JPS6350978A - Optical disk demodulation circuit - Google Patents
Optical disk demodulation circuitInfo
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- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
本発明は、ＤＣフリー（ｆｒｅｅ）のコーディング（ｃ
ｏｄｉｎｇ）を使用したピット端検出方式（長大記録方
式）の光ディスク復調回路において、光ディスクに対す
る書込みパワーが最適パワーからずれることによってピ
ット長が規定の長さからずれてしまったような場合であ
っても、再生信号とスライスレベルとのクロスポイント
が規定のタイミングからずれないようにするため、上記
ビット長のずれに伴う上記再生信号の変動に応じて上記
スライスレベルをサーボコントロールするスライスレベ
ル制御手段を設けることにより、信頼性の高い復調を可
能にしたものである。[Detailed Description of the Invention] [Summary] The present invention provides DC free coding (c
In an optical disc demodulation circuit using a pit edge detection method (long-length recording method) that uses a pit edge detection method (long-length recording method), even if the pit length deviates from the specified length due to the writing power for the optical disc deviating from the optimum power. In order to prevent the cross point between the reproduced signal and the slice level from deviating from a specified timing, slice level control means is provided for servo-controlling the slice level in accordance with fluctuations in the reproduced signal due to the deviation in the bit length. This enables highly reliable demodulation.
本発明は、ゼロクロスポイントを検出する方式の復調回
路、特にはＤＣフリーのコーディングを使用したピット
端検出方式の光ディスク復調回路に関する。The present invention relates to a demodulation circuit that uses a zero-crossing point detection method, and more particularly to an optical disk demodulation circuit that uses a pit edge detection method that uses DC-free coding.
ピット端検出方式を用いた従来の光ディスク復調回路を
第３図に示す。同図においては、まず、光ディスクから
ＤＣフリーのコーディングを用いて得られた再生信号Ｓ
ｏのＤＣ成分をローパスフィルタ１によって取出す。次
に、塩１１回路２において、上記ＤＣ成分をスライスレ
ベルＶ５として上記再生信号Ｓｏとのクロスポイントを
検出することにより、復調信号を出力する。FIG. 3 shows a conventional optical disc demodulation circuit using the pit edge detection method. In the figure, first, a playback signal S obtained from an optical disc using DC-free coding is shown.
A DC component of o is extracted by a low-pass filter 1. Next, in the salt 11 circuit 2, the DC component is set at slice level V5 and a cross point with the reproduced signal So is detected, thereby outputting a demodulated signal.
〔発明が解決しようとする問題点〕
上記従来の回路において、ローパスフィルタ１で得られ
るスライスレベル■５は、上述したように再生信号ＳＧ
のＤＣ成分である。[Problems to be Solved by the Invention] In the conventional circuit described above, the slice level 5 obtained by the low-pass filter 1 is different from the reproduction signal SG as described above.
is the DC component of
そのため、光ディスクの記録媒体に対する書込みパワー
が最適パワーであるとき（例えば、単一周波数でデユー
ティ比５０の信号を書込んだとき）は、第４図（ａｌに
示すように、上下対称な再生信号Ｓ０１が得られるので
、このときのスライスレベルＶＳ１は再生信号Ｓｏｌの
中心レベルと一致する。よって、クロスポイントの間隔
ｔｕ、ｔｄは規定の間隔となり（ｔｕ−ｔｌｉ）、即ち
デユーティ比５０となり、特に問題は生じない。Therefore, when the write power to the optical disk recording medium is the optimum power (for example, when writing a signal with a single frequency and a duty ratio of 50), as shown in FIG. Since S01 is obtained, the slice level VS1 at this time coincides with the center level of the reproduced signal Sol. Therefore, the interval tu and td of the cross points are the specified intervals (tu-tli), that is, the duty ratio is 50, and especially No problems arise.
ところが、上記書込みパワーが最適パワーからずれたと
きは、上記記録媒体（特には、例えば穴あけ型の記録媒
体）に形成されたビット長が規定の長さからずれるため
、このときの再生信号ＳＯ２は第４図（１））に示すよ
うに上下対称性が崩れ、谷の部分ａと山の部分すの長さ
が異なってくる。However, when the write power deviates from the optimum power, the bit length formed on the recording medium (particularly, for example, a perforated recording medium) deviates from the specified length, so the reproduced signal SO2 at this time is As shown in FIG. 4 (1)), the vertical symmetry is broken, and the lengths of the valley part a and the peak part a become different.
それに応じて、このときのスライスレベルＶ１２も上記
スライスレベル■ｓＩからずれる。ところが、このとき
のずれ量は特に調整されないため、クロスポイントの間
隔ｔ、Ｌ＋ ｔｃＬが規定の間隔からずれてしまい（
ｔｕ ｆｔ、ｉ）、即ちデユーティ比５０にならず、こ
のずれが大きいときにはビット誤りになるという大きな
問題があった。Accordingly, the slice level V12 at this time also deviates from the slice level ■sI. However, since the amount of deviation at this time is not particularly adjusted, the interval t, L + tcL of the cross points deviates from the specified interval (
tu ft,i), that is, the duty ratio is not 50, and when this deviation is large, there is a big problem that a bit error occurs.
本発明は、上記問題点に鑑み、ビット長がずれてもクロ
スポイントが規定のタイミングからずれることのない、
信頼性の高い光ディスク復調回路を提供することを目的
とする。In view of the above problems, the present invention provides a system in which the cross point does not deviate from the specified timing even if the bit length deviates.
The purpose of the present invention is to provide a highly reliable optical disc demodulation circuit.
本発明の光ディスク復調回路は、ビット長のずれに伴う
再生信号の変動に応じて、スライスレベルをクロスポイ
ントが適正な間隔となる位置に号−ボコントロールする
スライスレベル制御手ＹＪｔ ’ｃ備えたことを特徴と
する。The optical disc demodulation circuit of the present invention is equipped with a slice level control device YJt'c that controls the slice level to a position where the cross points are at appropriate intervals in accordance with fluctuations in the reproduced signal due to deviations in bit length. It is characterized by
上記スライスレベル制御手段を用いれば、ピット長のず
れに伴って再生信号が変動した時でも、その変動に応じ
てスライスレベルがサーボコントロールされるので、ク
ロスポイントは規定の位置に維持され、デユーティ比５
０が得られる。By using the above slice level control means, even when the reproduced signal fluctuates due to pit length deviation, the slice level is servo-controlled according to the fluctuation, so the cross point is maintained at a specified position and the duty ratio is 5
0 is obtained.
Ｃ実 施 例〕
以下、本発明の実施例について、図面を参照しながら説
明する。C Embodiment] Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図であり、第３
図に示したローパスフィルタ１の代わりに、スライスレ
ベル制御回路１０を設けたものである。このスライスレ
ベル制御回路１０は、再生信号Ｓｏの変動（上下対称性
のずれ）に応じてスライスレベルｖＳをサーボコントロ
ールする回路であって、比較器１１、ローパスフィルタ
１２、減算器１３およびサーボアンプ１４から構成され
ている。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention;
A slice level control circuit 10 is provided in place of the low-pass filter 1 shown in the figure. The slice level control circuit 10 is a circuit that servo-controls the slice level vS according to fluctuations in the reproduced signal So (deviation in vertical symmetry), and includes a comparator 11, a low-pass filter 12, a subtracter 13, and a servo amplifier 14. It consists of
上記比較器１１は、再生信号ＳＯと、サーボアンプ１４
から出力されたスライスレベルＶ３とをそれぞれ十人力
、−人力とし、これらの大小関係に応じて二値化された
矩形波を出力■１として得る。ローパスフィルタ１２は
、上記比較器１１の出力ｖ１を通過させることにより、
そのＤＣ成分ｖ２を取出すものである。このＤＣ成分■
２は、上記再生信号Ｓｏの谷の部分が長ければ（即ち書
込みパワーが最適パワーよりも大きければ）小さくなり
、逆に再生信号Ｓｏの山の部分が長ければ（即ち書込み
パワーが最適パワーよりも小さければ）大きくなる。減
算農工３は、上記ＤＣ成分Ｖ２から上記比較器１１の中
心レベル（＝一定レベル）Ｖ３を減じた値を誤差信号Ｖ
４として出力するものである。サーボアンプ１４は、は
ぼ無限大に近い大きなゲインを持ち、このゲインで上記
誤差信号■４を増幅する増幅器であって、その出力はス
ライスレベルｖｓとして比較器１１の一入力端子に帰還
されるとともに、復調回路２に与えられる。The comparator 11 receives the reproduction signal SO and the servo amplifier 14.
The slice level V3 outputted from 1 is set to 10 human power and -1 human power, respectively, and a rectangular wave that is binarized according to the magnitude relationship between them is obtained as output 1. By passing the output v1 of the comparator 11, the low-pass filter 12
The DC component v2 is extracted. This DC component■
2 becomes smaller if the valley portion of the reproduced signal So is longer (that is, if the write power is greater than the optimum power), and conversely, if the peak portion of the reproduced signal So is longer (that is, the write power is greater than the optimum power) If it is small, it becomes large. The subtractor 3 converts the value obtained by subtracting the center level (=constant level) V3 of the comparator 11 from the DC component V2 into an error signal V.
4. The servo amplifier 14 has a large gain close to infinity, and is an amplifier that amplifies the error signal (4) with this gain, and its output is fed back to one input terminal of the comparator 11 as a slice level vs. The signal is also applied to the demodulation circuit 2.
このようなスライスレベル制御回路１０の具体的な制御
動作を、第２図（ａｔ、 （ｂ）の波形図に基づいて以
下に説明する。The specific control operation of such slice level control circuit 10 will be explained below based on the waveform diagrams of FIGS. 2(at) and 2(b).
まず、これまで最適パワーであった書込めパワーが、何
らかの原因で最適パワーよりも大きくなったときについ
て説明する。このときは、ビット長が規定の長さよりも
長くなるため、これに伴い、第２図（ａｌに示すように
谷の部分ａが山の部分すよりも長い再生信号３０２が送
られてくる。これまで最適な位置にあったスライスレベ
ルｖ５１は、上記再生信％ＳＯ２にとっては高すぎる位
置となり、即ちクロスポイントの間隔ｔ、Ｌ、 ｔ４
がデユーティ比５０ではなくなる（ｔｕ？ｔ、Ｌ）、こ
のとき、比較８１１の出力ｖ１も谷の部分が長くなるの
で、これに伴いそのＤＣ成分（即ちローパスフィルタ１
２の出力）Ｖ２が中心レベルｖ３よりも小さくなる。よ
って、上記Ｖ２と■３の差が減算器１３によって得られ
、マイナスの誤差信号ｖ４としてサーボアンプ１４に送
られる。すると、サーボアンプ１４は、入力されたマイ
ナスの誤差信号■４に応じて、その出力（即ちスライス
レベルＶ Ｓ ）を減少させる。このようにして得られ
たスライスレベルＶ３は、再度比較器１１に入力され、
再生信号３Ｇ２との比較がなされる。このようにして上
記と同様な動作が繰り返しなされることにより、誤差信
号■４はマイナスの値から次第にゼロの近傍に近づき、
スライスレベル■８も減少しながら適切な位置に近づい
ていく。First, a case will be described in which the write power, which has been the optimum power, becomes larger than the optimum power for some reason. At this time, the bit length becomes longer than the specified length, and as a result, a reproduced signal 302 is sent in which the valley part a is longer than the peak part, as shown in FIG. The slice level v51, which has been at the optimal position so far, is now at a position that is too high for the above regeneration %SO2, that is, the cross point intervals t, L, t4
is no longer the duty ratio of 50 (tu?t, L), and at this time, the valley portion of the output v1 of the comparison 811 also becomes longer, and accordingly, its DC component (i.e., the low-pass filter 1
2 output) V2 becomes smaller than the center level v3. Therefore, the difference between V2 and ■3 is obtained by the subtracter 13 and sent to the servo amplifier 14 as a negative error signal v4. Then, the servo amplifier 14 decreases its output (that is, the slice level V S ) in accordance with the inputted negative error signal 4. The slice level V3 obtained in this way is input to the comparator 11 again,
A comparison is made with the reproduced signal 3G2. By repeating the same operation as above, the error signal ■4 gradually approaches zero from a negative value, and
Slice level ■8 also decreases and approaches the appropriate position.
このようなサーボコントロールによってスライスレベル
■５の位置が安定した時点では、第２図（ｂｌに示すよ
うに、比較器１１の出力のＤＣ成分ｖ２は中心レベル■
３とほぼ一致するレベルになり、そのわずかな差（誤差
信号Ｖａ）に応じた適切なスライスレベルＶ１２が得ら
れている。逆に言えば、変動した再生信号Ｓ［＋２に対
して、スライスレベルがＶ １ ＋からＶ１２にコント
ロールされることにより、クロスポイントの間隔ｔｕ。When the position of slice level ■5 is stabilized by such servo control, as shown in FIG.
3, and an appropriate slice level V12 corresponding to the slight difference (error signal Va) is obtained. Conversely, by controlling the slice level from V 1 + to V12 for the fluctuated reproduced signal S[+2, the cross point interval tu increases.
ｔ、ｉが、はぼデユーティ比５０ （ｔμ＃を注）とい
う適切な間隔に維持されることになる。t and i will be maintained at appropriate intervals with a duty ratio of 50 (note tμ#).
上述したことは、書込みパワーが最適パワーよりも小さ
くなった場合についても、はぼ同様に言える。ただしこ
の場合、最初は■２が■１よりも大きいレベルになって
いるので、誤差信号■４はプラスの値となり、スライス
レベル■５を次第に増加させるように作用する。そして
最終的には、クロスポイントの間隔がほぼデユーティ比
５０となるような適切なスライスレベルに安定する。The above is also true when the write power becomes smaller than the optimum power. However, in this case, since ■2 is initially at a higher level than ■1, the error signal ■4 has a positive value and acts to gradually increase the slice level ■5. Eventually, the cross-point interval stabilizes at an appropriate slice level where the duty ratio is approximately 50.
このように本実施例では、比較器１１の出力のＤＣ成分
■２と中心レベル■３との差を誤差信号ｖ４として取出
し、この誤差信号■４をほぼゼロにするようにスライス
レベルｖｓをサーボコントロールしてやることにより、
再生信号Ｓｏの変動に応じた適正なスライスレベル■５
が得られる。In this way, in this embodiment, the difference between the DC component (2) of the output of the comparator 11 and the center level (3) is extracted as the error signal v4, and the slice level vs is controlled by the servo so that this error signal (4) becomes almost zero. By controlling
Appropriate slice level according to fluctuations in playback signal So■5
is obtained.
そこで、従来の回路に対する本実施例の効果を確認する
ため、Ｔｅ−３ｅの穴あけ媒体に対して、レーザの書込
みパワーを６〜８．５ｍＷ （最適パワーは７ ｍＷ）
で変化させて周期９６０ｎｓの信号を記録・再生し、そ
の時のクロスポイントの間隔（第４図に示した間隔ｔ、
１のずれを測定してみた。その測定結果を第５図に示す
。同図に明らかなように、従来の回路では、書込みパワ
ーが１ｍＷ違っただけ一１〇−
で、クロスポイントの間隔ｔｄは２０ｎｓ以上ずれるの
に対し、本実施例ではほとんどずれることはなく、最適
パワーの時の間隔を維持しているのがわかる。Therefore, in order to confirm the effect of this example on the conventional circuit, the laser writing power was set to 6 to 8.5 mW (optimal power is 7 mW) for Te-3e drilling media.
A signal with a period of 960 ns is recorded and reproduced by varying the interval between cross points (interval t shown in Fig. 4,
I tried measuring the deviation of 1. The measurement results are shown in FIG. As is clear from the figure, in the conventional circuit, the write power differs only by 1 mW, and the cross point interval td deviates by more than 20 ns, whereas in this embodiment, there is almost no deviation, and the optimum You can see that the power interval is maintained.
なお、本発明においては、第１図に示したスライスレベ
ル制御回路はほんの一例であり、再生信号の変動に応じ
て、クロスポイント間隔のずれが生じない位置にスライ
スレベルをサーボコントロールできる回路であれば、ど
のようなものであってもよい。In addition, in the present invention, the slice level control circuit shown in FIG. 1 is just an example, and any circuit that can servo control the slice level to a position where the cross point interval does not shift according to fluctuations in the reproduced signal may be used. It can be anything.
本発明によれば、ビット長が規定の長さからずれてしま
った場合であっても、スライスレベルのサーボコントロ
ールによってクロスポイントは規定のタイミングからず
れることがないため、非常に信頼性の高い復調が可能に
なる。According to the present invention, even if the bit length deviates from the specified length, the cross point will not deviate from the specified timing due to slice-level servo control, resulting in extremely reliable demodulation. becomes possible.
第１図は、本発明の一実施例を示す回路図、第２図（ａ
ｌおよびｆｂ）は、同実施例の動作を説明するための波
形図、
第３図は、従来の光ディスク復調回路を示す回路図、
第４図＋ａ＋および（ｂｌは、上記従来の回路における
問題を説明するための波形図、
第５図は、上記実施例および従来例についてレーザの書
込みパワーに対するクロスポイントの間隔ｔ、１のずれ
を測定した結果を示す図である。
１０・・・スライスレベル制御回路、
１１・・・比較器、
１２・・・ローパスフィルタ、
１３・・・減算器、
１４・・・サーボアンプ。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG.
1 and fb) are waveform diagrams for explaining the operation of the same embodiment. FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional optical disc demodulation circuit. FIG. FIG. 5 is a diagram showing the results of measuring the cross-point interval t and deviation of 1 with respect to the laser writing power for the above embodiment and the conventional example. 10... Slice level control Circuit, 11...Comparator, 12...Low pass filter, 13...Subtractor, 14...Servo amplifier.
Claims (1)
て得られた再生信号とスライスレベルとのクロスポイン
トを検出することにより前記再生信号に含まれた情報を
読出すピット端検出方式の光ディスク復調回路において
、 前記再生信号の変動に応じて、前記クロスポイントが適
正な間隔となる位置に前記スライスレベルをサーボコン
トロールするスライスレベル制御手段（１０）を設けた
ことを特徴とする光ディスク復調回路。 ２）前記スライスレベル制御手段は、前記再生信号とス
ライスレベルの大小関係に応じた二値化信号を出力する
比較器（１１）と、該比較器から出力された二値化信号
のＤＣ成分を取出すローパスフィルタ（１２）と、該ロ
ーパスフィルタから得られたＤＣ成分と前記二値化信号
の中心レベルとの差を得る減算器（１３）と、該減算器
で得られた差を誤差信号として増幅しこれを前記スライ
スレベルとして前記比較器に帰還させるサーボアンプ（
１４）とから構成されることを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の光ディスク復調回路。 ３）前記スライスレベル制御手段は、前記サーボアンプ
のゲインをほぼ無限大とし、前記誤差信号がほぼゼロと
なる点に前記スライスレベルを調整することを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の光ディスク復調回路。[Claims] 1) A pit edge detection method for reading out information included in the reproduced signal by detecting the cross point between the reproduced signal obtained from the optical disc using DC-free coding and the slice level. An optical disc demodulation circuit characterized in that a slice level control means (10) is provided for servo-controlling the slice level at a position where the cross points are at appropriate intervals according to fluctuations in the reproduced signal. circuit. 2) The slice level control means includes a comparator (11) that outputs a binarized signal according to the magnitude relationship between the reproduced signal and the slice level, and a DC component of the binarized signal output from the comparator. A low-pass filter (12) to extract, a subtracter (13) that obtains the difference between the DC component obtained from the low-pass filter and the center level of the binarized signal, and the difference obtained by the subtracter as an error signal. a servo amplifier that amplifies and feeds back the slice level to the comparator (
14). The optical disc demodulation circuit according to claim 1, wherein the optical disc demodulation circuit comprises: 3) The slice level control means adjusts the slice level to a point where the gain of the servo amplifier is approximately infinite and the error signal is approximately zero. Optical disc demodulation circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19290386A JPS6350978A (en) | 1986-08-20 | 1986-08-20 | Optical disk demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP19290386A JPS6350978A (en) | 1986-08-20 | 1986-08-20 | Optical disk demodulation circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6350978A true JPS6350978A (en) | 1988-03-03 |
Family
ID=16298896
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP19290386A Pending JPS6350978A (en) | 1986-08-20 | 1986-08-20 | Optical disk demodulation circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6350978A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01251323A (en) * | 1988-03-30 | 1989-10-06 | Aiwa Co Ltd | Optical disk reproducing device |
| JP2002157744A (en) * | 2000-11-16 | 2002-05-31 | Teac Corp | Signal reproducing circuit |
-
1986
- 1986-08-20 JP JP19290386A patent/JPS6350978A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01251323A (en) * | 1988-03-30 | 1989-10-06 | Aiwa Co Ltd | Optical disk reproducing device |
| JP2002157744A (en) * | 2000-11-16 | 2002-05-31 | Teac Corp | Signal reproducing circuit |
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