JPS6360652A - 復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は復調回路に関し、さらに詳細にいえば、本件
発明者が発明した新規な方式に基いてＰＳＫ変調が施さ
れたディジタルデータを受信して、周波数検波を施すこ
とにより元のディジタルデータを得ることができる新規
な復調回路に関する。

〈従来の技術〉 従来からディジタル信号の伝送を行なう方式として、送
信側においてＰＳＫ変調が施された信号を送出し、受信
側において上記信号を復調することにより元のディジタ
ル信号を得る方式が知られている。

このようなＰＳＫ変調方式は、ディジタル信号の“０°
　“１′を搬送波の位相に対応させて伝送する方式であ
り、Ｃ／Ｎ劣化を少なくすることができるという優れた
特性を有しているので、最近ではディジタル信号の伝送
に広く採用されるようになってきている。

上記ＰＳＫ変調方式についてさらに詳細に説明すると、
例えば、 第５図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１８
０度増加させ、信号がスペースの状態において、信号の
１タイムスロット期間を通じて位相を直線的に１８０度
減少させるようにした、いわゆるＭＳＫ方式、および 第６図に示すように、信号がマークの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に増加させ、信号がスペースの状態において、信
号の１タイムスロット期間を２分して位相を９０度ずつ
２段階に減少させるようにした、いわゆるＤＳＫ方式等 が採用されている。

そして、上記ＭＳＫ方式は、位相変化が連続的であるか
ら占有周波数帯域が狭いという利点を有し、上記ＤＳＫ
方式は、マルチパスフェーディングに強く、広帯域デー
タ伝送に好適であるという利点ををしている。

また、上記のようにＰＳＫ変調が施された信号を復調す
る方式として、遅延検波方式と同期検波方式が一般的に
採用されている。

上記遅延検波方式は、受信信号を２分し、一方を遅延回
路により変調の１信号周期、または１／２信号周期だけ
遅延させて位相比較器に供給するとともに、他方をその
まま位相比較器に供給することによりＰＳＫ変調信号を
復調し、元のディジタル信号を得るものである。

さらに詳細に説明すると、第３図Ａに示す遅延検波装置
において、入力電圧を Ｖｉｎ−ｃｏｓ（Ωｔ＋θ（ｔ）） （但しΩは搬送波の角周波数であり、ｔは時間であり、
θ（１）は位相変調関数である。）とすれば、上記入力
電圧Ｖｌｎを２分して、一方を位相比較器（２２）の一
方の端子に供給し、他方を遅延回路（２１）により所定
時間ＴＲだけ遅延させて位相比較器（２２）の他方の端
子に供給するのであるから、上記一方の端子に供給され
る信号ＶＣは Ｖｃ　−Ｖｌｎ　−ｃｏｓ　（Ωｔ＋θ（ｔ））であり
、上記他方の端子に供給される信号Ｖｄは、Ｖｄ　＝　
ｃｏｓ　［Ω（ｔ−ＴＲ）＋θ（ｔ−ＴＲ）１となる。

そして、上記位相比較器（２２）として、例えば第３図
Ｂに示す構成を採用することにより、同図Ｃに示すよう
に、出力が位相差に比例するものを使用すると、位相差
Δθは、 Δθ纏ΩＴＲ＋θ（１）　　−〇（ｔ−ＴＲ）となる。

但し、上記遅延時間ＴＲは、ＭＳＫ方式、ＤＳＫ方式に
おいてはＴＲ−Ｔ／２　（但しＴは信号の１タイムスロ
ットである）となるように設定することが必要である。

また、ΩＴ　Ｒ−（２ｎ−１）π、またはΩ−ｙｒ　／
　ＴＲ−（２ｎ−１）２　ｙｒ　／　Ｔとすれば、位相
比較の基準点を位相器の動作範囲の中央へ持って来るこ
とができる。

以下、ＤＳＫ方式の場合を例にとって説明するが、ＭＳ
Ｋ方式の場合にも同様に適用することができる。

先ず、θ（１）−〇（ｔ−ＴＲ）−０ の場合においては、 八〇−ΩＴ　Ｒ＝　（２ｎ−１）　ｙｒであるから、こ
の点が位相変位のない状態の位相基準点になり、この点
を基準としてθ（ｔ）−θ（ｔ−ＴＲ）だけ変化した点
に対応する出力が得られることになる。

また、信号がマーク・スペースである場合の位相関数θ
（１）は第４図Ａに示すとおりであり、θ（ｔ−Ｔ／２
）は同図Ｂに示すとおりである。

したがって、θ（１）−θ（ｔ−Ｔ／２）は同図Ｃに示
すように、マークの期間中はπ／２、スペースの期間は
一π／２となり、同図りに示す出力特性に基いて、同図
Ｅに示す出力波形が得られることになる。即ち、マーク
期間中は３ＶＯ／４、スペース期間中はＶＯ／４の出力
が得られる。

この結果、位相比較器（２２）の出力がｖＯ／２を越え
た場合にマーク、ＶＯ／２以下であればスペースである
と判定することができる。

上記同期検波回路は、受信信号を２分し、それぞれを位
相比較器に供給するとともに、位相同期ループに組込ま
れた電圧制御発振器からの出力信号（受信信号の搬送周
波数と一致する周波数の信号）をそのまま一方の位相比
較器に供給し、上記出力信号の位相を９０度だけずらせ
た状態で他方の位相比較器に供給し、最終的に上記側位
相比較器からの出力信号に基いて元のディジタル信号を
得るものである（　ｒＧＭＳＫ変調方式の伝送特性」室
田和昭、平出賢吉、電子通信学会論文誌８１／１０Ｖｏ
１．Ｊ６４−Ｂ　ＬＩＩＩＯ参照）。

〈発明が解決しようとする問題点〉 上記ＰＳＫ変調を施した信号を上記遅延検波方式にによ
り復調する場合には、受信信号を２分して一方を単に遅
延させるのみでよいから構成を簡素化することができる
という利点を有しているが、高周波帯でのディジタル信
号伝送に適用した場合には、復調の信頼性が低下すると
いう問題がある。

この点について詳細に説明すると、遅延検波方式の動作
基準点はΔθ−ΩＴ／２である。したがって、温度変動
等により搬送波角周波数がΔΩだけ変動すると、動作基
準点もΔΩＴ／２だけ変動することになる。そして、こ
の変動が大きい場合には、マーク、スペースの判定を、
位相比較器の出力レベルがＶＯ／２を越えたか否かによ
り行なうことができなくなるのである。例えば搬送波周
波数が２．５ＧＨｚであり、発振器（ここではＳＡＷ発
振器の場合を例にとっている）の温度変動度が±３Ｘ１
０”−’である場合には、周波数変動率が±７５０ＫＨ
ｚになる。そして、この場合におけるデータ伝送速度を
３２　Ｋ　ｂｐｓに設定すれば、Ｔ　＝　３２　ｍ５ｅ
ｃとなり、ΔΩＴ／２−２３．４４ｙｒ、即ち動作基準
点の変動がほぼ２３．４４πとなる。

実際には、温度変動の他に、雑音、マルチパスによる干
渉波等によっても影響を受け、動作基準点がさらに変動
するので、位相比較器の出力レベルを所定の基準レベル
と比較することによりマークであるかスペースであるか
を判別することは側底不可能になってしまうのである。

上記同期検波方式はコスタス・ループによる搬送周波数
の再生を基礎とするものであり、位相検波方式の如き周
波数変動に起因する不都合は発生せず、高精度での信号
復調を行なわせることができるのである。

しかし、上記同期検波方式においては、以下のような問
題を有している。

即ち、受信信号の搬送周波数と等しい周波数の信号を得
るために、局部発振器としての電圧制御発振器、および
位相同期ループが必要になり、構成が複雑化するととも
に、コストアップの原因になるのである。特に車両に搭
載する無線機においては、小型化、簡素化、およびコス
トダウンが強く要求されるので、上記の問題は致命的な
ものである。

また、本件発明者は、復調後のＮＲＺ信号に基いて、遅
延時間を基準位相部の総和時間と等しく設定することに
より、上記基準位相部の総和時間を小さくし、動作基準
点の変動量ΔΩΔＴを小さくして、安定度を向上させる
ことを考えたのである。

しかし、上記の対策を施しても、搬送周波数の高周波数
化が一般化している現状においては安定度を向上させる
ことができる限界が存在するのみならず、技術的な困難
性が増加することになるという問題がある。

さらに詳細に説明すると、基準位相部の総和時間を小さ
くすると、位相の時間変化率が増加し、変調波の占有周
波数帯域が大きくなってしまう。

また、検波後のビディオ段でも鋭いパルス波を扱うこと
になり、高い周波数成分を含むことになるので、技術的
な困難性が増大するとともに、経済性が悪くなってしま
う。

また、本件発明者が発明したした２種類のＰＳＫ変調波
（ディジタルパルス信号の１タイムスロットの前部およ
び／または後部に総和が所定時間の基準位相部を形成し
、残余のタイムスロットの前半においては伝送信号のマ
ーク状態、またはスペース状態の何れか一方に対応して
位相を所定方向に変化させ、後半においては上記位相変
化と逆の変化で基準位相まで復元させ、伝送信号の他方
の状態に対応させて位相を逆の方向に変化させるＰＳＫ
変調波、および、上記伝送信号の他方の状態に対応させ
てディジタルパルス信号の１タイムスロットの全範囲に
わたって基準位相部のみを形成すべく位相変調を施すＰ
ＳＫ変調波）の瞬時角周波数の時間平均値が搬送波角周
波数と等しいという性質に基いて、受信信号がミキシン
グされる局部発振周波数をフィードバック制御すること
により中間周波信号の搬送波角周波数を安定化し、この
安定化信号を遅延検波する方式も考えた。

このような方式においては、遅延検波を行なうために、
シフトレジスタにより構成された遅延回路、位相比較器
等が必要であり、構成を簡素化することができないとい
う問題がある。

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
本件発明者が発明した上記方式によるＰＳＫ変調が施さ
れた信号の復調を、簡単に、かつ精度よく行なうことが
でき、しかも構成を簡素化することができる復調回路を
提供することを目的としている。

く問題点を解決するための手段〉 上記の目的を達成するための、この発明の復調回路は、
ディジタルパルス信号の１タイムスロツ゛ト内の前部お
よび／または後部に総和が所定時間の基準位相部を形成
し、残余のタイムスロットの前半においては、伝送信号
のマーク状態、またはスペース状態のうち一方に対応さ
せて位相を所定方向に変化させ、後半においては上記位
相変化と逆の変化で基準位相まで復元させ、伝送信号の
上記状態と逆の状態に対応させて位相をマーク状態の場
合と逆の方向に変化させ、または位相を全く変化させな
いようにすべく位相変調を施して送出された信号を受信
し、可変周波数局部発振器からの局部発振信号とミキシ
ングすることにより中間周波信号を得るミキサと、ミキ
サから出力される中間周波信号を周波数検波する周波数
検波器と、周波数検波器からの出力の一部から高周波成
分を除去した状態で上記可変周波数局部発振器にフィー
ドバックすることによりミキシング後の中間周波信号の
搬送周波数を安定化するローパスフィルタと、上記周波
数検波器からの出力信号の残部を入力とする直流成分除
去回路と、直流成分除去回路からの出力信号を入力とす
る比較器と、比較器からの出力信号を入力として安定化
、および所定の信号への復元を行なう安定化復元回路と
を有している。

く作用〉 以上の構成の復調回路であれば、ディジタルパルス信号
の１タイムスロット内の前部および／または後部に総和
が所定時間の基準位相部を形成し、残余のタイムスロッ
トの前半においては、伝送信号のマーク状態、またはス
ペース状態のうち一方に対応させて位相を所定方向に変
化させ、後半においては上記位相変化と逆の変化で基準
位相まで復元させ、伝送信号の上記状態と逆の状態に対
応させて位相をマーク状態の場合と逆の方向に変化させ
、または位相を全く変化させないようにすべく位相変調
を施した変調波は、平均周波数が搬送角周波数に等しい
という性質を有しているので、上記変調波と可変周波数
局部発振器からの出力信号とをミキサによりミキシング
することにより中間周波信号に変換し、周波数検波器に
より周波数検波し、周波数検波器からの出力信号の一部
をローパスフィルタを通して可変周波数局部発振器にフ
ィードバックすることにより局部発振周波数を制御し、
中間周波信号の搬送周波数を安定化することができる。

そして、周波数検波器からの出力信号の残部を直流成分
除去回路に供給することにより直流成分を除去した後、
比較器により所定の基準レベルと比較し、比較器からの
出力信号を安定化復元手段に供給することにより、上記
信号を安定化した後、所定の信号に復元することができ
る。

さらに詳細に説明すれば、本件特許出願人が昭和６１年
８月２９日付にて特許出願を行なった復調方式において
、上記変調波の平均周波数が搬送周波数に等しいという
性質を利用して、上記変調波と可変周波数局部発振器の
出力とをミキシングして中間周波信号に変換し、一部を
フィードバック回路に戻して周波数検波を行ない、さら
にローパスフィルタを通して可変周波数局部発振器に供
給することにより局部発振周波数を制御し、中間周波信
号の搬送周波数を安定化する方法を提案した。

上記特許出願においては、安定化された中間周波信号を
遅延検波することによりディジタル信号の復調を行なう
ようにしている。

ところで、周波数は位相の時間に対する微分値であるか
ら、動作原理的にみれば、周波数検波器は遅延時間を零
にした極限と一致する。

そこで、周波数検波器を、上記特許出願に係る発明の如
くフィードバック回路内に設けることなく、主回路に設
け、上記周波数検波器の出力信号の一部をフィードバッ
ク回路に供給すると同時に、上記出力信号の残部から直
流成分を除去して波形の安定化を行なうことにより、上
記特許出願に係る発明において使用されていた遅延回路
、位相比較器等の遅延検波部を省略することができ、構
成の簡素化、およびコストダウンを達成することができ
るのである。

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第２図はこの発明の復調回路により復調される信号を生
成する変調方式を例示する図であり、同図Ａ、Ｂは位相
変化部の前後にそれぞれ時間ｔｌ。

ｔ２ずつの基準位相部分を形成している。但し、ｔｌ＋
ｔ２−△Ｔ（但しΔＴはディジタル信号の１タイムスロ
ットＴより短い所定時間である）となるように上記時間
ｔｌ、ｔ２を設定している。

そして、タイムスロットの残余の期間において、マーク
の場合には、同図Ａに示すように、上記期間の初期にお
いて所定位相θまで位相を変化させ、終期において位相
０に変化させる。逆にスペースの場合には、同図Ｂに示
すように、マークの場合と逆、即ち−θ、０と位相を変
化させる。

第２図Ｃ，Ｄは上記時間ｔｌ、ｔ２をｔｌ　−ΔＴ、、
ｔ２−０に設定した場合を示しており、残余の部分の位
相変化は上記第２図Ａ、Ｂの場合と同じである。

但し、第２図Ａ、Ｂの場合と、第２図Ｃ，Ｄの場合とで
は特性は変化しない。即ち、ｔｌ　＋ｔ２−ΔＴの関係
を満足している限りは、後述する説明から明らかなよう
に、特性が変化しないのであるから、以下第２図Ｃ，Ｄ
の場合について説明する。但し遅延時間ＴＲをΔＴに設
定している。

第２図Ｃはマーク信号を示す図であり、位相θ（１）は
、０≦ｔくΔＴの間においてθ０、ΔＴ≦ｔくΔＴ＋Ｔ
″／２の間においてθ０＋ｇ（ｔ−ΔＴ）、ΔＴ＋Ｔ−
／２≦ｔ＜Ｔの間において００＋ｇ（Ｔ−ｔ）で表わさ
れる。

また、第２図りはスペースを示す図であり、位相θ（ｔ
）は、０≦ｔくΔＴの間においてθ０、△Ｔ≦ｔく△Ｔ
＋Ｔ”／２の間においてθ０−ｇ（を−ΔＴ）、△Ｔ＋
Ｔ−／２≦ｔ＜Ｔの間において００−ｇ（Ｔ−ｔ）で表
わされる。

但し、上記ｇ　（ｔ）は位相の変化関数であり、Ｔ″／
２は、基準位相部以外の部分の１／２の時間である。

第１図はこの発明の復調回路の一実施例を示す電気回路
図であり、局部発振器としての電圧制御発振器（以下、
ｖＣＯと略称する）（１）から出力される局部発振信号
（角周波数がΩＬ）が供給されているミキサ（２）に受
信信号（角周波数がΩＳ）を供給しているとともに、ミ
キサ（２から出力される信号をバンドパスフィルタ（３
）、および増幅器（４）を通して周波数検波器（５）に
供給し、周波数検波器（５）からの出力信号をコンデン
サ（６）を通してコンパレータ（７］に供給している。

そして、上記周波数検波器（口からの出力信号をローパ
スフィルタ］８）を通して」二記Ｖ　ＣＯ（１）に供給
している。

さらに、上記コンパレータ］７）から出力される信号を
ＯＲゲート（９）を通してＤフリップフロップ（財）の
タイミング入力端子に供給し、上記Ｄフリップフロップ
００）のＱ出力信号をＤフリップフロップ（１１）のＤ
入力端子に供給し、Ｄフリップフロップ（１１）のＱ出
力信号をＮＲＺ信号として出力している。そして、上記
Ｄフリップフロップ（１１）のＱ出力信号を入力とする
同期クロック再生回路（１２）から出力される同期クロ
ック信号を、遅延回路（１３）、およびびインバータ（
１４）を通して上記ＯＲゲート（９）に供給していると
ともに、それぞれ遅延回路（１５）（１Ｂ）を通して、
Ｄフリップフロラ１ＭのＤ入力端子、ｐフリップフロッ
プ（１１）のタイミング入力端子に供給している。

上記の構成の復調回路の動作は次のとおりである。

受信信号が局部発振器（１）からの局部発振信号と共に
ミキサ（２）に供給されることにより、中間搬送波信号
が得られ、バンドパスフィルタ（３）によりノイズ成分
の除去が行なわれた後、増幅器（４）により所定レベル
に増幅されて周波数検波器（５］に供給される。

そして、周波数検波器（５）により得られた検波信号が
、コンデンサ（６）を通してコンパレータ（刀に供給さ
れることにより、検波信号から直流成分が除去された信
号、即ち、通常の遅延検波装置を構成する位相比較回路
における、基準位相部の総和時間と等しい遅延時間ΔＴ
が０に近い極限値に設定された場合と等しい信号が得ら
れる。

そして、上記同期クロック再生回路（１２）から出力さ
れる動作クロック信号を遅延回路（１３）により所定時
間だけ遅延させ、かつインバータ（１４）により反転さ
せた信号とともに、上記コンパレータ（７）からの出力
信号がＯＲゲート（９）に供給される。そして、ＯＲゲ
ート（９）からの出力信号がタイミング端子に供給され
るとともに、同期クロック信号を遅延回路（１５）によ
り所定時間だけ遅延させられた信号がＤ入力端子に供給
されるＤフリップフロラプロの出力信号がＤフリップフ
ロップ（１１）のＤ入力端子に供給される。さらに、上
記Ｄフリップフロップ（１１）のタイミング端子には、
同期クロック信号を遅延回路（１Ｂ）により所定時間だ
け遅延させられた信号が供給されるので、Ｑ出力信号と
してＮＲＺ信号を得ることができる。

以上の説明から明らかなように、上記の実施例において
は、中間搬送角周波数を安定化した状態で周波数検波器
（９に供給しているので、基準位相部の総和時間△Ｔを
余り小さくする必要がなく、占有周波数帯域幅を抑制す
ることができる。

また、遅延検波を行なう場合に必要なシフトレジスタか
らなる遅延回路、位相比較器を不要とすることができ、
構成を簡素化することができる。

尚、この発明は上記の実施例に限定されるものではなく
、例えば伝送信号のマーク状態、またはスペース状態の
何れか一方に対してのみ位相変化を伴ない、上記状態と
逆の状態に対して位相変化を伴なわない状態で位相変調
を施して送出された信号を受信して復調する場合に適用
することが可能である他、この発明の要旨を変更しない
範囲内において種々の設計変更を施すことが可能である
。

〈発明の効果〉 以上のようにこの発明は、ディジタルパルス信号の１タ
イムスロットの前部および／または後部に総和が所定時
間の基準位相部を形成し、残余のタイムスロットの前半
においては伝送信号のマーク状態、またはスペース状態
の何れか一方に対応して位相を所定方向に変化させ、後
半においては上記位相変化と逆の変化で基準位相まで復
元させ、伝送信号の他方の状態に対応させて位相を逆の
方向に、変化させるＰＳＫ変調波、または、上記伝送信
号の他方の状態に対応させてディジタルパルス信号の１
タイムスロットの全範囲にわたって基準位相部のみを形
成すべく位相変調を施すＰＳＫ信号を受信して、フィー
ドバック制御される局部発振器からの出力信号とミキシ
ングすることにより中間搬送周波数信号を得、この中間
搬送周波数信号を周波数検波した後、直流成分を除去す
ることにより、遅延検波した信号と比例する信号を得る
ことができるので、ＰＳＫ変調信号における基準位相部
の総和時間を余り小さくする必要がなく、占を周波数帯
域幅を抑制することができるとともに、遅延検波に必要
なシフトレジスタからなる遅延回路、位相比較器を不要
にすることができるので、構成を簡素化することができ
、しかも、簡単に、かつ精度よく元のディジタル信号を
得ることができるという特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は復調回路の一実施例を示す電気回路図、第２図
は変調方式の一実施例を説明する図、第３図は従来の遅
延検波装置を説明する図、第４図は第３図の遅延検波装
置の動作を説明する図、 第５図、および第６図は従来の変調方式を説明する図。 （１）・・・電圧制御発振器、（２）・・・ミキサ、（
５）・・・周波数検波器、（６）・・・コンデンサ、口
・・・コンバレータ ＋Ａ）　　　　　　第３図 （Ｃ） 位相差Δ０ 第４図 第５図　　　第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタルパルス信号の１タイムスロ ット内の前部および／または後部に総和 が所定時間の基準位相部を形成し、残余 のタイムスロットの前半においては、伝 送信号のマーク状態、またはスペース状 態のうち何れか一方の状態に対応させて 位相を所定方向に変化させ、後半におい ては上記位相変化と逆の変化で基準位相 まで復元させ、伝送信号の他方の状態に 対応させて位相を上記の場合と逆の方向 に変化させ、または位相を全く変化させ ないようにすべく位相変調を施して送出 された信号を受信し、可変周波数局部発 振器からの局部発振信号とミキシングす ることにより中間周波信号を得るミキサ と、ミキサから出力される中間周波信号 を周波数検波する周波数検波器と、周波 数検波器からの出力の一部から高周波成 分を除去した状態で上記可変周波数局部 発振器にフィードバックすることにより ミキシング後の中間周波信号の搬送周波 数を安定化するローパスフィルタと、上 記周波数検波器からの出力信号の残部を 入力とする直流成分除去回路と、直流成 分除去回路からの出力信号を入力とする 比較器と、比較器からの出力信号を入力 として安定化、および所定の信号への復 元を行なう安定化復元回路とを有してい ることを特徴とする復調回路。