signal from the signal processing circuit 1. For example, when a normal rotation signal is output from the signal processing circuit 1, Then, the transistor Q4 is always on, and the transistor Q1 repeats on and off operations according to the PWM signal, and the electric motor DM is controlled according to the duty ratio of this PWM signal.
（本発明が解決しようとする問題点）
上記のようにした従来の装置では、トランジスタＱ＋が
オフのときにも、トランジスタＱ４がオンの状態を保つ
ので、第６図の矢印で示すような閉回路を構成し、モー
タが外力によって回転させられると矢印のように電流が
流れ、当該電動モータＤＭにトルクが発生するが、それ
は制御系と全く関係なく発生する。(Problems to be Solved by the Invention) In the conventional device as described above, even when transistor Q+ is off, transistor Q4 remains on, so the closed state shown by the arrow in FIG. A circuit is configured, and when the motor is rotated by an external force, a current flows as shown by the arrow, and torque is generated in the electric motor DM, but this is generated completely unrelated to the control system.
この制御系と関係なく発生した電動モータのトルクは、
例えば、セルファライニングトルクによってハンドルが
戻るときに、ブレーキ作用をするので、ハンドルが戻り
にくくなるという問題があった。The electric motor torque generated regardless of this control system is
For example, when the steering wheel returns due to self-lining torque, a brake is applied, which makes it difficult to return the steering wheel.
そこで、上記トランジスタＱ４をＰＷＭ制御のパルス幅
に応じて、オン・オフさせることも考えられる。しかし
、この場合には、ＰＷＭ信号の周波数が増加すると、Ｐ
ＷＭ信号のデユーティ比と電動モータの出力トルクとの
リニアリティが、第７図に示すようにくずれてしまい、
当該パワーステアリングの制御性が悪くなるという別の
問題が発生する。Therefore, it is conceivable to turn on and off the transistor Q4 according to the pulse width of PWM control. However, in this case, as the frequency of the PWM signal increases, P
The linearity between the duty ratio of the WM signal and the output torque of the electric motor breaks down as shown in Figure 7.
Another problem occurs in that the controllability of the power steering becomes poor.
つまり、第８図に示すように、当該ＰＷＭ信号の周波数
が増加すると、１パルス当りのエネルギーが小さくなる
。そのために上記デユーティ比と電動モータの出力トル
クとのリニアリティがくずれてしまい、上記したように
当該パワーステアリングの制御性が悪くなるという問題
があった。That is, as shown in FIG. 8, as the frequency of the PWM signal increases, the energy per pulse decreases. As a result, the linearity between the duty ratio and the output torque of the electric motor is lost, and as described above, there is a problem in that the controllability of the power steering becomes poor.
この発明の目的は、例えば、セルファライニングトルク
によってハンドルが戻されるときなどに、当該電動モー
タがブレーキ作用をせず、しかも、ＰＷＭｉ号のデユー
ティ比と電動モータの出力トルクとのりニアリティを保
つ制御装置を提供することである。An object of the present invention is to provide a control device that prevents the electric motor from applying a braking action when the handle is returned by self-lining torque, and maintains linearity between the duty ratio of the PWMi and the output torque of the electric motor. The goal is to provide the following.
（問題点を解決する手段）
上記の目的を達成するために、この発明は、電動モータ
も流れる電流を検出する電流信号処理回路と、この電流
信号処理回路から出力されるモータ電流相当電圧と走行
条件に応じて出力される指令電圧とを比較するコンパレ
ータと、このコンパレータからの出力信号に応じて、電
動モータに印加される電圧を制御するか、あるいは電動
モータに流れる電流を制御するかを選択する選択回路と
を備え、しかもこの選択回路は、指令電圧がモータ電流
相当電圧よりも大きいとき、電圧制御を実施し、指令電
圧よりもモータ電流相当電圧が大きいとき、電流制御を
実施するとともに、この電流制御を実施しているとき、
指令電圧に対するモータ電流相当電圧の差を補正する機
能を備えた構成にしている。(Means for Solving the Problems) In order to achieve the above object, the present invention provides a current signal processing circuit that detects the current that also flows through the electric motor, and a voltage corresponding to the motor current output from the current signal processing circuit and A comparator that compares the command voltage output depending on the conditions, and a selection of whether to control the voltage applied to the electric motor or the current flowing to the electric motor according to the output signal from this comparator. and a selection circuit that performs voltage control when the command voltage is larger than the motor current equivalent voltage, and performs current control when the motor current equivalent voltage is larger than the command voltage, When performing this current control,
The structure is equipped with a function to correct the difference between the motor current equivalent voltage and the command voltage.
（本発明の作用）
上記のように構成したので、ハンドルを正逆いずれかに
回転させているとき、第３トランジスタあるいは第４ト
ランジスタがオンの状態を維持する。したがって、これ
ら第３．４トランジスタを介して回生電流が流れる。(Operation of the present invention) With the above structure, the third transistor or the fourth transistor remains on when the handle is rotated in either the forward or reverse direction. Therefore, regenerative current flows through these 3.4 transistors.
モータに流れる電流は、電流信号処理回路によって検出
されるとともに、この処理回路からはモータ電流相当電
圧が出力される。The current flowing through the motor is detected by a current signal processing circuit, and this processing circuit outputs a voltage corresponding to the motor current.
このモータ電流相当電圧は、コンパレータで指令電圧と
比較され、その比較結果が選択回路に入力する。この選
択回路では、指令電圧がモータ電流相当電圧よりも大き
いとき、電圧制御を選択し、指令電圧よりもモータ電流
相当電圧が大きいとき、電流制御を選択する。This motor current equivalent voltage is compared with a command voltage by a comparator, and the comparison result is input to the selection circuit. This selection circuit selects voltage control when the command voltage is larger than the motor current equivalent voltage, and selects current control when the motor current equivalent voltage is larger than the command voltage.
しかも、この電流制御を実施しているとき、上記指令電
圧に対してモータ電流相当電圧が大きければ、当該モー
タ電流相当電圧を低くする方向に補正する。Furthermore, when performing this current control, if the motor current equivalent voltage is larger than the command voltage, the motor current equivalent voltage is corrected to be lower.
したがって、電動モータの出力トルクをゼロにするため
の指令電圧が出力されているとき、上記回生電流が流れ
れば、選択回路の電流制御機能によって、この回生電流
をゼロにする方向に補正する。Therefore, if the regenerative current flows when a command voltage for making the output torque of the electric motor zero is output, the regenerative current is corrected to zero by the current control function of the selection circuit.
（本発明の効果）
この発明の制御装置によれば、例えば、セルファラニン
グトルクによってハンドルを戻すときに、電動モータに
回生電流が流れていても、それをゼロにするように制御
機能が発揮されるので、当該回生電流の作用で、電動モ
ータがブレーキ作用をするようなことはなくなる。した
がって、当該パワーステアリングの制御性も向上する。(Effects of the Present Invention) According to the control device of the present invention, for example, when the handle is returned by self-running torque, even if a regenerative current is flowing through the electric motor, the control function is exerted to reduce the regenerative current to zero. Therefore, the electric motor does not perform a braking action due to the action of the regenerative current. Therefore, the controllability of the power steering is also improved.
また、回生電流を積極的に流すようにしているので、Ｐ
ＷＭ周波数が高くなっても電流の流れが断続的になるこ
とはない。したがって、電動モータの出力トルクとＰＷ
Ｍ信号のデユーティ比とのリニアリティが維持される。In addition, since regenerative current is actively applied, P
Even if the WM frequency becomes high, the current flow will not become intermittent. Therefore, the output torque of the electric motor and PW
Linearity with the duty ratio of the M signal is maintained.
さらに、ハンドルを切っているときには、電圧制御が実
施されるので、電圧の変動が少なくなる。もし、ハンド
ルを切るときも電流制御とすると、当該電流を指令値に
維持させるために指令電圧が常に変動することになる。Furthermore, since voltage control is performed when the steering wheel is turned, voltage fluctuations are reduced. If the current is controlled even when turning the steering wheel, the command voltage will always fluctuate in order to maintain the current at the command value.
このように電圧が常に変動すると、モータから音が発生
することがある。しかし、この発明のように、ハンドル
を切るときに電圧制御を実施すれば、当該電圧は指令値
に等しくなって、その変動がなくなるから、モータから
の音の発生という問題もなくなる。Constant voltage fluctuations can cause the motor to make noise. However, if the voltage is controlled when the steering wheel is turned as in the present invention, the voltage becomes equal to the command value and there is no fluctuation, so the problem of noise generation from the motor is eliminated.
（本発明の実施例）
第１〜５図に示したこの発明の実施例は、ハンドルＨに
連結した入力軸２の先端にピニオン３を連結するととも
に、このビニオン３をラック６にかみ合わせている。こ
のラック６の両側は、サイドロッド５及びナックルアー
ム４を介して車輪１に連結している。(Embodiment of the present invention) In the embodiment of the present invention shown in FIGS. 1 to 5, a pinion 3 is connected to the tip of an input shaft 2 connected to a handle H, and this pinion 3 is engaged with a rack 6. . Both sides of this rack 6 are connected to the wheels 1 via side rods 5 and knuckle arms 4.
また、正逆転可能にした電動モータｍには減速機７を連
結するとともに、この減速機７の出力軸８にビニオン９
を設け、このピニオン９を上記ラック６にかみ合せてい
る。Further, a reduction gear 7 is connected to the electric motor m capable of forward and reverse rotation, and a pinion 9 is connected to the output shaft 8 of this reduction gear 7.
is provided, and this pinion 9 is engaged with the rack 6.
さらに、当該車両の車速を検出する車速センサー１０と
入力軸２に作用する操舵トルクを検出するトルクセンサ
ー１１とを設けているが、これら両センサー１０．１１
を信号処理装置１２に接続している。Further, a vehicle speed sensor 10 that detects the vehicle speed of the vehicle and a torque sensor 11 that detects the steering torque acting on the input shaft 2 are provided.
is connected to the signal processing device 12.
上記信号処理装置１２は、モータ制御装置ａに接続して
いるが、このモータ制御装置ａの具体的な構成は第２図
のブロック図に示すとおりである。The signal processing device 12 is connected to a motor control device a, and the specific configuration of this motor control device a is as shown in the block diagram of FIG. 2.
上記モータ制御装置ａには、当該車両の走行条件に応じ
た指令電圧Ｖｃが入力する選択回路すを設けているが、
この選択回路すは差動入力型のオペ・アンプ１３を有し
、このオペ・アンプの一方の入力端子１３ａに上記指令
電圧Ｖｃが入力し、他方の入力端子１３ｂには、電動モ
ータｍに流れる電流を検出する電流信号処理回路１４を
接続している。The motor control device a is provided with a selection circuit into which a command voltage Vc corresponding to the running conditions of the vehicle is input.
This selection circuit has a differential input type operational amplifier 13, the command voltage Vc is input to one input terminal 13a of this operational amplifier, and the command voltage Vc is input to the other input terminal 13b, and the command voltage Vc is input to the other input terminal 13b. A current signal processing circuit 14 for detecting current is connected.
このようにした選択回路すには３つの抵抗Ｒａ。This selection circuit requires three resistors Ra.
Ｒｓ、Ｒｆを設けるとともに、抵抗Ｒｆを抵抗Ｒｓに対
して十分に大きくしている。Rs and Rf are provided, and the resistor Rf is made sufficiently larger than the resistor Rs.
さらに、この選択回路すであって、上記オペ・アンプ１
３の下流側にスイッチ１５を設けている。このスイッチ
１５は、接点１５ａと１５ｂとを有し、接点１５ａが閉
じているときには、上記オペ・アンプ１３を機能させる
。また、接点１５ｂが閉じているときには、選択回路す
に入力した指令電圧Ｖｃを、バイパス回路１６から、後
に述べる制御系の回路に直接流すもので、オペ・アンプ
１３を実質的に機能させないようにする。Furthermore, this selection circuit includes the above-mentioned operational amplifier 1.
A switch 15 is provided on the downstream side of 3. This switch 15 has contacts 15a and 15b, and causes the operational amplifier 13 to function when the contact 15a is closed. Furthermore, when the contact 15b is closed, the command voltage Vc input to the selection circuit is passed directly from the bypass circuit 16 to the control system circuit described later, so that the operational amplifier 13 is not substantially operated. do.
そして、上記スイッチ１５は、コンパレータ１７に接続
し、このコンパレータ１７の出力信号に応じて開閉動作
するものである。。The switch 15 is connected to a comparator 17 and opens and closes according to the output signal of the comparator 17. .
上記コンパレータ１７には、電流信号処理回路１４のモ
ータ電流相当電圧Ｖｒを絶対値化する絶対値回路１８か
らの出力信号ＩＶＩＩと、指令電圧Ｖｃの絶対値を０倍
する絶対値増幅回路１９からの出力信号α１Ｖｃｌとが
入力するようにしている。The comparator 17 receives an output signal IVII from an absolute value circuit 18 that converts the motor current equivalent voltage Vr of the current signal processing circuit 14 into an absolute value, and an output signal IVII from an absolute value amplification circuit 19 that multiplies the absolute value of the command voltage Vc by 0. The output signal α1Vcl is input.
そして、上記コンパレータ１７は、ＩＶＩＩ＜α１Ｖｃ
ｌのときにオフになって、接点１５ｂを閉じ、反対にＩ
ＶＩＩ＞α１Ｖｃｌのときには、当該コンパレータ１７
が機能して、接点１５ａを閉じるようにしている。Then, the comparator 17 calculates that IVII<α1Vc
turns off when l, closes contact 15b, and conversely turns off when l.
When VII>α1Vcl, the comparator 17
functions to close the contact 15a.
そして、上記のように一方の接点１５ａが閉じていると
き、選択回路すに、上記指令電圧Ｖｃとモータ電流相当
電圧■Ｉとが入力すると、そのときの出力電圧■０は
Ｖｏ ＝Ｖｃ ＋ （Ｒｆ ／Ｒｓ ） （Ｖｃ −Ｖ
＋ ）となる。When one contact 15a is closed as described above, when the command voltage Vc and motor current equivalent voltage ■I are input to the selection circuit, the output voltage ■0 at that time is Vo = Vc + ( Rf/Rs) (Vc-V
+).
したがって、指令電圧Ｖｃとモータ電流相当電圧ｖｌと
が等しいときには、上記出力電圧ｖＯが指令電圧Ｖｃと
等しくなる。また、上記モータ電流相当電圧Ｖ、が指令
電圧Ｖｃよりも大きくなれば、出力電圧■０を小さくシ
、逆に電圧Ｖｌが小さくなれば、出力電圧ｖＯを大きく
する。Therefore, when the command voltage Vc and the motor current equivalent voltage vl are equal, the output voltage vO becomes equal to the command voltage Vc. Further, if the motor current equivalent voltage V becomes larger than the command voltage Vc, the output voltage 0 is decreased, and conversely, if the voltage Vl becomes smaller, the output voltage vO is increased.
また、接点１５ｂが閉じていると、電動モータｍに流れ
る電流すなわち上記モータ電流相当電圧ｖＩに関係なく
、指令電圧Ｖｃと等しい出力電圧ＶＯを出力する。Further, when the contact 15b is closed, an output voltage VO equal to the command voltage Vc is output regardless of the current flowing through the electric motor m, that is, the motor current equivalent voltage vI.
上記のようにした選択回路すには、正負判定回路２０と
絶対値回路２１とを接続している。A positive/negative determination circuit 20 and an absolute value circuit 21 are connected to the selection circuit as described above.
上記正負判定回路２０は、第１．２アンドゲート２２．
２３に接続するとともに、ノットゲート２４を介して第
３．４アンドゲート２５．２６にも接続している。The positive/negative determination circuit 20 includes a first and second AND gate 22.
23, and is also connected to the 3rd and 4th AND gates 25 and 26 via a knot gate 24.
上記第１．３アンドゲート２２．２５には、所定のパル
ス信号を出力する発振回路２７を接続しているが、第２
．４アンドゲート２３．２６には、上記絶対値回路２１
に接続したＰＷＭ回路２８を接続している。An oscillation circuit 27 that outputs a predetermined pulse signal is connected to the first and third AND gates 22 and 25, but the second
．． The above absolute value circuit 21 is connected to the 4-AND gates 23 and 26.
A PWM circuit 28 connected to the terminal is connected.
いま、例えば、正負判定回路２０から正転信号Ａが出力
されると、この正転信号Ａは第１．２アンドゲート２２
．２３に入力する。しかし、この正負判定回路２０から
正転信号以外の信号すなわち逆転信号が出力されると、
ノットゲート２４が機能して逆転信号Ｘを出力するとと
もに、この逆転信号Ａが第３．４アンドゲート２５．２
６に入力する。Now, for example, when a normal rotation signal A is output from the positive/negative determination circuit 20, this normal rotation signal A is output to the first and second AND gate 22.
．． 23. However, when a signal other than the forward rotation signal, that is, a reverse rotation signal, is output from the positive/negative determination circuit 20,
The NOT gate 24 functions and outputs the reverse signal X, and this reverse signal A is sent to the 3.4 AND gate 25.2.
Enter 6.
したがって、正負判定回路２０からの正転信号Ａが第１
アンドゲート２２に入力すると、その正転信号Ａが入力
している間、発振回路２７のパルス信号工と同一のパル
ス信号Ｃが第１アンドゲート２２から出力される。また
、ノットゲート２４から出力される逆転信号Ａが第３ア
ンドゲート２５に入力すると、その逆転信号が入力して
いる間、上記パルス信号工と同一のパルス信号りがこの
第３７ンドゲート２５から出力される。Therefore, the normal rotation signal A from the positive/negative determination circuit 20 is
When input to the AND gate 22, while the normal rotation signal A is input, a pulse signal C, which is the same as the pulse signal of the oscillation circuit 27, is output from the first AND gate 22. Furthermore, when the reverse signal A output from the NOT gate 24 is input to the third AND gate 25, the same pulse signal as the pulse signal generator described above is output from the 37th AND gate 25 while the reverse signal is being input. be done.
また、正転信号Ａが第２アンドゲート２３に入力してい
るときには、その正転信号が入力している間、当該第２
アンドゲート２３からＰＷＭ信号Ｅが出力される。また
、ノットゲート２４からの逆転信号Ａが第４アントゲ−
）２Ｂに入力していると、その逆転信号が入力している
間、当該第４アンドゲート２ＢからＰＷＭ信号信号比力
される。Further, when the normal rotation signal A is input to the second AND gate 23, while the normal rotation signal is input, the second
A PWM signal E is output from the AND gate 23. Further, the reversal signal A from the knot gate 24 is transmitted to the fourth ant gate.
) 2B, the PWM signal signal is input from the fourth AND gate 2B while the reverse signal is being input.
さらに、電動モータｍを介して、第１〜４電界効果トラ
ンジスタ２８〜３２（以下には第１〜４ＦＥＴという）
でブリッジ回路を構成している。そして、第１．２ＦＥ
Ｔ２９．３０のゲート側は、電圧変換回路３３．３４を
介して第１、？アンドゲート２２．２３に接続し、第３
ＦＥＴ３１のゲート側を前記ノットゲート２４に直接接
続し、第４ＦＥＴ３２のゲート側を前記正負反対回路２
０に直接接続している。Furthermore, the first to fourth field effect transistors 28 to 32 (hereinafter referred to as first to fourth FETs) are connected via the electric motor m.
constitutes a bridge circuit. And 1.2FE
The gate side of T29.30 is connected to the first, ? through the voltage conversion circuit 33.34. Connect to AND gate 22.23, third
The gate side of the FET 31 is directly connected to the knot gate 24, and the gate side of the fourth FET 32 is connected to the positive/negative opposite circuit 2.
Connected directly to 0.
上記のようにしたブリッジ回路の第１．２ＦＥＴ２９．
３０間をバッテリ３５のプラス側に接続し、第３．４Ｆ
ＥＴ３１．３２間ｃ７）を圧Ｖ３． Ｖ４ ラフ−スミ
位にしている。さらに、上記電動モータｍの電圧ｖ、、
ｖ２を、電圧変換回路３３．３４に導くようにしている
。The 1.2nd FET 29. of the bridge circuit as described above.
Connect between 30 and 35 to the positive side of battery 35,
c7) between ET31.32 and the pressure V3. V4 I'm in a rough-toothed position. Furthermore, the voltage v of the electric motor m,
v2 is led to voltage conversion circuits 33 and 34.
上記のようにした電圧変換回路３３．３４は、第１．２
ＦＥＴ２９．３０のゲート電圧Ｇ、Ｈを確保するための
ものである。すなわち、第３．４ＦＥＴ３１、３２のソ
ース電圧Ｖ３ 、ｖａは、常に、アース電位であるが、
第１．２ＦＥＴ２９．３０のソース電圧ｖ、、ｖ２は、
最大でバッテリ３５の電圧まで変化する。そこで、電圧
変換回路３３．３４を機能させて、第１．２ＦＥＴ２９
．８０のゲート電圧Ｇ、Ｈとソース電圧ｖ、、ｖ２ と
の相対差を保つようにしている。The voltage conversion circuits 33 and 34 configured as described above are
This is to ensure gate voltages G and H of FETs 29 and 30. That is, the source voltages V3 and va of the 3.4th FETs 31 and 32 are always at the ground potential, but
The source voltage v,,v2 of the 1.2nd FET29.30 is,
The voltage changes up to the voltage of the battery 35 at maximum. Therefore, by making the voltage conversion circuits 33 and 34 function, the 1st and 2nd FETs 29
．． The relative difference between the gate voltages G and H of 80 and the source voltages v, , v2 is maintained.
上記電圧変換回路３３と第１ＦＥＴ２９間を、第５ＦＥ
Ｔ３６及びノットゲート３７を介して第２アンドゲート
２３に接続しているが、この第５ＦＥＴａ６のドレイン
側をアース電位にしている。また、電圧変換回路３４と
第２ＦＥＴ３０間を、第６ＦＥＴ３８及びノットゲート
３Ｂを介して第４アンドゲート２Ｂに接続しているが、
この第６ＦＥＴ３８のドレイン側もアース電位にしてい
る。A fifth FE is connected between the voltage conversion circuit 33 and the first FET 29.
Although it is connected to the second AND gate 23 via T36 and the NOT gate 37, the drain side of this fifth FET Ta6 is set to the ground potential. Further, the voltage conversion circuit 34 and the second FET 30 are connected to the fourth AND gate 2B via the sixth FET 38 and the NOT gate 3B.
The drain side of this sixth FET 38 is also set at ground potential.
いま例えば、正負判定回路２０から正転信号Ａが出力さ
れたとすると、この正転信号が出力している間、第１７
ンドゲート２２からパルス信号Ｃが出力されるとともに
、このパルス信号Ｃが電圧変換回路３３に入力する。電
圧変換回路３３にパルス信号Ｃが入力すると、この電圧
変換回路３３から第１ＦＥＴ２９に対するゲート電圧Ｇ
を出力する。For example, if a normal rotation signal A is output from the positive/negative determination circuit 20, while this normal rotation signal is being output, the 17th
A pulse signal C is output from the second gate 22, and this pulse signal C is input to the voltage conversion circuit 33. When the pulse signal C is input to the voltage conversion circuit 33, the gate voltage G from the voltage conversion circuit 33 to the first FET 29 is
Output.
さらに、上記のように正転信号Ａが出力されると、その
正転信号Ａが第２アンドゲート２３にも入力するので、
ＰＷＭ回路２８からの出力信号Ｂがこの第２アンドゲー
ト２３からＰＷＭ信号Ｅとして出力される。このように
して＄２アンドゲート２３から出力されたＰＷＭ信号Ｅ
はノットゲート３７に入力するが、このノットゲート３
７からは、ＰＷＭ信号がオフのときオンとなり、ＰＷＭ
信号がオンのときオフとなるノット信号１が出力され、
そのノット信号が第５ＦＥＴ３Ｂのゲート側に入力する
。この第５ＦＥＴ３１３のゲート側に入力したノット信
号がオンのときには、換言すればＰＷＭ信号Ｅがオフの
ときには、第５ＦＥＴ３Ｇのゲート側に電圧が印加され
、当該節５ＦＥＴ３Ｅｌがオンとなる。Furthermore, when the normal rotation signal A is output as described above, the normal rotation signal A is also input to the second AND gate 23, so that
Output signal B from PWM circuit 28 is output as PWM signal E from this second AND gate 23. In this way, the PWM signal E outputted from the $2 AND gate 23
is input to knot gate 37, but this knot gate 3
From 7, it turns on when the PWM signal is off, and the PWM
Not signal 1 is output which turns off when the signal is on,
The NOT signal is input to the gate side of the fifth FET 3B. When the NOT signal input to the gate side of the fifth FET 313 is on, in other words when the PWM signal E is off, a voltage is applied to the gate side of the fifth FET 3G, and the node 5FET 3El is turned on.
このように第５ＦＥＴ３ｆ！がオンになれば、第１ＦＥ
Ｔ２９のゲート側がアースされるので、電圧変換回路３
３から出力されていたゲート電圧Ｇが、第１ＦＥＴ２９
のゲート側に供給されなくなる。In this way, the fifth FET3f! is turned on, the first FE
Since the gate side of T29 is grounded, voltage conversion circuit 3
The gate voltage G output from the first FET 29
is no longer supplied to the gate side.
反対に、このノット信号百がオフのときには、換言すれ
ば、ＰＷＭ信号Ｅがオンのときには、第５ＦＥＴ３Ｂの
ゲート側に電圧が印加されない、そのためにＰＷＭ信号
Ｅがオンの間は、この第５ＦＥＴ３Ｂに通電されず、上
記電圧変換回路３３からゲート電圧Ｇが第１ＦＥＴ２９
に印加され続ける。On the other hand, when the NOT signal 100 is off, in other words, when the PWM signal E is on, no voltage is applied to the gate side of the fifth FET3B. The gate voltage G from the voltage conversion circuit 33 is not energized and the first FET 29 is not energized.
continues to be applied.
したがって、第３図のタイムチャート図からも明らかな
ように、第１ＦＥＴ２９も、上記ＰＷＭ信号Ｅのデユー
ティ比に応じてオン、オフ制御されることになる。Therefore, as is clear from the time chart of FIG. 3, the first FET 29 is also controlled to be turned on or off in accordance with the duty ratio of the PWM signal E.
また、正負判定回路２０から正転信号ではない信号が入
力すると、ノットゲート２４から逆転信号Ａが出力され
るとともに、この逆転信号が第３アンドゲート２５に入
力する。そしてこの逆転信号が第３アンドゲート２５に
入力している間、第３アンドゲート２５からパルス信号
りが出力されるとともに、このパルス信号りが電圧変換
回路３４に入力する。電圧変換回路３４にパルス信号り
が入力すると、この電圧変換回路３４から第２ＦＥＴ３
０に対するゲート電圧Ｈを出力する。Further, when a signal other than a normal rotation signal is input from the positive/negative determination circuit 20, a reverse rotation signal A is output from the NOT gate 24, and this reverse rotation signal is input to the third AND gate 25. While this reversal signal is input to the third AND gate 25, a pulse signal is output from the third AND gate 25, and this pulse signal is input to the voltage conversion circuit 34. When a pulse signal is input to the voltage conversion circuit 34, the second FET 3 is output from the voltage conversion circuit 34.
Outputs gate voltage H relative to 0.
このとき第４アンドゲート２６にも逆転信号Ａが入力す
るので、ＰＷＭ回路２８からの出力信号Ｂが、この第４
アンドゲート２ＢからＰＷＭ信号Ｆとして出力される。At this time, since the reversal signal A is also input to the fourth AND gate 26, the output signal B from the PWM circuit 28 is
It is output as a PWM signal F from the AND gate 2B.
そして、このｐｗＭｇ号Ｆがノットゲート３８に入力し
、このノットゲート３９から出力されるノット信号丁で
第６ＦＥＴａ８を制御すること、上記第５ＦＥＴ３Ｂの
場合と同様である。This pwMg signal F is input to the knot gate 38, and the sixth FET A8 is controlled by the knot signal output from the knot gate 39, similar to the case of the fifth FET 3B.
したがって、第２ＦＥＴ３０も、上記ＰＷＭ信号Ｆのデ
ユーティ比に応じてオン、オフ制御されることになる。Therefore, the second FET 30 is also controlled on and off according to the duty ratio of the PWM signal F.
上記のことからも明らかなように、第１．２ＦＥＴ２９
．３０がＰＷＭ信号に応じてオン・オフ動作するが、第
３．４ＦＥＴ３１．３２は、ハンドルＨを左右いずれか
に切り替えている間、オンの状態を維持する６例えば、
正転信号Ａが出力されている間、第４ＦＥＴ２７はオン
の状態を維持する。したがって、ＰＷＭ信号がオフのと
きでも、電動モータｍには、矢印４０方向の回生電流が
流れる。この電動モータｍに流れる電流Ｉは、前記電流
信号処理回路１４で検出される。そして、この電流信号
処理回路１４からは、上記電流■に比例したモータ電流
相当電圧ＶＩが出力される。As is clear from the above, the 1.2nd FET29
．． 30 operates on and off according to the PWM signal, but the 3.4th FET 31.32 maintains the on state while the steering wheel H is switched to either the left or right 6. For example,
While the normal rotation signal A is being output, the fourth FET 27 maintains the on state. Therefore, even when the PWM signal is off, a regenerative current flows in the electric motor m in the direction of arrow 40. The current I flowing through the electric motor m is detected by the current signal processing circuit 14. The current signal processing circuit 14 outputs a motor current equivalent voltage VI that is proportional to the current (2).
上記のように電流信号処理回路１４から出力されたモー
タ電流相当電圧Ｖｒは、絶対値回路１８を経由してコン
パレータ１７に入力するとともに、オペアンプ１３にも
入力する。The motor current equivalent voltage Vr outputted from the current signal processing circuit 14 as described above is inputted to the comparator 17 via the absolute value circuit 18 and also inputted to the operational amplifier 13.
上記コンパレータ１７には、指令電圧Ｖｃを６倍して絶
対値化した絶対値増幅回路１８からの出力信号も入力す
る。The comparator 17 also receives an output signal from the absolute value amplification circuit 18 which is obtained by multiplying the command voltage Vc by six to convert it into an absolute value.
そして、コンパレータ１７は、前記したように上記再出
力信号を比較し、ＩＶＩＩ＜α１Ｖｃｌであれば、スイ
ー７−Ｆ−１５ノ接点１５ｂを閉じ、逆ニＩＶＩ ｌ＞
α１Ｖｃｌであれば、接点１５ａを閉じる。コンパレ
ータ１７に、上記のような制御をさせるのは、ハンドル
Ｈを切るときに電圧制御とし、ハンドルＨを戻すときに
電流制御とするためであるが、この制御形態についてさ
らに詳細に説明する。Then, the comparator 17 compares the re-output signals as described above, and if IVII<α1Vcl, closes the contact 15b of the switch 7-F-15, and reverses the reverse
If α1Vcl, the contact 15a is closed. The reason why the comparator 17 performs the above control is to perform voltage control when turning the handle H and to perform current control when returning the handle H. This control form will be explained in more detail.
まず、モータ電圧は上記指令電圧Ｖｃに比例するととも
に、当該モータのロック時の電圧ともはぼ比例し、結局
、指令電圧Ｖｃとモータのロック時の電流も比例するこ
とになる。そして、上記モータのロック時とは、ハンド
ルＨを所定位置まで切って、その状態を保っているいわ
ゆる保舵状態に対応するものである。First, the motor voltage is proportional to the command voltage Vc, and also approximately proportional to the voltage when the motor is locked, and as a result, the command voltage Vc and the current when the motor is locked are also proportional. The time when the motor is locked corresponds to a so-called steering holding state in which the steering wheel H is turned to a predetermined position and maintained in that state.
したがって、ハンドルＨを切っているときに電圧制御と
し、それを戻しているときに電流制御とする場合に、そ
の再制御の切換点をモータのロック時の電圧に求めるこ
とができる。Therefore, when voltage control is performed when the handle H is turned, and current control is performed when the handle H is turned back, the switching point for re-control can be found at the voltage when the motor is locked.
そこで、この実施例では、モータロック時の電流を理論
的に求める。そして、この理論的に求めたロック電流の
電圧換算値を、絶対値増幅回路１８で指令電圧Ｖｃをα
倍してα１Ｖｃｌとする。Therefore, in this embodiment, the current when the motor is locked is theoretically determined. Then, the voltage conversion value of this theoretically determined lock current is converted into a command voltage Vc by an absolute value amplifying circuit 18.
Multiply it to α1Vcl.
この電圧信号αＩＶｃｌと、モータ電流相当電圧Ｖｒを
絶対値回路１８で絶対値化した電圧信号ＩＶ■１とを、
コンパレータ１７に入力する。This voltage signal αIVcl and a voltage signal IV■1 obtained by converting the motor current equivalent voltage Vr into an absolute value by an absolute value circuit 18,
Input to comparator 17.
そして、このコンパレータ１７で比較された結果が、Ｉ
ＶＩＩ＜α１Ｖｃｌのときには、当該電動モータｍがロ
ック状態に達していす、ハンドルＨを切っているときな
ので、コンパレータ１７が動作せず、スイッチ１５の接
点１５ａを開き、接点１５ｂを閉じた状態に維持する。The result of comparison by this comparator 17 is I
When VII<α1Vcl, the electric motor m has reached the locked state and the chair and handle H are being turned, so the comparator 17 does not operate and the contact 15a of the switch 15 is opened and the contact 15b is kept closed. do.
上記のように接点１５ｂが閉じているときには、指令電
圧Ｖｃが絶対値回路２１からＰＷＭ回路２８に直接伝達
される。したがって、この場合のモータ電圧は、指令電
圧Ｖｃに応じて制御される。つまり、ハンドルＨを切っ
ているときには、電動モータは、指令電圧Ｖｃに応じて
電圧制御されるものである（第４図参照）、このように
ハンドルＨを切っているときには、指令電圧Ｖｃによる
電圧制御が実施されるので、当該モータ電圧は、上記指
令電圧に等しくなって変動しなくなるので、電圧の変化
が原因で発生した音がなくなる。When the contact 15b is closed as described above, the command voltage Vc is directly transmitted from the absolute value circuit 21 to the PWM circuit 28. Therefore, the motor voltage in this case is controlled according to the command voltage Vc. In other words, when the handle H is turned, the voltage of the electric motor is controlled according to the command voltage Vc (see Fig. 4). Since the control is executed, the motor voltage becomes equal to the command voltage and does not fluctuate, so that the noise caused by the change in voltage disappears.
また、上記コンパレータ１７で比較された結果が、ＩＶ
ＩＩ＞α１Ｖｃｌのときには、モータがロックされた状
態に達しているので、コンパレータ１７が動作して、ス
イッチ１５の接点１５ａを閉じ、接点１５ｂを開く。Also, the results compared by the comparator 17 are IV
When II>α1Vcl, the motor has reached a locked state, so the comparator 17 operates to close the contact 15a of the switch 15 and open the contact 15b.
したがって、上記選択回路すでは、前記したように指令
電圧Ｖｃとモータ電流相当電圧Ｖｌ とを比較し、モー
タ電流相当電圧Ｖ■が指令電圧Ｖｃに対して大きすぎる
とき、例えば、指令電圧Ｖｃの値がゼロにもかかわらず
、上記モータ電流相当電圧ｖｌがゼロ以上の値のときは
、電動モータｍに供給される電流工がゼロになるように
出力電圧Ｖｏを制御する。したがって、このときには、
上記電流Ｉを制御する電流制御となる。Therefore, the selection circuit compares the command voltage Vc and the motor current equivalent voltage Vl as described above, and if the motor current equivalent voltage V■ is too large with respect to the command voltage Vc, for example, the value of the command voltage Vc is zero, but when the motor current equivalent voltage vl is a value of zero or more, the output voltage Vo is controlled so that the current supplied to the electric motor m becomes zero. Therefore, at this time,
Current control is performed to control the above-mentioned current I.
つまり、電動モータｍの回転数に関係なく指令電圧Ｖｃ
が一定であれば、電動モータｍの回転数に関係なく、電
動モータｍの出力トルクも一定になる（第４図参照）。In other words, regardless of the rotation speed of the electric motor m, the command voltage Vc
If is constant, the output torque of the electric motor m will also be constant regardless of the rotational speed of the electric motor m (see FIG. 4).
このことからも明らかなように、セルファラニングトル
クによってハンドルＨを戻すときに、当該電動モータｍ
の回転数に規制されないので、ハンドルＨの戻り性能が
非常によくなる。As is clear from this, when returning the handle H by self-running torque, the electric motor m
Since the rotation speed of the handle H is not restricted, the return performance of the handle H is very improved.
また、この実施例で、ハンドルＨを左右いずれかに切り
替えている最中には、第３．４ＦＥＴ３１．３２が常時
オンの状態を維持し、矢印４０方向の回生電流が流れる
ので、第５図に示すように、電流の流れが断絶すること
がない。したがって、ＰＷＭ信号の周波数が増加しても
、エネルギーがパルスごとに細分化されない、そのため
に上記デユーティ比と電動モータの出力トルクとのリニ
アリティを維持でき、当該パワーステアリングの制御性
を良好に保つことができ墨。In addition, in this embodiment, while the steering wheel H is being switched to either the left or right side, the 3.4 FET 31.32 always remains on, and the regenerative current flows in the direction of the arrow 40, so as shown in FIG. As shown in , the flow of current is never interrupted. Therefore, even if the frequency of the PWM signal increases, the energy is not subdivided into pulses. Therefore, the linearity between the duty ratio and the output torque of the electric motor can be maintained, and the controllability of the power steering can be maintained well. Made ink.
なお、上記実施例では、電界効果トランジスタを用いた
が、第６図に示した従来の装置にような通常のトランジ
スタを用いてもよいこと当然である。要は、電動モータ
ｍに流れる電流を検出して、それを指令電圧Ｖｃに応じ
た制御ができれば、トランジスタの種類を問わない。In the above embodiment, a field effect transistor is used, but it goes without saying that a normal transistor such as the conventional device shown in FIG. 6 may be used. In short, the type of transistor does not matter as long as the current flowing through the electric motor m can be detected and controlled according to the command voltage Vc.
図面第１〜５図はこの発明の実施例を示すもので、第１
図は機構図、第２図はモータ制御装置のブロック図、第
３図はモータ制御装置のタイムチャート図、第４図はモ
ータの出力トルクと回転数との関係を示したグラフ、第
５図はＰＷＭ信号のパルスと回生電流との関係を示した
図、第６図は従来の装置”の回路図、第７図はＰＷＭ信
号のデユーティ比とモータの出力トルクとの関係を示し
たグラフ、第８図は従来のＰＷＭ信号のパルスと回生°
電流との関係を示した図である。
ｍ・・・電動モータ、ｂ・・・選択回路、１４・・・電
流信号処理回路、１７・・・コンパレータ、Ｖｃ・・・
指令電圧。
Ｖ、・・・モータ電流相当電圧、２８・・・ＰＷＭ回路
、２８〜３２・・・第１〜４電界効果トランジスタ。Drawings 1 to 5 show embodiments of this invention.
Fig. 2 is a block diagram of the motor control device, Fig. 3 is a time chart of the motor control device, Fig. 4 is a graph showing the relationship between motor output torque and rotation speed, Fig. 5 is a diagram showing the relationship between PWM signal pulses and regenerative current, Figure 6 is a circuit diagram of a conventional device, and Figure 7 is a graph showing the relationship between PWM signal duty ratio and motor output torque. Figure 8 shows conventional PWM signal pulses and regeneration °
FIG. 3 is a diagram showing the relationship with electric current. m...Electric motor, b...Selection circuit, 14...Current signal processing circuit, 17...Comparator, Vc...
Command voltage. V, . . . Voltage equivalent to motor current, 28 . . PWM circuit, 28 to 32 . . . 1st to 4th field effect transistors.
Claims (1)
成するとともに、ＰＷＭ回路からのＰＷＭ信号及びハン
ドルの正転信号が入力したときオンになる第１トランジ
スタと、ＰＷＭ信号及びハンドルの逆転信号が入力した
ときオンになる第２トランジスタと、ハンドルを正転さ
せたときオンになる第３トランジスタと、ハンドルを逆
転させたときオンになる第４トランジスタとを備えた電
動パワーステアリングの制御装置において、上記電動モ
ータに流れる電流を検出する電流信号処理回路と、この
電流信号処理回路から出力されるモータ電流相当電圧と
走行条件に応じて出力される指令電圧とを比較するコン
パレータと、このコンパレータからの出力信号に応じて
、電動モータに印加される電圧を制御するか、あるいは
電動モータに流れる電流を制御するかを選択する選択回
路とを備え、しかも、この選択回路は、指令電圧がモー
タ電流相当電圧よりも大きいとき、電圧制御を実施し、
指令電圧よりもモータ電流相当電圧が大きいとき、電流
制御を実施するとともに、この電流制御を実施している
とき、指令電圧に対するモータ電流相当電圧の差を補正
する機能を備えた電動パワーステアリングの制御装置。The four transistors and the electric motor constitute a bridge circuit, and the first transistor turns on when the PWM signal from the PWM circuit and the forward rotation signal of the steering wheel are input, and the first transistor turns on when the PWM signal and the reverse rotation signal of the steering wheel are input. An electric power steering control device comprising: a second transistor that is turned on; a third transistor that is turned on when the steering wheel is rotated in the forward direction; and a fourth transistor that is turned on when the steering wheel is rotated in the reverse direction. A current signal processing circuit that detects the current flowing in the motor, a comparator that compares the motor current equivalent voltage output from this current signal processing circuit with a command voltage output according to the running conditions, and a and a selection circuit that selects whether to control the voltage applied to the electric motor or the current flowing through the electric motor according to the command voltage. When it is large, implement voltage control,
Electric power steering control with a function that performs current control when the motor current equivalent voltage is greater than the command voltage, and also corrects the difference in the motor current equivalent voltage with respect to the command voltage while this current control is being performed. Device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20648986A JPH0815864B2 (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | Control device for electric power steering |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20648986A JPH0815864B2 (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | Control device for electric power steering |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6361682A true JPS6361682A (en) | 1988-03-17 |
| JPH0815864B2 JPH0815864B2 (en) | 1996-02-21 |
Family
ID=16524219
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20648986A Expired - Fee Related JPH0815864B2 (en) | 1986-09-02 | 1986-09-02 | Control device for electric power steering |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0815864B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02164663A (en) * | 1988-12-19 | 1990-06-25 | Jidosha Kiki Co Ltd | Control method for all-electric power steering |
| JPH02164664A (en) * | 1988-12-19 | 1990-06-25 | Jidosha Kiki Co Ltd | Control method for all-electric power steering |
| US8764070B2 (en) | 2010-02-23 | 2014-07-01 | Hs R & A Co., Ltd. | Tube-socket assembly and method of manufacturing the same |
-
1986
- 1986-09-02 JP JP20648986A patent/JPH0815864B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02164663A (en) * | 1988-12-19 | 1990-06-25 | Jidosha Kiki Co Ltd | Control method for all-electric power steering |
| JPH02164664A (en) * | 1988-12-19 | 1990-06-25 | Jidosha Kiki Co Ltd | Control method for all-electric power steering |
| US8764070B2 (en) | 2010-02-23 | 2014-07-01 | Hs R & A Co., Ltd. | Tube-socket assembly and method of manufacturing the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0815864B2 (en) | 1996-02-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US6272410B2 (en) | Electric power steering system | |
| JP3717119B2 (en) | Control device for electric power steering | |
| JPH07329804A (en) | Motor-driven power steering control device | |
| JPH08207794A (en) | Motor-driven power steering system | |
| US6943512B2 (en) | Control apparatus for electric power steering system | |
| US5507359A (en) | Electrically operated power steering control device | |
| US7366599B2 (en) | Electric power steering apparatus | |
| JPS6361682A (en) | Control device for electric motor-driven power steering | |
| JPH03239670A (en) | Control method for power steering system with motor | |
| JP3120003B2 (en) | Electric power steering device | |
| JPH11263240A (en) | Controller for motor power steering device | |
| JP3895675B2 (en) | Electric power steering device | |
| JP2523285B2 (en) | Control device for electric power steering | |
| JP2954277B2 (en) | Control device for electric power steering | |
| JP2933085B2 (en) | Control device for electric power steering | |
| JPH08142884A (en) | Control device for motor-driven power steering | |
| KR20010003949A (en) | Control Circuit of Direct Motor Operating Device | |
| JPH052239Y2 (en) | ||
| JP2756687B2 (en) | All-electric power steering control method | |
| JP2600615Y2 (en) | Electric power steering device | |
| JPS63137076A (en) | Control device for motor driven power steering | |
| JPH0616853Y2 (en) | Electric power steering device | |
| JP2007253670A (en) | Control device for electric power steering device | |
| JPH10203384A (en) | Control device of electric power steering device | |
| JPH0986422A (en) | Controller of electric motor-driven power steering device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |