JPS6359112B2 - - Google Patents
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- JPS6359112B2 JPS6359112B2 JP58235780A JP23578083A JPS6359112B2 JP S6359112 B2 JPS6359112 B2 JP S6359112B2 JP 58235780 A JP58235780 A JP 58235780A JP 23578083 A JP23578083 A JP 23578083A JP S6359112 B2 JPS6359112 B2 JP S6359112B2
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野)
本発明は回転むら測定やFM変調度測定等に使
用するのに適する被周波数偏移波の測定方法に関
する。また本発明は位相遅れが少なく、入力周波
数が高くなつても小さいデビエーシヨンまで検出
でき、更には回転体の一回転毎の回転むら測定や
回転むら測定中の異常現象、例えばドロツプアウ
トの除去等をも行うことができるようにした被周
波数偏移波の測定方法を提供することにある。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Field of Industrial Application) The present invention relates to a method for measuring frequency-shifted waves suitable for use in rotational unevenness measurement, FM modulation depth measurement, and the like. Furthermore, the present invention has little phase delay and can detect even small deviations even when the input frequency becomes high, and can also measure rotational unevenness for each revolution of a rotating body and remove abnormal phenomena during rotational unevenness measurement, such as dropouts. An object of the present invention is to provide a method for measuring a frequency-shifted wave that can be carried out.
(従来技術)
従来の被周波数偏移波の測定方法としては本件
出願人が先に開発した特開昭51−73370(特公昭54
−16911)の方法がある。(Prior art) A conventional method for measuring frequency-shifted waves is the method used in Japanese Patent Application Laid-Open No. 51-73370, which was developed by the applicant.
−16911) method.
これは第1図に示すように、入力端子に入力さ
れる被周波数偏移波(例えばワウ・フラツタ信
号)Sのうち、ドリフト成分をドリフト指示器A
に表示し、フラツタ成分をフラツタ指示器Bに指
示するようにしたものである。 As shown in FIG.
The flutter component is displayed on the flutter indicator B.
このうちフラツタ成分を表示させる系統は周波
数−電圧変換回路(F/V変換回路)Cと、周波
数カウンタDと、可変減衰器Eと、高域濾波器F
と、増幅器Gと、整流回路Hとから構成されてい
る。 Among these, the system that displays the flutter component is a frequency-voltage conversion circuit (F/V conversion circuit) C, a frequency counter D, a variable attenuator E, and a high-pass filter F.
, an amplifier G, and a rectifier circuit H.
F/V変換回路Cは特性が直線であれば入力測
定周波数の高さに比例した大きさの直流電圧とそ
の直流電圧を中心にワウ・フラツタの大きさに比
例して上下する交流電圧との両方を重乗した状態
で出力するようにしてあり、周波数カウンタDは
被周波数偏移波(例えば、ワウ・フラツタ信号)
Sの周波数の平均値を求めるようにしてあり、可
変減衰器Eは減衰量が周波数値で目盛られ、変換
出力を入力周波数に比例して減衰させるようにし
てあり、高域濾波器Fはワウ・フラツタの周波数
成分のみを通過させるようにしてあり、フラツタ
指示器Bは被周波数偏移波Sの平均周波数が基準
周波数の出力で較正されている。 If the characteristic is a straight line, the F/V conversion circuit C has a DC voltage that is proportional to the height of the input measurement frequency and an AC voltage that increases and decreases around the DC voltage in proportion to the magnitude of wow and flutter. Both are multiplied and output, and the frequency counter D detects the frequency shifted wave (e.g. wow/flatter signal).
The variable attenuator E has an attenuation amount scaled by the frequency value and is designed to attenuate the conversion output in proportion to the input frequency, and the high-pass filter F has a wah filter. - Only the flutter frequency component is allowed to pass, and the average frequency of the frequency-shifted wave S of the flutter indicator B is calibrated with the output of the reference frequency.
そして第1図では周波数カウンタDと周波数−
電圧変換回路Cに被周波数偏移波(例えば、ワ
ウ・フラツタ信号)Sを入力して、周波数カウン
タDにより被周波数偏移波Sの周波数の平均値を
求め、F/V変換回路Cにより被周波数偏移波S
の周波数に比例した電圧を取出し、F/V変換回
路Cの出力を可変減衰器Eにより被周波数偏移波
Sの周波数の平均値に応じて制御し、高域濾波器
FによりF/V変換回路Cの出力電圧からそれに
含まれる交流分を取出し、それを増幅器Gで増幅
して整流回路Hで整流し、この整流出力を指示器
Bに供給して、フラツタ指示器Bにフラツタの値
を%で表示するようにしてある。 In Fig. 1, the frequency counter D and the frequency -
A frequency-shifted wave (for example, a wow/flatter signal) S is input to the voltage conversion circuit C, the frequency counter D calculates the average frequency of the frequency-shifted wave S, and the F/V conversion circuit C calculates the average frequency of the frequency-shifted wave S. Frequency-shifted wave S
The output of the F/V conversion circuit C is controlled according to the average value of the frequency of the frequency-shifted wave S by the variable attenuator E, and the F/V conversion is performed by the high-pass filter F. The alternating current component contained in the output voltage of circuit C is extracted, it is amplified by amplifier G, rectified by rectifier circuit H, this rectified output is supplied to indicator B, and the flutter value is displayed on flutter indicator B. It is displayed as a percentage.
ここで、F/V変換回路Cの出力を可変減衰器
Eにより被周波数偏移波Sの周波数の平均値に応
じて制御するのは次の理由による。 Here, the reason why the output of the F/V conversion circuit C is controlled by the variable attenuator E in accordance with the average value of the frequency of the frequency-shifted wave S is as follows.
ワウ・フラツタの値W&FとF/V変換回路C
の出力とは次式の関係にある。 Wow/flatter value W&F and F/V conversion circuit C
The relationship between the output and the output is as follows.
W&F=Δf/f×100%=ΔV/V×100%
ここで
f:測定周波数
Δf:偏移周波数(ワウ・フラツタ)
V:変換直流電圧
ΔV:変換ワウ・フラツタ電圧(交流)
つまり、F−V変換回路Cの出力レベルVおよ
びΔVは、入力された測定周波数fおよびそのf
の瞬時高低Δfによつて大小する関係にある。こ
のためこの関係を常に一定fとそのときのΔfと
の関係に直す必要がある。それによつて一定Vと
そのときのΔVとの関係が求められることにな
る。 W&F=Δf/f×100%=ΔV/V×100% where f: Measurement frequency Δf: Deviation frequency (wow/flutter) V: Converted DC voltage ΔV: Converted wow/flutter voltage (AC) In other words, F- The output level V and ΔV of the V conversion circuit C are determined by the input measurement frequency f and its f
There is a relationship in which the magnitude varies depending on the instantaneous height Δf. Therefore, it is necessary to convert this relationship into a relationship between constant f and Δf at that time. As a result, the relationship between constant V and ΔV at that time can be determined.
そのため第1図に示すものは可変減衰器Eを使
用し、それを周波数カウンタDで測定した被周波
数偏移波Sの周波数の平均値に応じて調節するこ
とにより可変減衰器Eの出力には、常に一定レベ
ルの変換直流電圧ならびにその直流電圧と相関の
ある偏移周波数に比例したワウ・フラツタ電圧が
得られるようにしてある。これにより入力周波数
の高低に関係なくその周波数の有するFM成分中
のワウ・フラツタ成分を入力周波数と比率関係で
取り出すことができる。 Therefore, the device shown in Fig. 1 uses a variable attenuator E, and by adjusting it according to the average value of the frequency of the frequency-shifted wave S measured by a frequency counter D, the output of the variable attenuator E is , the converted DC voltage is always at a constant level and the wow/flutter voltage is proportional to the shift frequency correlated with the DC voltage. As a result, regardless of the input frequency, it is possible to extract the wow and flutter components in the FM component of that frequency in proportion to the input frequency.
(従来技術の問題点)
第1図に示す従来方式ではF/V変換回路Cと
して、第2図に示すようなデジタル方式や第3図
に示すようなアナログ方式のものを使用している
ため次のような難点がある。(Problems with the prior art) In the conventional system shown in Figure 1, a digital system as shown in Figure 2 or an analog system as shown in Figure 3 is used as the F/V conversion circuit C. There are some difficulties as follows.
第2図のデジタル方式は、リミツタa、クロツ
クパルス発生回路b、AND回路c、カウンタd、
減算回路e、デジタル−アナログコンバータfか
ら構成されている。 The digital system in Figure 2 consists of a limiter a, a clock pulse generation circuit b, an AND circuit c, a counter d,
It consists of a subtraction circuit e and a digital-to-analog converter f.
これは第4図に示すようにリミツタaから出力
される入力パルスiを反転させてゲート信号jを
得、このゲート信号j間におけるクロツクパルス
kをカウントしてパルス信号iの周期を測定する
ものであるため、入力周波数が高くなつたときク
ロツクパルスkをこれに応じて高くすることが難
しく、高分解能が得られないという欠点がある。 As shown in Figure 4, this method inverts the input pulse i output from limiter a to obtain gate signal j, and measures the period of pulse signal i by counting clock pulses k between gate signals j. Therefore, when the input frequency becomes high, it is difficult to increase the clock pulse k accordingly, resulting in a drawback that high resolution cannot be obtained.
第3図のアナログ方式は単安定マルチバイブレ
ータgと、抵抗とコンデンサとを組合せた積分器
hとから構成されているため、復調された信号が
位相遅れになり、再生される信号の周波数特性が
悪いという欠点がある。 The analog system shown in Figure 3 consists of a monostable multivibrator g and an integrator h that combines a resistor and a capacitor, so the demodulated signal has a phase lag and the frequency characteristics of the reproduced signal change. It has the disadvantage of being bad.
次に、従来の回転むら計は入力信号の周波数偏
移量を連続的に測定することが主であり、一回転
毎の回転むらは余り測定されていなかつた。これ
を問題にする場合は第5図のように回転むら計l
のワウ・フラツタ波形出力mをオシロスコープn
に入力し、一回転1パルスの同期信号Oで同期を
とつて波形観測している。またワウ・フラツタの
大きさはその波高値を人間が目視して測定してい
るため読取り精度が悪く自動計測には使用できな
いという難点があつた。 Next, the conventional rotational unevenness meter mainly measures the amount of frequency deviation of the input signal continuously, and the rotational unevenness per revolution is not measured very much. If this is a problem, use a rotational unevenness meter as shown in Figure 5.
The wow/flatter waveform output m is measured using an oscilloscope n.
The waveform is observed by synchronizing with the synchronization signal O of one pulse per rotation. In addition, the size of wow and flatta is measured by humans visually observing the wave height value, which has the disadvantage that the reading accuracy is poor and it cannot be used for automatic measurement.
(発明の目的)
本発明はF/V変換回路として本件出願人が新
たに開発した第7図のものを使用することにより
第1図に示す従来の被周波数偏移波の測定方法の
各種難点を解消するものである。(Object of the Invention) The present invention uses the F/V conversion circuit newly developed by the applicant as shown in FIG. This is to eliminate the problem.
(実施例)
本発明を図面に基づいて詳細に説明する。第6
図は本発明のブロツク図であり、周波数カウンタ
1と、周波数−電圧変換回路(F/V変換回路)
2と、可変減衰器3と、高域濾波器4と、増幅器
5と、整流回路6と、フラツタ指示器7とから構
成されている。(Example) The present invention will be explained in detail based on the drawings. 6th
The figure is a block diagram of the present invention, including a frequency counter 1 and a frequency-voltage conversion circuit (F/V conversion circuit).
2, a variable attenuator 3, a high-pass filter 4, an amplifier 5, a rectifier circuit 6, and a flutter indicator 7.
これらのうちF/V変換回路2以外のものは第
1図に示すものと同じものである。また本発明で
は可変減衰器3を第1図のようにF/V変換回路
Cの出力端に接続して同回路の出力を制御するの
ではなく、第6図に明示されているようにF/V
変換回路2の出力端より前に接続してF/V変換
回路2の動作周波数そのものを制御するようにし
てある。 Of these, the components other than the F/V conversion circuit 2 are the same as those shown in FIG. Furthermore, in the present invention, instead of connecting the variable attenuator 3 to the output terminal of the F/V conversion circuit C to control the output of the circuit as shown in FIG. /V
It is connected before the output end of the conversion circuit 2 to control the operating frequency of the F/V conversion circuit 2 itself.
すなわち本発明では、被周波数偏移波Sを周波
数カウンタ1とF/V変換回路2とに供給して、
周波数カウンタ1により被周波数偏移波の周波数
の平均値を求め、この平均値に応じて可変減衰器
3によりF/V変換回路2の動作周波数を制御し
て、F/V変換回路2から被周波数偏移波Sの周
波数に比例した電圧を取出し、高域濾波器4によ
りF/V変換回路2の出力電圧からそれに含まれ
る交流分を取出し、それを増幅器5で増幅してか
ら整流器6で整流し、この整流出力を指示器7に
供給して被周波数偏移波の周波数偏移量を%で表
示するようにしたものである。 That is, in the present invention, the frequency-shifted wave S is supplied to the frequency counter 1 and the F/V conversion circuit 2,
The frequency counter 1 calculates the average frequency of the frequency-shifted wave, and the variable attenuator 3 controls the operating frequency of the F/V conversion circuit 2 according to this average value. A voltage proportional to the frequency of the frequency-shifted wave S is taken out, an alternating current component included in it is taken out from the output voltage of the F/V conversion circuit 2 by a high-pass filter 4, it is amplified by an amplifier 5, and then a rectifier 6 The rectified output is supplied to an indicator 7 to display the frequency deviation amount of the frequency-shifted wave in %.
そして本発明はF/V変換回路2として第7図
に示すものを使用してある。第7図のF/V変換
回路2は、リミツタ8、モノステーブルマルチ
9,10、定電流源回路11、バツフアa1,a2、
電子式のスイツチS1,S2,S3、コンデンサC1,
C2,C3から構成されている。 In the present invention, the F/V conversion circuit 2 shown in FIG. 7 is used. The F/V conversion circuit 2 in FIG. 7 includes a limiter 8, monostable multi 9, 10, constant current source circuit 11, buffers a 1 , a 2 ,
Electronic switches S 1 , S 2 , S 3 , capacitor C 1 ,
It is composed of C 2 and C 3 .
リミツタ8は入力される被周波数偏移波Sを波
形成形して入力パルスA(第8図)を得るもので
ある。 The limiter 8 forms the waveform of the input frequency-shifted wave S to obtain an input pulse A (FIG. 8).
モノステーブルマルチ9は第8図に示すように
入力パルスAの立下りでパルス信号Bを発生し、
モノステーブルマルチ10はパルス信号Bの立下
りでパルス信号Cを発生するようにしてある。 As shown in FIG. 8, the monostable multi 9 generates a pulse signal B at the falling edge of the input pulse A.
The monostable multi 10 is designed to generate the pulse signal C at the falling edge of the pulse signal B.
スイツチS1はパルス信号Bが“1”のときに
ON、“0”のときにOFF、スイツチS2は入力パ
ルスAが“1”のときにON、“0”のときに
OFF、S3はパルス信号Cが“1”のときにON、
“0”のときにOFFとなるようにしてある。 Switch S 1 is set when pulse signal B is “1”
ON, OFF when input pulse A is “0”, switch S2 is ON when input pulse A is “1”, and OFF when input pulse A is “0”.
OFF, S3 is ON when pulse signal C is “1”,
It is set to be OFF when it is "0".
そして第7図のF/V変換回路2では、定電流
源回路11からコンデンサC1へ常に一定の電流
を流し続けて、スイツチS1がOFF、スイツチS2
がON、スイツチS3がOFFの場合に、コンデンサ
C1の充電電圧が第8図Dのように直線的に上昇
し、入力パルスAが“0”となるとその立下りで
スイツチS2がOFFになつてコンデンサC1の充電
電圧の上昇が停止するようにすると共に停止時の
のこぎり波Dの電圧レベルがコンデンサC2に保
持されるようにしてある。 In the F/V conversion circuit 2 shown in FIG. 7, a constant current continues to flow from the constant current source circuit 11 to the capacitor C1 , and the switch S1 is turned off and the switch S2 is turned off.
is ON and switch S3 is OFF, the capacitor
The charging voltage of C 1 increases linearly as shown in Figure 8 D, and when the input pulse A becomes "0", switch S 2 turns OFF at the falling edge, and the rise in the charging voltage of capacitor C 1 stops. At the same time, the voltage level of the sawtooth wave D at the time of stop is maintained in the capacitor C2 .
また、このとき入力パルスAの立下りでパルス
信号Bが発生してスイツチS1がONとなり、コン
デンサC1に充電されている電圧が放電され、第
8図Dのように降下して0電圧となり、パルス信
号Bが0電圧になると再び定電流源回路11から
コンデンサC1への充電が再開され、これにより
充電電圧が上昇して入力パルスAの各周期毎にの
こぎり波Dが発生するようにしてある。 Also, at this time, pulse signal B is generated at the falling edge of input pulse A, turning on switch S1 , and the voltage charged in capacitor C1 is discharged, dropping to 0 voltage as shown in Figure 8D. When the pulse signal B becomes 0 voltage, charging of the capacitor C1 from the constant current source circuit 11 is restarted, and as a result, the charging voltage increases and a sawtooth wave D is generated every cycle of the input pulse A. It is set as.
さらにパルス信号Bが“0”となるとその立下
りでパルス信号Cが発生してスイツチS3がONと
なり、コンデンサC2に充電されている電圧がコ
ンデンサC3に充電されると共に出力されるよう
にしてある(第8図F)。 Furthermore, when the pulse signal B becomes "0", the pulse signal C is generated at the falling edge, turning on the switch S3 , and the voltage charged in the capacitor C2 is charged to the capacitor C3 and outputted. (Figure 8F).
そして第7図ではスイツチS2を入力パルスAで
直接制御するのではなく、入力パルスAを制御部
12に入れて第8図の同期信号Jを得、この同期
信号Jが“1”のときにスイツチS2がON、同期
信号Jが“0”のときにスイツチS2がOFFとな
るようにしてある。 In Fig. 7, the switch S2 is not directly controlled by the input pulse A, but the input pulse A is input to the control section 12 to obtain the synchronizing signal J shown in Fig. 8, and when this synchronizing signal J is "1", When the switch S2 is turned on, the switch S2 is turned off when the synchronizing signal J is "0".
制御部12は反転ゲート13とフリツプフロツ
プ14とAND回路15とから構成されている。
そしてリミツタ8からの入力パルスA(第8図)
がAND回路15に入力されると共に反転ゲート
13で第5図Hのように反転されてフリツプツフ
ロツプ14のCK入力端に入力され、この状態で
フリツプツフロツプ14のD入力端に第5図Gの
外部トリガ信号が入力されるとフリツプツフロツ
プ14の出力信号は第9図Iのようになり、
AND回路15から第9図Jの信号が出力される
ようにしてあり、この出力信号JがスイツチS2の
ON、OFFを制御する同期信号Jとなる。 The control section 12 is composed of an inverting gate 13, a flip-flop 14, and an AND circuit 15.
And input pulse A from limiter 8 (Fig. 8)
is input to the AND circuit 15, inverted by the inverting gate 13 as shown in FIG. 5H, and input to the CK input terminal of the flip-flop 14. When the external trigger signal shown in FIG. 5G is input to , the output signal of the flip-flop 14 becomes as shown in FIG. 9I,
The signal J in FIG. 9 is output from the AND circuit 15, and this output signal J is sent to the switch S2 .
This becomes the synchronization signal J that controls ON and OFF.
この同期信号JによりスイツチS2がOFFとな
ると第8図に示すEの電圧上昇がその時点で停止
され、同期信号Jが“0”の間中その電圧レベル
が保持されるため、第7図のスイツチS3の出力信
号は第8図Kのようになる。このため第7図の
A,B,C,D,E,G,H,I,J,Kの各点
の出力波形は第8図のようになる。 When the switch S2 is turned OFF by this synchronization signal J, the voltage rise of E shown in FIG. 8 is stopped at that point, and that voltage level is maintained while the synchronization signal J is "0", so as shown in FIG. The output signal of the switch S3 is as shown in FIG. 8K. Therefore, the output waveforms at points A, B, C, D, E, G, H, I, J, and K in FIG. 7 are as shown in FIG. 8.
そして本発明では定電流源回路11からの電流
を可変減衰器3により周波数カウンタCで求めた
被周波数偏移波Sの周波数の平均値に応じて制御
し、これによりF/V変換回路2の動作周波数を
調整するようにしてある。 In the present invention, the current from the constant current source circuit 11 is controlled by the variable attenuator 3 according to the average value of the frequency of the frequency-shifted wave S determined by the frequency counter C. The operating frequency is adjusted.
第7図に示すF/V変換回路2では各入力パル
スAの立下りでのこぎり波Dのレベル上昇を停止
させてからのこぎり波Dが0になるまでの間多少
の放電時間Tがあるが、この放電時間Tは以下の
理由により測定誤差にならない。 In the F/V conversion circuit 2 shown in FIG. 7, there is some discharge time T from when the level of the sawtooth wave D stops increasing at the falling edge of each input pulse A until the sawtooth wave D becomes 0. This discharge time T does not result in a measurement error for the following reason.
第9図のように定電流源回路11とコンデンサ
Cとを組合わせた場合、
i∝Vcont …
Vout=(1/C)∫idt=(i/C)t …
の関係がある。 When the constant current source circuit 11 and the capacitor C are combined as shown in FIG. 9, the relationship is as follows: i∝Vcont...Vout=(1/C)∫idt=(i/C)t...
式より
V1=(i/C)T1、V2=(i/C)T2
(第10図参照)
ここで周期Tによる出力電圧の変化ΔVを求め
ると、
ΔV=V2−V1
=(i/C)T2−(i/C)T1
=(i/C)(T2−T1) …
式において周期の変化分ΔTは
ΔT=T2−T1で与えられるから、
V=(i/C)ΔT …
i/C=Kとおいて、
ΔV=KΔT …
式より明らかなように、出力電圧の変化分
ΔVは周期の変化分ΔTに比例する。 From the formula, V 1 = (i/C) T 1 , V 2 = (i/C) T 2 (see Figure 10) Here, when calculating the change ΔV in the output voltage due to the period T, ΔV = V 2 - V 1 = (i/C) T 2 - (i/C) T 1 = (i/C) (T 2 - T 1 )... In the formula, the period change ΔT is given by ΔT = T 2 - T 1 , so V=(i/C)ΔT... i/C=K, ΔV=KΔT... As is clear from the equation, the change in output voltage ΔV is proportional to the change in period ΔT.
次に第11図のように周期T内に一定の放電時
間Dtを持つとすると、式は
V′out=(i/C)(t−Dt)
=(i/C)t−(i/C)Dt
(i/C)Dtは一定だから(i/C)Dt=A
とおいて
V′out=(i/C)t−A …
式より、
V3=(i/C)T3−A
V4=(i/C)T4−A
(第12図参照)
ここで周期Tによる出力電圧の変化ΔV′を求め
ると、
ΔV′=V4−V3={(i/C)T4−A}−{(i/C)T
3−A}
={(i/C)T4}−A−{(i/C)T3}+A=(
i/C)(T4−T3)…
式において周期の変化分ΔT′はΔT′=T4−
T3で与えられるから
ΔV′=(i/C)ΔT′ …
i/C=Kとおいて、
ΔV′=KΔT′ …
式と同様に式で明らかなように、一定の放
電時間Dtを持つていても出力電圧の変化分ΔV′は
周期の変動分ΔT′に比例する。 Next, assuming that there is a constant discharge time Dt within the period T as shown in Figure 11, the formula is V'out = (i/C) (t - Dt) = (i/C) t - (i/C )Dt (i/C)Dt is constant, so (i/C)Dt=A
Then, V'out=(i/C)t-A... From the formula, V 3 = (i/C)T 3 -A V 4 = (i/C)T 4 -A (See Figure 12) Here Calculating the change ΔV' in output voltage due to period T, ΔV'=V 4 −V 3 = {(i/C)T 4 −A}−{(i/C)T
3 −A} = {(i/C)T 4 }−A−{(i/C)T 3 }+A=(
i/C) (T 4 − T 3 )… In the formula, the period change ΔT′ is ΔT′=T 4 −
Since it is given by T 3 , ΔV'=(i/C)ΔT'... If i/C=K, ΔV'=KΔT'... Similarly to the equation, as is clear from the equation, if the discharge time Dt is constant, However, the output voltage change ΔV' is proportional to the period variation ΔT'.
従つてのこぎり波Dの傾斜が一定であればその
放電時間は測定誤差にならない。 Therefore, if the slope of the sawtooth wave D is constant, the discharge time will not result in a measurement error.
今ΔTがTの1%であるとすると
ΔT×100=T ∴ΔT=0.01×T
ΔVout=ΔTi/C=0.01×T×i/C
ここでf=1/T
∴ΔVout=0.01×(1/f)×(i/C
)=(0.01/C)×(i/f)
周波数変化1%当りの出力電圧を周波数に関係
なく一定にするためには、Cを固定すると、
i/f=N(Nは定数)でなければならない。 Now, assuming that ΔT is 1% of T, ΔT×100=T ∴ΔT=0.01×T ΔVout=ΔTi/C=0.01×T×i/C Here, f=1/T ∴ΔVout=0.01×(1/ f)×(i/C
)=(0.01/C)×(i/f) In order to keep the output voltage constant regardless of the frequency per 1% change in frequency, if C is fixed, i/f = N (N is a constant). Must be.
∴i=Nf …
電流iは式より、制御電圧Voutに比例する
ため、より
Vcont∝fとなり、
Vcontを制御することにより、いかなる周波数
でもワウフラツタ出力電圧を一定とすることがで
きる。 ∴i=Nf... According to the formula, the current i is proportional to the control voltage Vout, so Vcont∝f, and by controlling Vcont, the wow and flutter output voltage can be made constant at any frequency.
(発明の効果) 本発明は以下のような各種効果がある。(Effect of the invention) The present invention has the following various effects.
(1) 周波数f∝(1/N)iの関係があるため、
定電流源回路11の電流を周波数カウンタで求
めた被周波数偏移波の周波数の平均値に応じて
可変することにより、入力周波数の高低変化に
関係なく被周波数偏移波のワウ・フラツタ成分
を測定することができる。(1) Due to the relationship of frequency f∝(1/N)i,
By varying the current of the constant current source circuit 11 according to the average value of the frequency of the frequency-shifted wave determined by a frequency counter, the wow and flutter components of the frequency-shifted wave can be suppressed regardless of the changes in the input frequency. can be measured.
(2) F/V変換回路2で入力周波数の1周期毎に
測定しているため復調波は入力周波数の1周期
分の遅れしかない。従つて周波数特性の優れた
ものとなり、ひいては高精度の被周波数偏移波
測定ができる。(2) Since the F/V conversion circuit 2 measures each cycle of the input frequency, the demodulated wave has a delay of only one cycle of the input frequency. Therefore, the frequency characteristics are excellent, and the frequency-shifted wave can be measured with high precision.
(3) アナログ方式でのこぎり波Dをホールドする
ため高分解能が得られ、入力周波数が高くなつ
ても分解能が悪くならない。従つて高精度の被
周波数偏移波測定ができる。(3) High resolution is obtained because the sawtooth wave D is held using an analog method, and resolution does not deteriorate even if the input frequency becomes high. Therefore, it is possible to measure frequency-shifted waves with high accuracy.
(4) のこぎり波Dの放電時間が誤差にならないた
め精度の高い被周波数偏移波測定ができる。(4) Since the discharge time of the sawtooth wave D does not cause an error, highly accurate frequency-shifted wave measurement can be performed.
(5) F/V変換回路2として、入力される被周波
数偏移波Sをパルス信号に波形整形し、この入
力パルスAを外部トリガ信号Gにより制御して
同期信号Jを得、この同期信号Jにより第8図
Eの電圧上昇を停止させると共にその電圧レベ
ルをホールドして入力パルスAの周期に比例し
たレベルの電圧を取出すようにしたものを使用
するようにしてあるため回転体の1回転毎の回
転むらを測定することもできる。(5) As the F/V conversion circuit 2, the input frequency-shifted wave S is waveform-shaped into a pulse signal, and this input pulse A is controlled by an external trigger signal G to obtain a synchronization signal J, and this synchronization signal J stops the voltage rise in Figure 8E, holds the voltage level, and extracts a voltage proportional to the period of the input pulse A, so one rotation of the rotating body It is also possible to measure rotational unevenness at each rotation.
(6) 外部トリガ信号Gの入力を適宜選定して所望
の同期信号Jを得、この同期信号Jの間だけ入
力信号に含まれる不要成分を除去することもで
きるため、回転むら測定中に発生するドロツプ
アウト等の異常現象を除去することもできる。(6) It is possible to obtain the desired synchronization signal J by appropriately selecting the input of the external trigger signal G, and remove unnecessary components included in the input signal only during this synchronization signal J, so that it is possible to remove unnecessary components contained in the input signal during rotational unevenness measurement. It is also possible to eliminate abnormal phenomena such as dropouts.
(7) 第8図の出力信号Kは通常はコンデンサを通
して後段の回路に入力されるため、その出力信
号Kの除去部Lの電圧レベルを急激に0レベル
に遮断すると、遮断時点の直流成分dが上記の
コンデンサより放電されてしまう。そのため後
段の回路はコンデンサの充電電圧が放電するま
で次の動作ができなくなり、その分だけ応答時
間が遅くなる。また次の測定が開始されても、
出力信号の直流電圧レベルにコンデンサが充電
されるまで後段に急激な電圧変化によるシヨツ
クが発生して測定動作ができなくなり、その分
だけ応答時間が遅くなる。しかし本発明では出
力信号Kの除去部Lの電圧レベルを0にするの
ではなく、停止時の直流電圧レベルをホールド
するものであるためそのような欠点がない。従
つて応答時間の速いものになり、高精度の被周
波数偏移波測定ができる。(7) Since the output signal K in Fig. 8 is normally input to the subsequent circuit through a capacitor, if the voltage level of the removal section L of the output signal K is suddenly cut off to 0 level, the DC component d at the time of cut-off is is discharged from the above capacitor. Therefore, the subsequent circuit cannot perform the next operation until the charging voltage of the capacitor is discharged, and the response time is delayed accordingly. Also, even if the next measurement starts,
Until the capacitor is charged to the DC voltage level of the output signal, a shock occurs at the subsequent stage due to a sudden voltage change, making it impossible to perform measurement, and the response time is delayed accordingly. However, in the present invention, the voltage level of the removal section L of the output signal K is not set to 0, but the DC voltage level at the time of stop is held, so there is no such drawback. Therefore, the response time is fast, and the frequency-shifted wave can be measured with high accuracy.
しかもホールドされている直流電圧分は入力
信号の周波数に対して出力される電圧とほぼ等
しいため、次の測定が開始されても急激な直流
電圧変化がなく、従つて次の測定開始時に急激
な電圧変化によるシヨツクがなく、ひいてはシ
ヨツクによるノイズもほとんど発生せず高精度
の被周波数偏移波測定が短時間にできる。 Moreover, since the DC voltage that is held is almost equal to the voltage that is output for the frequency of the input signal, there will be no sudden change in DC voltage even when the next measurement starts, and therefore there will be no sudden change in the DC voltage when the next measurement starts. There is no shock due to voltage changes, and virtually no noise due to shock occurs, making it possible to measure frequency-shifted waves with high precision in a short time.
第1図は従来の被周波数偏移波測定方法の説明
図、第2図、第3図は従来の被周波数偏移波測定
方法で使用されているF/V変換器の各種例を示
す説明図、第4図は第2図のF/V変換器の動作
説明図、第5図は従来の回転むら計の測定説明
図、第6図は本発明の被周波数偏移波測定方法の
説明図、第7図は本発明の被周波数偏移波測定方
法で使用するF/V変換回路のブロツク説明図、
第8図は第7図のブロツクの動作説明波形図、第
9図、第10図、第11図は第7図のF/V変換
回路の動作説明図である。
1は周波数カウンタ、2はF/V変換回路、3
は可変減衰器、4は高域濾波器、5は増幅器、6
は整流回路、7は指示器、8はリミツタ、9,1
0はモノステーブルマルチ、11は定電流源回
路。
Figure 1 is an explanatory diagram of a conventional frequency-shifted wave measurement method, and Figures 2 and 3 are explanations showing various examples of F/V converters used in the conventional frequency-shifted wave measurement method. Fig. 4 is an explanatory diagram of the operation of the F/V converter shown in Fig. 2, Fig. 5 is an explanatory diagram of the measurement of the conventional rotation unevenness meter, and Fig. 6 is an explanation of the frequency-shifted wave measurement method of the present invention. 7 is a block diagram of an F/V conversion circuit used in the frequency-shifted wave measuring method of the present invention,
FIG. 8 is a waveform diagram explaining the operation of the block in FIG. 7, and FIGS. 9, 10, and 11 are diagrams explaining the operation of the F/V conversion circuit in FIG. 7. 1 is a frequency counter, 2 is an F/V conversion circuit, 3
is a variable attenuator, 4 is a high-pass filter, 5 is an amplifier, 6
is a rectifier circuit, 7 is an indicator, 8 is a limiter, 9,1
0 is a monostable multi, 11 is a constant current source circuit.
Claims (1)
V変換回路2とに供給して、周波数カウンタ1に
より被周波数偏移波の周波数の平均値を求め、こ
の平均値に応じて可変減衰器3によりF/V変換
回路2の動作周波数を制御してF/V変換回路2
から被周波数偏移波Sの周波数に比例した電圧を
取出し、その出力電圧からそれに含まれる交流分
を取出して整流し、この整流出力を被周波数偏移
波の平均周波数が基準周波数の出力で較正されて
いる指示器7に供給して被周波数偏移波の周波数
偏移量を表示するようにした被周波数偏移波の測
定方法において、F/V変換回路2は、入力され
る被周波数偏移波をパルス信号に波形整形し、こ
の入力パルスを外部トリガ信号により制御して同
期信号を得、この同期信号によりのこぎり波の電
圧上昇を停止させると共に停止時ののこぎり波の
電圧レベルをホールドして入力パルスの周期に比
例したレベルの電圧を取出すようにしたことを特
徴とする被周波数偏移波の測定方法。1 Frequency-shifted wave S is divided into frequency counter 1 and F/
The frequency counter 1 calculates the average value of the frequency of the frequency-shifted wave, and the variable attenuator 3 controls the operating frequency of the F/V conversion circuit 2 according to this average value. F/V conversion circuit 2
A voltage proportional to the frequency of the frequency-shifted wave S is extracted from the output voltage, the alternating current component contained in it is extracted and rectified, and this rectified output is calibrated with the output whose average frequency of the frequency-shifted wave is the reference frequency. In the method for measuring a frequency-shifted wave in which the amount of frequency deviation of the frequency-shifted wave is displayed by supplying the frequency-shifted wave to an indicator 7, the F/V conversion circuit 2 is configured to supply the input frequency-shifted wave to The waveform of the shifted wave is shaped into a pulse signal, this input pulse is controlled by an external trigger signal to obtain a synchronization signal, and this synchronization signal stops the voltage rise of the sawtooth wave and holds the voltage level of the sawtooth wave at the time of stop. A method for measuring a frequency-shifted wave, characterized in that a voltage at a level proportional to the period of an input pulse is extracted.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23578083A JPS60127468A (en) | 1983-12-14 | 1983-12-14 | Measurement of frequency deviated wave |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP23578083A JPS60127468A (en) | 1983-12-14 | 1983-12-14 | Measurement of frequency deviated wave |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60127468A JPS60127468A (en) | 1985-07-08 |
JPS6359112B2 true JPS6359112B2 (en) | 1988-11-17 |
Family
ID=16991127
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP23578083A Granted JPS60127468A (en) | 1983-12-14 | 1983-12-14 | Measurement of frequency deviated wave |
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Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60127468A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5173370A (en) * | 1974-12-21 | 1976-06-25 | Meguro Electronics | Hishuhasuhenchohano sokuteihoshiki |
JPS5396431A (en) * | 1977-02-04 | 1978-08-23 | Pioneer Electronic Corp | Cyclic voltage conversion device |
-
1983
- 1983-12-14 JP JP23578083A patent/JPS60127468A/en active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5173370A (en) * | 1974-12-21 | 1976-06-25 | Meguro Electronics | Hishuhasuhenchohano sokuteihoshiki |
JPS5396431A (en) * | 1977-02-04 | 1978-08-23 | Pioneer Electronic Corp | Cyclic voltage conversion device |
Also Published As
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JPS60127468A (en) | 1985-07-08 |
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