JPS6350882B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマイクロストリツプラインアンテナに
関し、特に円偏波マイクロストリツプラインアン
テナの新しい構造に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a microstripline antenna, and more particularly to a new structure for a circularly polarized microstripline antenna.

従来の円偏波マイクロストリツプラインアンテ
ナには、第１図に示すような形式のものが提案さ
れている。第１図は誘電体基板１の裏面に地導体
２を一様に形成し、表面に直線片、正方形ルー
プ、直線片、正方形ループ、直線片、………、と
順次一連にして周期的に折曲げたストリツプ導体
３を形成してなる進行波アンテナであり、既にわ
れわれが提案している。 A conventional circularly polarized microstripline antenna of the type shown in FIG. 1 has been proposed. In Fig. 1, a ground conductor 2 is uniformly formed on the back surface of a dielectric substrate 1, and a straight line piece, a square loop, a straight line piece, a square loop, a straight line piece, etc. are sequentially formed on the front surface periodically. This is a traveling wave antenna formed of a bent strip conductor 3, which we have already proposed.

しかしながら、この種のアンテナはすべて１本
の連続したストリツプ導体を周期的に折曲げて形
成してなる進行波アンテナであるため、周波数を
使用中心周波数より上下に変化させると、主ビー
ム方向が誘電体基板１の長手方向に沿つて走査す
る。このため一定方向での送受信に使用する場合
に、走査の影響を考慮すると周波数帯域幅に制限
を受ける欠点がある。 However, since all of these types of antennas are traveling wave antennas formed by periodically bending one continuous strip conductor, when the frequency is changed above or below the center frequency used, the main beam direction changes due to dielectric radiation. Scanning is performed along the longitudinal direction of the body substrate 1. Therefore, when used for transmission and reception in a fixed direction, there is a drawback that the frequency bandwidth is limited when the influence of scanning is taken into account.

それゆえに、本発明の主たる目的は、上述の欠
点を改善した新しい形式の円偏波マイクロストリ
ツプラインアンテナを提供するものである。 Therefore, the main object of the present invention is to provide a new type of circularly polarized microstripline antenna which improves the above-mentioned drawbacks.

本発明は、一方の面に一様に地導体を設けた誘
電体板の表面に少なくとも１条以上の周期的に折
曲げたストリツプ導体を備えて、該ストリツプ導
体に進行波を伝播させることにより円偏波ビーム
を放射するようにしたマイクロストリツプライン
アンテナにおいて、前記ストリツプ導体は直線片
と、該直線片を一方側に配置したＵ字形部とが順
次一連に接続されて形成され、前記Ｕ字形部は前
記直線片と垂直な一対の腕辺と前記直線片に平行
な底辺とで形成され、かつ前記各腕辺の長さｂは
3λg／８（ただしλgは線路波長）に選ばれ、前記
直線片の長さ２ａは下記の式で示され、 2a＝｛(-n-m〓T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) （ｍとｎは整数、Ｔは次式で示される。） Ｔ＝１／πTan^-1｛sinθm／（１−ηcosθm）｝ （θmは主ビーム方向、ηは実効波長短縮率であ
り、次式で示される。） η＝λg／λo （λoは自由空間波長） 前記底辺の長さｃは下記の式 ｃ＝｛（ｍ±Ｔ）λg−ｂ｝／｛１−ηcosθm） で示されることを特徴とするマイクロストリツプ
ラインアンテナ。 The present invention provides at least one periodically bent strip conductor on the surface of a dielectric plate having a ground conductor uniformly provided on one surface, and propagates a traveling wave through the strip conductor. In a microstrip line antenna configured to radiate a circularly polarized beam, the strip conductor is formed by sequentially connecting a straight piece and a U-shaped part with the straight piece disposed on one side, and The glyph portion is formed by a pair of arm sides perpendicular to the straight line piece and a base parallel to the straight line piece, and the length b of each arm side is
3λg/8 (where λg is the line wavelength), and the length 2a of the straight line segment is shown by the following formula, 2a={(-nm〓T)λg−b}/(1-ηcosθm) (m and n are integers, and T is expressed by the following formula.) T=1/πTan ^-1 {sinθm/(1−ηcosθm)} (θm is the main beam direction, η is the effective wavelength shortening rate, and is expressed by the following formula. ) η=λg/λo (λo is the free space wavelength) The base length c is expressed by the following formula: c={(m±T)λg−b}/{1−ηcosθm) microstripline antenna.

本発明の好ましい実施態様は、前記ストリツプ
ライン導体の一組を複数組同一平面上に平行に配
置することを特徴とする。 A preferred embodiment of the present invention is characterized in that a plurality of sets of the stripline conductors are arranged in parallel on the same plane.

本発明の他の好ましい実施態様は、一方のスト
リツプ導体の前記Ｕ字形部は他方のストリツプ導
体のＵ字形部に平行とし、かつ一方のストリツプ
ライン導体のＵ字形部は他方のストリツプライン
導体のＵ字形部より半周期長（＝Ｌ／２）ずらせ
ることを特徴とする。 Another preferred embodiment of the invention is that the U-shaped portion of one strip conductor is parallel to the U-shaped portion of the other strip conductor, and the U-shaped portion of one strip line conductor is parallel to the U-shaped portion of the other strip line conductor. It is characterized by being shifted by a half period length (=L/2) from the U-shaped part of.

また本発明のさらに好ましい実施態様は、前記
ストリツプライン導体の一組を２組、点対称に配
置し、その中央部から給電（受電）することを特
徴とする。 A further preferred embodiment of the present invention is characterized in that two sets of the stripline conductors are arranged point-symmetrically, and power is fed (received) from the center thereof.

また本発明のさらに他の好ましい実施態様は、
前記ストリツプライン導体の一組を複数個同一基
板上に並設し、一端給電とすることを特徴とす
る。 Further, another preferred embodiment of the present invention is
The present invention is characterized in that a plurality of sets of the stripline conductors are arranged in parallel on the same substrate, and one end of the stripline conductors is electrically fed.

さらにまた本発明の好ましい実施態様は、前記
ストリツプライン導体の一組を複数個同一基板上
に多重アレイ状に配列し、中央給電とすることを
特徴とする。 Furthermore, a preferred embodiment of the present invention is characterized in that a plurality of sets of the stripline conductors are arranged in a multiple array on the same substrate, and a central power supply is provided.

以下に、本発明の詳細な記載を図面とともに説
明する。 Below, a detailed description of the invention will be explained along with the drawings.

第２図において、４は適宜厚さの平板状の誘電
体にてなる基板で、その裏面全面に亘つて地導体
５が設けられている。６は基板４の表面に形成さ
れた１条の導体にてなるストリツプ導体である。
このストリツプ導体６はジグザグに進む蛇行構
造、すなわち一定寸法の直線片とＵ字形部（直線
状の両腕辺と底辺の折線よりなる）とを交互に複
数組（該組数は任意とする。）を接続して、すべ
ての上記直線片を一直線上（Ｚ方向）に形成する
とともに、上記Ｕ字形部が上記一直線の一方側に
存在するようにしている。したがつて、ストリツ
プ導体６はＺ方向辺A₁〜A₄（まとめていうときは
「Ａ」という）とC₁〜C₃（まとめていうときは
「Ｃ」という）およびＹ方向辺B₁〜B₆（まとめて
いうときは「Ｂ」という）からなり、各辺の長さ
は原理として後述の所定の寸法に選ばれている。
また第２図において、基板４の長手方向の両端の
うち、一方端Ｆを給電端とし、他方端Ｇにはスト
リツプ導体６の寸法から一義に決まる特性インピ
ーダンス（50Ω）にマツチングする整合負荷Ｒを
接続している。 In FIG. 2, reference numeral 4 denotes a substrate made of a flat dielectric material having an appropriate thickness, and a ground conductor 5 is provided over the entire back surface thereof. A strip conductor 6 is formed on the surface of the substrate 4 and is formed of a single conductor.
This strip conductor 6 has a zigzag meandering structure, that is, a plurality of sets (the number of sets is arbitrary) of a straight line piece of a fixed size and a U-shaped part (consisting of both straight arm sides and a broken line at the bottom) are alternately formed. ) are connected to form all the straight line pieces on a straight line (in the Z direction), and the U-shaped portion is located on one side of the straight line. Therefore, the strip conductor 6 has Z-direction sides A ₁ to A ₄ (collectively referred to as "A"), C ₁ to _{C 3} (collectively referred to as "C"), and Y-direction sides B ₁ to B. ₆ (collectively referred to as "B"), and the length of each side is, in principle, selected to be a predetermined dimension as described below.
In addition, in FIG. 2, one end F of the longitudinal ends of the board 4 is used as the power feeding end, and the other end G is connected with a matching load R that matches the characteristic impedance (50Ω) uniquely determined from the dimensions of the strip conductor 6. Connected.

第２図において、ストリツプ導体の周期構造の
うち、その基本構造を第３図に示す。いまこの基
本構造をクランク形基本素子と呼ぶことにし、以
下その円偏波放射特性を理論計算する。いま、ク
ランク形基本素子の太さは無限に細いものとし、
これに均一な進行波電流が流れている電流源を仮
定して、無限遠点での放射電界を導くことにす
る。第４図に示すように、地導体がYZ面内にあ
るように座標系を定める。ｈは地導体からストリ
ツプ導体までの高さである。また破線で−ｈの高
さに示されているのは、地導体を無限大の大きさ
に仮定したときの鏡像ストリツプ導体である。こ
こでは両ストリツプ導体付近の媒質は空気とし、
誘電体基板の誘電率の寄与は波長短縮された線路
波長λgに含めて取扱うことにする。ここで、ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE₁、鏡像ス
トリツプ導体の寄与による遠方界をE₂とすると、
両者の合成電界Ｅは次のようになる。 In FIG. 2, the basic structure of the periodic structure of the strip conductor is shown in FIG. This basic structure will now be referred to as a crank-shaped basic element, and its circularly polarized radiation characteristics will be theoretically calculated below. Now, assume that the thickness of the crank-shaped basic element is infinitely thin.
Assuming a current source with a uniform traveling wave current flowing through it, we will derive the radiated electric field at the point at infinity. As shown in Figure 4, set the coordinate system so that the ground conductor is within the YZ plane. h is the height from the ground conductor to the strip conductor. Also, the dashed line shown at a height of -h is a mirror image strip conductor when the ground conductor is assumed to have an infinite size. Here, the medium near both strip conductors is air,
The contribution of the dielectric constant of the dielectric substrate will be included in the shortened line wavelength λg. Here, if the far field due to the contribution of the strip conductor is E ₁ and the far field due to the contribution of the mirror image strip conductor is E ₂ , then
The combined electric field E of both is as follows.

Ｅ＝E₁＋E₂＝E₀（e^{jkh sin}〓^cos〓−e^{-jkh sin}〓^cos〓
） ＝j2E₀sin（kh sinθcosφ）≒j2khE₀sinθcosφ
……(1) kh≪１ ただし、ｋ＝2π／λ₀、λ₀は自由空間波長であ
る。E=E ₁ +E ₂ =E ₀ (e ^{jkh sin} 〓 ^cos 〓−e ^{-jkh sin} 〓 ^cos 〓
) =j2E ₀ sin(kh sinθcosφ)≒j2khE ₀ sinθcosφ
...(1) kh≪1 However, k=2π/λ ₀ , λ ₀ is the free space wavelength.

以下、第５図に示すように、クランク形基本素
子がYZ面内にあるときの遠方界E₀を求める。ク
ランク形基本素子の球座標は（r′、α、π／２）
とし、遠方界は点Ｐ（ｒ、θ、φ）で計算する。
いまクランク形基体素子の電流密度をＪ→とする
と、無限遠方における電気的ベクトルポテンシヤ
ルＡ→は、一般に Ａ→＝μe^-jkr／4πr∫_v′Ｊ→（ｒ′→）e^jkr′^cos〓d
v′……(2) で示される。ただし、μは透磁率である。遠方界
の計算上の記号として、放射ベクトルＮを次のよ
うに定義する。 Hereinafter, as shown in FIG. 5, the far field E ₀ when the crank-shaped basic element is in the YZ plane will be determined. The spherical coordinates of the crank-shaped basic element are (r', α, π/2)
The far field is calculated at the point P(r, θ, φ).
Now, if the current density of the crank-shaped base element is J→, the electric vector potential A→ at an infinite distance is generally A→=μe ^-jkr /4πr∫ _v ′J→(r′→)e ^jkr ′ ^cos 〓d
It is shown as v′...(2). However, μ is magnetic permeability. As a computational symbol for the far field, the radiation vector N is defined as follows.

Ｎ→＝∫_v′Ｊ→（ｒ′→）e^jkr′^cos〓dv′ ……(3) 故に、 Ａ→＝μe^-jkr／4πrＮ→ ……(4) となる。観測点方向への単位ベクトルａ→_rは、ａ→
_ｘ、ａ→_y、ａ→_zをそれぞれｘ、ｙ、ｚ方向の単位ベ
クトルとすると、 ａ→_r＝ａ→_xsinθcosφ＋ａ→_ysinθsinφ＋ａ→_zco
sθ
……(5) 一方、原点０からクランク形基本素子上の波源
への単位ベクトルａ→_r′は ａ→_r′＝ａ→_ysinα＋ａ→_zcosα ……(6) で示される。第５式および第６式より cosξ＝ａ→_r・ａ→_r′＝sinθsinφsinα＋cosθcosα
……(7) となる。電界Ｅ→および磁界Ｈ→は第２式の電気的ベ
クトルポテンシヤルＡ→の項で次のように示され
る。 N→=∫ _v ′J→(r′→)e ^jkr ′ ^cos 〓dv′ ...(3) Therefore, A→=μe ^-jkr /4πrN→ ...(4). The unit vector a→ _r toward the observation point is a→
_{Let x} , a→ _y , and a→ _z be unit vectors in the x, y, and z directions, respectively, then a→ _r = a→ _x sinθcosφ+a→ _y sinθsinφ+a→ _z co
sθ
...(5) On the other hand, the unit vector a→ _r ′ from the origin 0 to the wave source on the crank-shaped basic element is expressed as a→ _r ′=a→ _y sin α+a→ _z cos α ……(6). From the 5th and 6th equations, cosξ=a→ _r・a→ _r '=sinθsinφsinα+cosθcosα
...(7) becomes. The electric field E→ and the magnetic field H→ are expressed in the term electric vector potential A→ of the second equation as follows.

Ｈ→＝１／μ▽×Ａ→ ……（8a） Ｅ→＝−jω〔Ａ→＋１／k²▽（▽・Ａ→）〕……（8
b） ただし、ωは角周波数、▽はデル演算子で ▽＝ａ→_r∂／∂r＋ａ→〓１／ｒ ∂／∂θ＋ａ→〓１
／ｒ sinθ ∂／∂φ ……(9) で示される。ａ→_r、ａ→〓、ａ→〓はそれぞれｒ、θ
、
φ方向の単位ベクトルである。ここで観測点を無
限遠方にとると、▽×Ａ→は次のように簡単に示さ
れる。 H→=1/μ▽×A→ ...(8a) E→=-jω[A→+1/k ² ▽(▽・A→)]...(8
b) Where, ω is the angular frequency and ▽ is the del operator ▽=a→ _r ∂/∂r+a→〓1/r ∂/∂θ+a→〓1
/r sinθ ∂/∂φ ...(9) a→ _r , a→〓, a→〓 are r and θ, respectively
,
It is a unit vector in the φ direction. If we take the observation point at an infinite distance, ▽×A→ can be easily expressed as follows.

▽×Ａ→＝−ａ→〓∂A〓／∂_r＋ａ→〓∂A〓／∂^r…
…(10) 故に第8a式は次のようになる。 ▽×A→=−a→〓∂A〓/∂ _r +a→〓∂A〓/∂ ^r …
…(10) Therefore, equation 8a becomes as follows.

H〓＝jke^-jkr／4πrN〓 ……（11a） H〓＝−jke^-jkr／4πrN〓 ……（11b） ここで遠方界の波は平面波を仮定すると E〓＝Z₀H〓 ……（12a） E〓＝−Z₀H〓 ……（12b） より求められる。ただし、Z₀は空気中の固有イン
ピーダンスで通常120πで示される。故に第11式
および第12式より E〓＝−jke^-jkr／4πrZ₀N〓＝−j30ke^-jkr／ｒN〓……
（13a） E〓＝−jke^-jkr／4πrZ₀N〓＝−j30ke^-jkr／ｒN〓……
（13b） となり、これらを第１式に代入すると鏡像ストリ
ツプ導体を考慮した結果を得るが、円偏波放射の
条件は第13式のみを用いて求めることができる。
したがつて、第13式の放射スペクトルＡ→Ｎのθお
よびφ成分であるN〓およびN〓は、直角座標成分
N_yおよびN_zから、次の関係を用いて求めること
ができる。 H〓＝jke ^-jkr ／4πrN〓 ……(11a) H〓＝−jke ^-jkr ／4πrN〓 ……(11b) Here, assuming that the wave in the far field is a plane wave, E〓＝Z ₀ H〓 ……( 12a) E〓=−Z ₀ H〓 ...(12b) It is obtained from. However, Z ₀ is the characteristic impedance in air and is usually expressed as 120π. Therefore, from Equations 11 and 12, E〓=-jke ^-jkr /4πrZ ₀ N〓=-j30ke ^-jkr /rN〓...
(13a) E〓=−jke ^-jkr /4πrZ ₀ N〓=−j30ke ^-jkr /rN〓……
(13b), and by substituting these into Equation 1, we obtain a result that takes into account the mirror image strip conductor, but the conditions for circularly polarized radiation can be found using only Equation 13.
Therefore, N〓 and N〓, which are the θ and φ components of the radiation spectrum A→N in Equation 13, are rectangular coordinate components.
It can be determined from N _y and N _z using the following relationship.

N〓＝Ny cosθsinφ−Nz sinθ ……（14a） N〓＝Ny cosφ ……（14b） したがつて、放射ベクトル成分N_zおよびN_yを
求め、これより円偏波放射の条件が求められる。N=Ny cosθsinφ−Nz sinθ (14a) N=Ny cosφ (14b) Therefore, the radiation vector components _Nz and _Ny are determined, and from this, the conditions for circularly polarized radiation are determined.

次にクランク形基本素子の放射ベクトル成分従
つて電界を求める。ただし、φ＝０の場合即ち
ZX面内の放射ベクトル成分のみを取扱うことに
する。今、電流密度をJoe^-j〓〓、ただしβ＝2π／
λg、λgは線路波長、ξは距離変数とすると、第
３式より第５図を参照して、N_z、N_yは次式で示
される。 Next, find the radiation vector component and therefore the electric field of the crank-shaped basic element. However, in the case of φ=0, that is,
We will only deal with radiation vector components in the ZX plane. Now, the current density is Joe ^-j 〓〓, where β=2π/
Assuming that λg and λg are line wavelengths and ξ is a distance variable, N _z and N _y are expressed by the following equations from equation 3 with reference to FIG.

第14式でφ＝０の場合を用い、第15式の関係を
代入すると、第14式は次式で示される。 Using the case of φ=0 in the 14th equation and substituting the relationship in the 15th equation, the 14th equation is expressed as the following equation.

N〓＝−Nz sinθ＝−2J₀sinθ／β−ｋ cosθ〔sin
｛βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）・cos｛βb＋（β−ｋ cosθ
）ｃ／２｝〕e^-j〓……（16a） N〓＝Ny＝ｊ4J₀sin（βb／２）／βsin｛βb＋（β
−ｋ cosθ）ｃ／２｝e^-j〓……（16b） γ＝βb＋（β−ｋ cosθ）（ａ＋ｃ／２） ……（16c） 上式においてN〓とN〓はπ／２の位相差があり、
したがつて、θ＝θ_n方向における円偏波放射の条
件は、 ｜N〓｜＝｜N〓｜ ……（17） より求められる。故に第16式および第17式より −sinθ_n／β−ｋ cosθ_n〔sin｛βb＋（β−ｋ cos
θ_n）（ａ＋ｃ／２）｝ −2sin（βb／２）cos｛βb＋（β−ｋ cosθ_n）
ｃ／２｝〕＝±２／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθ_n）ｃ／２｝ ……（18） 次にクランク形基本素子を周期的に接続してア
レイアンテナを形成し、θ＝θ_n、φ＝０方向で主
ビームを形作るための条件は、すなわち、クラン
ク形基本素子の始点F₁と終点F₂より放射される
波の位相がθ_n方向で同相となる条件は、第６図を
参照すると、 ｋ（2a＋ｃ）cosθ_n−β（2a＋2b＋ｃ）＝2nπ ｎ：整数 ……（19a） または、 βb＋（β−ｋ cosθ_n）（ａ＋ｃ／２）＝−nπ ……（19b） で示される。第19b式を第18式に代入すると、 sinθ_n／β−ｋ cosθ_nsin（βb／２）・cos｛β
b＋（β−ｋ cosθ_n）ｃ／２｝ ＝±１／βsin（βb／２）sin｛βb＋（β−
ｋ cosθ_n）ｃ／２｝……（20a） となり、sin（βb／２）≠０として、上式は tan｛βb＋（β−ｋ cosθ_n）ｃ／２｝ ＝±βsinθ_n／β−ｋ cosθ_n ……（20b） となる。第20b式を変形すると ｂ＋（１−ηcosθ_n）ｃ ＝λg｛ｍ±１／πTan^-1（sinθ_n／１−ηcosθ_n
）｝ ……（21） となる。ただし、 η＝ｋ／β＝λg／λ₀ ｍは整数である。第19b式および第21式より ｂ＋（１−ηcosθ_n）2a＝−λg｛ｍ＋ｎ±１／πT
an^-1（sinθ_n／１−ηcosθ_n）｝……（22） が求められる。第21式および第22式について、ｂ
を与えるとｍとｎの適当な組合わせに対してａお
よびｃが求まる。すなわち、クランク形基本素子
の各辺の寸法値が求められる。なお、両式中にお
いて±の記号の内上号は左旋円偏波の場合、下号
は右旋円偏波の場合を示す。 N〓＝−Nz sinθ＝−2J ₀ sinθ／β−k cosθ〔sin
{βb+(β−k cosθ)(a+c/2)} −2sin(βb/2)・cos{βb+(β−k cosθ
)c/2}]e ^-j 〓...(16a) N〓=Ny=j4J ₀ sin(βb/2)/βsin{βb+(β
−k cosθ)c/2}e ^-j 〓……(16b) γ=βb+(β−k cosθ)(a+c/2)……(16c) In the above equation, N〓 and N〓 are the π/2 digits There is a phase difference,
Therefore, the condition for circularly polarized radiation in the θ=θ _n direction is obtained from |N〓|=|N〓| (17). Therefore, from Equations 16 and 17, −sinθ _n /β−k cosθ _n [sin{βb+(β−k cos
θ _n ) (a+c/2)} −2sin (βb/2) cos {βb+(β−k cosθ _n )
c/2}]=±2/βsin(βb/2)sin{βb+(β−
k cosθ _n )c/2} ...(18) Next, the conditions for forming an array antenna by periodically connecting crank-shaped basic elements and forming the main beam in the direction of θ=θ _n and φ=0 are as follows. In other words, referring to Fig. 6, the condition that the phases of the waves radiated from the starting point F ₁ and the ending point F ₂ of the crank-shaped basic element are in phase in the θ _n direction is k (2a + c) cos θ _n - β (2a + 2b + c )=2nπ n: integer (19a) or βb+(β−k cosθ _n )(a+c/2)=−nπ (19b). Substituting equation 19b into equation 18, sinθ _n /β−k cosθ _n sin(βb/2)・cos{β
b+(β−k cosθ _n )c/2} =±1/βsin(βb/2)sin{βb+(β−
k cosθ _n )c/2}...(20a), and assuming sin(βb/2)≠0, the above equation becomes tan{βb+(β−k cosθ _n )c/2} = ±βsinθ _n /β−k cosθ _n ……(20b). Transforming equation 20b, we get b+(1-ηcosθ _n )c = λg{m±1/πTan ^-1 (sinθ _n /1-ηcosθ _n
)} ...(21) becomes. However, η=k/β=λg/λ ₀ m is an integer. From equations 19b and 21, b+(1-ηcosθ _n )2a=-λg{m+n±1/πT
an ^-1 (sinθ _n /1−ηcosθ _n )}...(22) is obtained. Regarding equations 21 and 22, b
When given, a and c can be found for an appropriate combination of m and n. That is, the dimension value of each side of the crank-shaped basic element is determined. In both equations, the upper sign of the ± sign indicates the case of left-handed circularly polarized waves, and the lower sign indicates the case of right-handed circularly polarized waves.

第21式および第22式において、ｍ＝１、ｎ＝−
２の組合わせが、クランク形基本素子の構造上最
適である。ゆえに ｂ＋（１−ηcosθ_n）2a＝λg｛１〓１／πTan^-1（
sinθ_n／１−ηcosθ_n）｝……（23a） ｂ＋（１−ηcosθ_n）ｃ＝λg｛１±１／πTan^-1（
sinθ_n／１−ηcosθ_n）｝……（23b） したがつて、上式において適当なｂの値を与え
ると、ａおよびｃの値が定まり、θ_n方向に円偏波
を放射するクランク形基本素子の形状が決定でき
る。このときクランク形基本素子の放射ベクトル
成分｜Nθ｜および｜Nφ｜は第16式および第19b
式からsin（βb／２）に比例していることが分る。今、 sin（βb／２）の最大値は１であるから、sin（βb／２
）＝ １より、ｂ＝λg／２が最大値になる。したがつ
て、 λg／２ｂ＞０ の範囲内で自由にｂを選ぶことができる。 In the 21st and 22nd equations, m=1, n=-
The combination of the above two is optimal in terms of the structure of the crank-shaped basic element. Therefore, b+(1−ηcosθ _n )2a=λg{1〓1/πTan ^-1 (
sinθ _n /1−ηcosθ _n )}……(23a) b+(1−ηcosθ _n )c=λg{1±1/πTan ^-1 (
sinθ _n /1−η cosθ _n )}...(23b) Therefore, by giving an appropriate value of b in the above equation, the values of a and c are determined, and a crank shape that emits circularly polarized waves in the θ _n direction is obtained. The shape of the basic element can be determined. In this case, the radiation vector components |Nθ| and |Nφ| of the crank-shaped basic element are expressed by equations 16 and 19b.
From the equation, it can be seen that it is proportional to sin (βb/2). Now, since the maximum value of sin(βb/2) is 1, sin(βb/2)
)=1, b=λg/2 becomes the maximum value. Therefore, b can be freely selected within the range of λg/2b>0.

さらに特別な例として、θ_n＝π／２の場合につ
いて詳しく説明する。すなわち、真正面放射の場
合、第23式は次のように簡単に示される。 As a more special example, the case where θ _n =π/2 will be explained in detail. That is, in the case of straight-on radiation, Equation 23 can be simply expressed as follows.

ただし、上号の場合は左旋円偏波、下号の場合
は右旋円偏波を放射する条件式である。以下の説
明は右旋円偏波の場合について行なう。第24b式
より ａ＝１／２（５／４λg−ｂ）……（25a） ｃ＝３／４λg−ｂ ……（25b） となり、上式でｂを与えればａおよびｃは決定で
きる。ただし、物理的には 3λg／４＞ｂ＞０ の範囲で構成可能であるが、ｂはλg／２以下に
選ぶことが望ましい。第25式より 2a＋2b＋ｃ＝2λg ……（26a） 2a−ｃ＝λg／２ ……（26b） なる関係が求まるが、この式の意味することは、
クランク形基本素子の線路長 ｌ＝2a＋2b＋ｃ は2λgに選び、2a−ｃなる長さをλg／２に選ぶこ
とが、真正面方向への円偏波放射の必要条件であ
ることを示している。 However, in the above case, the conditional expression is such that left-handed circularly polarized waves are emitted, and in the latter case, right-handed circularly polarized waves are radiated. The following explanation will be made for the case of right-handed circularly polarized waves. From Equation 24b, a=1/2(5/4λg-b)...(25a) c=3/4λg-b...(25b), and if b is given in the above equation, a and c can be determined. However, although it is physically possible to configure it within the range of 3λg/4>b>0, it is desirable to select b to be λg/2 or less. From Equation 25, we can find the following relationship: 2a + 2b + c = 2λg ... (26a) 2a - c = λg / 2 ... (26b) This equation means:
It is shown that selecting the line length l=2a+2b+c of the crank-shaped basic element to be 2λg and selecting the length 2a−c to be λg/2 is a necessary condition for circularly polarized wave radiation in the direct direction.

次に上述のクランク形基本素子が円偏波を放射
する動作原理をθ_n＝π／２、φ＝０、ｂ＝λg／
４の場合を例にとつて説明する。このとき諸元は
第25式を用いると次のように定まる。 Next, the operating principle of the above-mentioned crank-shaped basic element emitting circularly polarized waves is θ _n = π/2, φ = 0, b = λg/
Case 4 will be explained as an example. At this time, the specifications are determined as follows using Equation 25.

この種のマイクロストリツプラインアンテナは
ストリツプ導体を周期的に折曲げることにより進
行波アンテナとして動作するものであるが、これ
を等価的にストリツプ導体を流れる電流を放射源
として以下説明する。いま第２図に見られる給電
点Ｆから上記の直線とＵ字形で構成されたストリ
ツプ導体に高周波電流を供給すれば、各導体片上
を流れる電流の向きをある瞬時について示すと、
電流の向きはλg／２毎に逆転している。この様
子を太線と細線で矢印と共に第７図ａに示してい
る。このうちクランク形基本素子の形状のみを第
７図ｂに示している。このクランク形基本素子を
線対称になるように２つのステツプ形状に分割す
る。この様子を第７図ｃに示している。マイクロ
ストリツプラインアンテナはストリツプ導体上の
高周波電流の向きと同じ向きで、その大きさに比
例した電磁波を放射する。したがつて、ステツプ
形状の導体の各辺から放射される電磁波の合成電
界Ｅはθ＝π／２、φ＝０なる真正面方向の無限
遠方で観測すると、或る時間ｔ＝０のとき第７図
ｄに示す方向となる。これは２つのステツプ形状
放射素子より放射された直交する２つの直線偏波
分力の合成したものであると考えられる。 This type of microstrip line antenna operates as a traveling wave antenna by periodically bending a strip conductor, and this will be explained below in equivalent terms using a current flowing through the strip conductor as a radiation source. If a high frequency current is supplied from the feed point F shown in Fig. 2 to the strip conductor formed by the straight line and U-shape mentioned above, the direction of the current flowing on each conductor piece at a certain instant is shown as follows.
The direction of the current is reversed every λg/2. This situation is shown in FIG. 7a using thick and thin lines with arrows. Of these, only the shape of the crank-shaped basic element is shown in FIG. 7b. This crank-shaped basic element is divided into two step shapes so as to be line symmetrical. This situation is shown in FIG. 7c. A microstripline antenna emits electromagnetic waves in the same direction as the high-frequency current on the strip conductor and proportional to its size. Therefore, the composite electric field E of the electromagnetic waves radiated from each side of the step-shaped conductor is observed at an infinite distance in the direct front direction with θ=π/2 and φ=0. The direction is shown in Figure d. This is considered to be a combination of two orthogonal linearly polarized components radiated from two step-shaped radiating elements.

再度或る時間ｔ＝０の様子を第８図ａに示す。
次に時間ｔが１／8f経過したときの瞬時電流の向
きを第８図ｂに示している。ただし、ｆは使用す
る高周波電流の周波数である。このとき合成電界
Ｅは図示のごとくアンテナに向つて（−Ｘ方向
へ）見ると反時計方向に回転している。さらに時
間が経過した場合を(c)〜(i)に示しており、結局、
クランク形基本素子より放射される電磁波の合成
電界Ｅの方向は時間の経過とともにアンテナに向
つて見て反時計方向に回転し、１／ｆの時間で、
すなわち、１周期で１回転する。このとき第８図
に示される合成電界ベクトルＥは大きさが一定で
θ＝π／２、φ＝０すなわち真正面方向で時間に
対して均一に回転し、その回転速度は各サイクル
に１回転する。第８図において、２つのステツプ
形状放射素子は、時間経過とともにそれぞれ直交
した直線偏波放射素子であることを示しており、
しかも両者の間には時間的に90゜位相が異なつて
いることを示している。いま両者の電界振幅が等
しい場合、その合成波は円偏波であることを示し
ている。したがつて、第２図の蛇行形状のストリ
ツプ導体６より放射される電磁波は、時間ととも
に右旋円偏波を放射している。このときクランク
形基本素子のストリツプ導体長ｌは2λgであるか
ら、各クランク形基本素子より放射される円偏波
は真正面方向では同位相となつて、それぞれ加わ
り合う。したがつて、第２図に示すアンテナ１０
はクランク形基方素子を直列給電した一次元アレ
イアンテナを構成していることになる。説明は送
信アンテナとして行なつたが、円偏波受信アンテ
ナとしても動作する。 The situation at a certain time t=0 is shown again in FIG. 8a.
Next, the direction of the instantaneous current when 1/8f of time t has elapsed is shown in FIG. 8b. However, f is the frequency of the high frequency current used. At this time, the combined electric field E rotates counterclockwise when viewed toward the antenna (in the -X direction) as shown in the figure. Cases (c) to (i) show cases where further time has elapsed, and in the end,
The direction of the combined electric field E of the electromagnetic waves radiated from the crank-shaped basic element rotates counterclockwise as viewed toward the antenna over time, and in a time of 1/f,
That is, it rotates once in one period. At this time, the resultant electric field vector E shown in Figure 8 has a constant magnitude, θ=π/2, φ=0, that is, it rotates uniformly with respect to time in the direct front direction, and its rotational speed is one rotation in each cycle. . In FIG. 8, it is shown that the two step-shaped radiating elements are linearly polarized radiating elements that become orthogonal to each other over time.
Moreover, it shows that there is a temporal phase difference of 90° between the two. If the two electric field amplitudes are equal, this indicates that the combined wave is circularly polarized. Therefore, the electromagnetic waves radiated from the meandering strip conductor 6 in FIG. 2 radiate right-handed circularly polarized waves over time. At this time, since the strip conductor length l of the crank-shaped basic element is 2λg, the circularly polarized waves emitted from each crank-shaped basic element have the same phase in the direct direction and add to each other. Therefore, the antenna 10 shown in FIG.
constitutes a one-dimensional array antenna in which crank-shaped basic elements are fed in series. Although the explanation was given as a transmitting antenna, it also operates as a circularly polarized receiving antenna.

次に使用周波数ｆと主ビーム方向θ_nとの関係に
ついて述べると、この関係は既に第19a式に示さ
れている。Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ、ｎ＝
−２を用いて第19a式を表示すると、 kLcosθ_n−βl＝−4π ∴cosθ_n＝１／kL(βl-4π)＝ｌ／ηL−2λ₀／Ｌ＝ｌ／
ηL−2v／Lf ……（28） ただし、ｌおよびＬはそれぞれクランク形基本
素子のストリツプ導体長および周期長で第２図に
示す長さ、ｖは光速である。第28式の意味すると
ころは、周波数が変化すると主ビーム方向が変化
することであり、その関係を比走査感度Ｑに直す
と次式で示される。 Next, the relationship between the operating frequency f and the main beam direction θ _n will be described. This relationship is already shown in Equation 19a. L=2a+c, l=2a+2b+c, n=
Expressing Equation 19a using −2, kLcosθ _n −βl=−4π ∴cosθ _n =1/kL(βl−4π)=l/ηL−2λ ₀ /L=l/
ηL−2v/Lf (28) where l and L are the strip conductor length and periodic length of the crank-shaped basic element, respectively, as shown in FIG. 2, and v is the speed of light. What Equation 28 means is that when the frequency changes, the main beam direction changes, and when this relationship is converted into specific scanning sensitivity Q, it is expressed by the following equation.

Ｑ＝dθ_n／df／ｆ＝−2v／ｆ sinθ_n・１／Ｌ……（
29） 上式はストリツプ導体周期長Ｌの値が大きけれ
ば大きい程Ｑの絶対値が小さくなることを示して
おり、ゆえに周期長Ｌが大きい程周波数変化に対
して主ビームの走査が小さいことを意味してい
る。 Q=dθ _n /df/f=-2v/f sinθ _n・1/L...(
29) The above formula shows that the larger the value of the strip conductor period length L, the smaller the absolute value of Q. Therefore, the larger the period length L, the smaller the scanning of the main beam with respect to frequency changes. It means.

従来の円偏波マイクロストリツプラインアンテ
ナと本発明に係るアンテナ１０を比較すると、第
９図に示すように、同じ長さのストリツプ導体長
ｌに対して、Ｕ字形の腕辺長ｂの値の選び方によ
つて、ストリツプ導体の周期長Ｌは最小λgから
最大2λg未満まで取り得る。ゆえに、本発明の設
計例に係るアンテナ１０は、比走査感度Ｑが約１
〜0.5倍と小さくなり、一定方向での送受信に使
用するとき、周波数帯域幅は約１〜２倍広くなり
改善されたことを示している。しかしながら、前
述した如く、クランク形基本素子からの放射量は
sin（βb／２）に比例しており、あまりｂの値が小さ いと極くわずかしか放射せず現実的でない。した
がつて、適当なｂの範囲は λg／２ｂλg／５ 程度となり、周波数帯域幅としては約１〜1.6倍
広くなるものが得られる。 Comparing the conventional circularly polarized microstrip line antenna and the antenna 10 according to the present invention, as shown in FIG. 9, the value of the U-shaped arm length b for the same strip conductor length l Depending on the choice of , the period length L of the strip conductor can vary from a minimum λg to a maximum of less than 2λg. Therefore, the antenna 10 according to the design example of the present invention has a specific scanning sensitivity Q of about 1.
When used for transmission and reception in a fixed direction, the frequency bandwidth becomes about 1 to 2 times wider, indicating an improvement. However, as mentioned above, the amount of radiation from the crank-shaped basic element is
It is proportional to sin (βb/2), and if the value of b is too small, only a small amount of radiation will be emitted, which is not practical. Therefore, a suitable range of b is approximately λg/2bλg/5, and a frequency bandwidth approximately 1 to 1.6 times wider can be obtained.

上述の如く、小さなｂの値を選ぶ程、周波数帯
域幅は広くなる利点があるが、一方、新たに欠点
も生じることがある。それは Ｌ＝2a＋ｃ＞λ₀ の場合である。すなわち、ストリツプ導体の周期
長Ｌが自由空間波長λ₀より大きくなるとグレイテ
イングローブが生じ、アンテナとしての特性を劣
化させる不都合が起る。例えば、実効波長短縮率 η＝λg／λ₀＝0.68 のマイクロストリツプラインを用い、 ｂ＝λg／４のとき Ｌ＝1.5λg＝1.5×0.68λ₀＝1.02λ₀＞λ₀ ……（30） となり、誘電体基板４の長手方向付近にグレイテ
イングローブが現われる。 As described above, the smaller the value of b is selected, the wider the frequency bandwidth becomes, but on the other hand, new drawbacks may also arise. That is the case when L=2a+c>λ ₀ . That is, when the periodic length L of the strip conductor becomes larger than the free space wavelength λ ₀ , a grating globe occurs, which causes a problem of deteriorating the characteristics of the antenna. For example, using a microstrip line with an effective wavelength shortening rate η=λg/λ ₀ =0.68, when b=λg/4, L=1.5λg=1.5×0.68λ ₀ =1.02λ ₀ >λ ₀ ...(30 ), and a grating globe appears near the longitudinal direction of the dielectric substrate 4.

一般に、一次元アレイアンテナのグレイテイン
グローブを消去する方式として、同一のアレイア
ンテナを２本同一平面内に並設し、その位置を半
周期長ずらせていわゆる放射素子を三角配列にす
る方法がある。この方式は本発明に応用できるの
で、この方式を応用した。これが第１０図に示す
実施例であり、第27式に示す諸元を用いたとき、
その寸法の選び方を第１１図に示す。すなわち、
この実施例は第１の実施例に係る円偏波マイクロ
ストリツプラインアンテナ１０をＵ字形部を同じ
向きにして平行に配列し、かつＵ字形部を3/4λg
だけずらせて構成したものである。なお、第１０
図において給電点Ｆおよび終点Ｇにおいてテーパ
状の幅細部を形成してあるのは、並列接続をする
ことにより特性インピーダンスが1/2となるので
インピーダンスを補償する（増加させる）ためで
ある。 Generally, as a method to eliminate the grating globe of a one-dimensional array antenna, there is a method of arranging two identical array antennas in parallel on the same plane and shifting their positions by half a period to form a so-called triangular arrangement of radiating elements. . This method was applied because it can be applied to the present invention. This is the embodiment shown in FIG. 10, and when using the specifications shown in Equation 27,
FIG. 11 shows how to select the dimensions. That is,
In this embodiment, the circularly polarized microstripline antennas 10 according to the first embodiment are arranged in parallel with the U-shaped portions facing the same direction, and the U-shaped portions are arranged in parallel with each other with 3/4λg.
It is constructed by shifting the In addition, the 10th
The reason why tapered width details are formed at the feed point F and the end point G in the figure is to compensate for (increase) the impedance since the characteristic impedance is halved by parallel connection.

また第１１図においてΔlなる長さは一般に任
意であり、ストリツプ導体６，６の間隔を規定す
るものであるが、このΔlを適宜選択することに
より特性に変化をもたせることができる。もちろ
ん、最適の長さに選ばれることは言うまでもな
い。 Further, in FIG. 11, the length Δl is generally arbitrary and defines the interval between the strip conductors 6, 6, but the characteristics can be varied by appropriately selecting Δl. Of course, it goes without saying that the optimal length should be selected.

第１２図に第１１図と同じ特性を示す別の構成
例を示す。この構成例は第１１図の給電点Ｆより
それぞれストリツプ導体について長さλgを差引
いて構成したものである。このとき、終端Ｇ付近
の形状は全体が線対称形になるように構成しなけ
ればならない。このように構成した円偏波マイク
ロストリツプラインアンテナではグレイテイング
ローブに相当する電界が互に逆相となつて相殺さ
れる結果、グレイテイングローブは抑圧されると
ともにφ＝0゜、θ＝90゜における電界は重畳的に
加算され単一の指向性のみ有するようになる。 FIG. 12 shows another configuration example showing the same characteristics as FIG. 11. This configuration example is constructed by subtracting the length λg of each strip conductor from the feed point F in FIG. At this time, the shape of the vicinity of the terminal end G must be constructed so that the entire shape is line symmetrical. In the circularly polarized microstripline antenna configured in this way, the electric fields corresponding to the grating globe have opposite phases and cancel each other out, so that the grating globe is suppressed and φ=0°, θ=90 The electric fields at .degree. are added in a superimposed manner and have only a single directivity.

次にグレイテイングローブを消去する条件を求
める。第１３図のごとく、YZ面内に同一のマイ
クロストリツプラインアンテナ１０を２本並設
し、始点F₁₁に対して始点F₁₂の位置をＺ方向に
D₁ずらせる。一方、給電点Ｆから始点F₁₁および
始点F₁₂までの線路長差をd₁とする。このときφ
＝０、θ＝θ_n方向で始点F₁₁および始点F₁₂より放
射する電磁波の位相が同位相になる条件は、 kD₁cosθ_n−βd₁＝2Mπ Ｍ：整数 ……（31） 一方、マイクロストリツプラインアンテナ１０
がθ_n方向で主ビームを形成する条件は、すでに第
19a式に示されている。すなわち、 kLcosθ_n−βl＝2nπ ｎ：整数 ……（32） ただし、Ｌ＝2a＋ｃ、ｌ＝2a＋2b＋ｃ 第31式および第32式の両式を同時に満足するこ
とが、ｎ次ビームが主ビームとなる条件である。
したがつて、両式より D₁（βl＋2nπ）＝Ｌ（βd₁＋2Mπ） ……（33） なる関係が求まる。一方、（ｎ−１）次ビームが
θ＝θg方向でグレイテイングローブとなる条件
は、第19a式より kLcosθg−βl＝２（ｎ−１）π ……（34） で示され、このグレイテイングローブを消去する
には、θ＝θg方向で始点F₁₁および始点F₁₂より放
射する電磁波の位相が逆位相になる条件を満足す
ればよい。ゆえに次式が示される。 Next, find the conditions for erasing Grateinglobe. As shown in Fig. 13, two identical microstripline antennas 10 are installed in parallel in the YZ plane, and the position of the starting point F ₁₂ is set in the Z direction with respect to the starting point F ₁₁ .
D Shift by ₁ . On the other hand, the line length difference from the feeding point F to the starting points F ₁₁ and F ₁₂ is assumed to be d ₁ . At this time φ
= 0, θ = θ The condition that the phases of the electromagnetic waves radiated from the starting points F ₁₁ and F ₁₂ in _{the n} direction are the same is kD ₁ cosθ _n −βd ₁ = 2Mπ M: integer ... (31) On the other hand, the micro Strip line antenna 10
The condition for forming the main beam in the θ _n direction is already
Shown in formula 19a. That is, kLcosθ _n −βl=2nπ n: integer ...(32) However, L=2a+c, l=2a+2b+c Satisfying both equations 31 and 32 at the same time means that the n-th beam becomes the main beam. It is a condition.
Therefore, from both equations, the relationship D ₁ (βl+2nπ)=L(βd ₁ +2Mπ) (33) can be found. On the other hand, the condition for the (n-1)th order beam to form a grating globe in the θ=θg direction is expressed by equation 19a as kLcosθg−βl=2(n−1)π ……(34) In order to erase the globe, it is sufficient to satisfy the condition that the phases of the electromagnetic waves radiated from the starting point F ₁₁ and the starting point F ₁₂ in the θ=θg direction are opposite in phase. Therefore, the following formula is shown.

kD₁cosθg−βd₁＝（2M−１）π ……（35） 第34式および第35式の両式を同時に満足するこ
とが、（ｎ−１）次ビームすなわちグレイデイン
グローブを消去する条件となる。したがつて、両
式より D₁{βl+2(n-1)π}＝Ｌ{βd₁+(2M-1)π} ……（36） なる関係が求まる。ゆえに、第31式、第32式、第
34式および第35式を全て同時に満足すれば単一指
向性のみを有するマイクロストリツプラインアン
テナとなる。したがつて、第33式および第36式よ
り D₁＝Ｌ／２ ……（37a） d₁＝ｌ／２＋（ｎ／２−Ｍ）λg ……（37b） なる結果が得られる。一例として第27式に示す諸
元を用いたときは、ｎ＝−２、Ｍ＝−１（ｄ＞０
で最短になる場合）より、 D₁＝Ｌ／２＝３／４λg ……（38a） d₁＝ｌ／２＝λg ……（38b） となり、第１１図に示す寸法となる。なお第37式
の関係は（ｎ＋１）次ビームに対しても同時に成
立つている。kD ₁ cosθg−βd ₁ = (2M−1)π …(35) Satisfying both Equations 34 and 35 at the same time is the condition for eliminating the (n−1)th order beam, that is, the graying globe. becomes. Therefore, from both equations, the relationship D ₁ {βl+2(n-1)π}=L{βd ₁ +(2M-1)π} (36) can be found. Therefore, the 31st, 32nd, and
If both Equation 34 and Equation 35 are satisfied at the same time, the microstripline antenna will have only unidirectionality. Therefore, from Equations 33 and 36, the following results are obtained: D ₁ =L/2 (37a) d ₁ =l/2+(n/2-M)λg (37b). As an example, when using the specifications shown in Equation 27, n=-2, M=-1 (d>0
D ₁ =L/2=3/4λg (38a) d ₁ =l/2=λg (38b), resulting in the dimensions shown in FIG. Note that the relationship in Equation 37 also holds true for the (n+1)-th beam.

次に主ビーム方向が真正面以外の場合、すなわ
ちθ_n≠90゜のとき、周期長Ｌが自由空間波長λ₀よ
り更に大きくなり、θ＝θg方向の（ｎ−１）次
ビーム以外にθ＝θgg方向に（ｎ−２）次ビーム
が同時に存在する場合がある。このときは上述の
２列配置で（ｎ−１）次ビームを消去し、さらに
この２列を１本とみなして２本並列配置した合計
４列配置で（ｎ−２）次ビームを消去することが
できる。この場合、第34式中で（ｎ−１）を（ｎ
−２）に置き代えて同様にして求めると、 D₂＝Ｌ／４ ……（39a） d₂＝ｌ／４＋（ｎ／４−Ｍ）λg ……（39b） なる結果が得られる。一例としてφ＝０、θ_n＝
45゜、ｂ＝0.46λgを選ぶと、第23式より ｌ＝2a＋2b＋ｃ＝3λg ……（40a） Ｌ＝2a＋ｃ＝2.08λg ……（40b） となり、θg＝90゜に（ｎ−１）次ビーム、θgg＝
135゜に（ｎ−２）次ビームがグレイテイングロー
ブとして出現する。このときはｎ＝−２、Ｍ＝０
（ｄ＞０で最短になる場合）より D₂＝Ｌ／４＝0.52λg ……（41a） d₂＝ｌ／４−λg／２＝0.25λg ……（41b） となる。また、第37式より D₁＝Ｌ／２＝1.04λg ……（42a） d₁＝ｌ／２＝1.5λg ……（42b） が定まる。これらグレイテイングローブを消去す
る構成例を第１４図に示しているが、これは第１
２図に示すような２列構成を用いた場合の例であ
る。 Next, when the main beam direction is other than directly in front, that is, when θ _n ≠ 90°, the period length L becomes even larger than the free space wavelength λ ₀ , and θ= (n-2) order beams may exist simultaneously in the θgg direction. In this case, the (n-1)th order beam is erased using the above-mentioned two-column arrangement, and then the (n-2)th-order beam is erased using a total of four rows of arrangement, in which these two rows are considered as one beam and two beams are arranged in parallel. be able to. In this case, in Equation 34, (n-1) is replaced by (n
-2) and similarly obtain the following results: D ₂ =L/4 (39a) d ₂ =l/4+(n/4-M)λg (39b). As an example, φ=0, θ _n =
45°, b = 0.46λg, then from Equation 23, l = 2a + 2b + c = 3λg ... (40a) L = 2a + c = 2.08λg ... (40b), and the (n-1) order beam at θg = 90°. , θgg=
At 135°, the (n-2) order beam appears as a grating globe. In this case, n=-2, M=0
(When d>0, it becomes the shortest distance), D ₂ =L/4=0.52λg...(41a) _d2 =l/4-λg/2=0.25λg...(41b). Furthermore, from Equation 37, D ₁ =L/2=1.04λg (42a) d ₁ =l/2=1.5λg (42b) are determined. An example of the configuration for erasing these grating globes is shown in FIG.
This is an example in which a two-row configuration as shown in FIG. 2 is used.

なお、以上の説明は全て右旋円偏波の送信アン
テナとして述べているが、第１５Ａ図および第１
５Ｂ図に示すようにマイクロストリツプラインア
ンテナ１０の給電方向を逆にした場合、また第１
６Ａ図および第１６Ｂ図に示すようにＵ字形部の
向きを逆にしてアンテナ１０を２条組合せること
によりかつＬ／２だけずらせて構成すれば、左旋円 偏波の送受信アンテナも構成できる。また、第１
７Ａ図および第１７Ｂ図のごとく給電点を略中心
として点対称にマイクロストリツプラインアンテ
ナ１０，１０を一対に並べて配設するとともに中
央から給電（受信）してもよい。 The above explanation is all based on a right-handed circularly polarized transmitting antenna, but FIGS. 15A and 1
If the feeding direction of the microstripline antenna 10 is reversed as shown in Figure 5B,
As shown in FIGS. 6A and 16B, by reversing the direction of the U-shaped portion and combining two antennas 10 with a shift of L/2, a left-handed circularly polarized transmitting and receiving antenna can also be constructed. Also, the first
As shown in FIGS. 7A and 17B, a pair of microstripline antennas 10, 10 may be arranged symmetrically about the feed point, and the power may be fed (received) from the center.

その他、任意の複数のアンテナ列を設けた面ア
レイアンテナとして実施することが可能である。 In addition, it is possible to implement it as a surface array antenna provided with any plurality of antenna rows.

第１８Ａ図および第１８Ｂ図は上述のように構
成したマイクロストリツプラインアンテナ１０を
複数条並列（三角配列）に同一基板上に並設して
一端給電としたものであり、第１９図は上述のよ
うに構成したマイクロストリツプラインアンテナ
１０を複数条並列（正規配列）に同一基板上に並
設して一端給電としたものであり、第２０Ａ図お
よび第２０Ｂ図は上述のように構成したマイクロ
ストリツプラインアンテナ１０を一平面上に左右
に対として多重アレイ状に設け、中央給電とした
ものである。なお、線路インピーダンスの補償は
第１０図に示したアンテナと同様の方法で行なう
ことはいうまでもない。 Figures 18A and 18B show a plurality of microstripline antennas 10 configured as described above arranged in parallel (triangular arrangement) on the same board to feed power at one end, and Figure 19 shows the microstripline antenna 10 configured as described above. A plurality of microstripline antennas 10 configured as shown in FIG. Microstripline antennas 10 are arranged in pairs on the left and right in a multiple array on one plane, and power is fed from the center. It goes without saying that line impedance compensation is performed in the same manner as the antenna shown in FIG.

次に、上述の実施例（第２図）と同一の構成よ
りなるマイクロストリツプラインアンテナの実験
結果を以下に示す。主ビーム方向が真正面（θ_n＝
90゜、φ_n＝0゜）の場合について、試作例の各部の
寸法等を第３図を参照して明示すれば以下の通り
である。なお辺の長さはすべて中心線に沿う長さ
である。 Next, experimental results of a microstripline antenna having the same configuration as the above-mentioned embodiment (FIG. 2) will be shown below. Main beam direction is directly in front (θ _n =
90°, φ _n =0°), the dimensions of each part of the prototype are shown below with reference to FIG. Note that all side lengths are along the center line.

(イ) 基板材料：Rexolite1422（商品名：オーク社、
アメリカ） 材 質：クロスリンクド ポリスチレン 比誘電率：εr＝2.53 損失係数：tanξ＝6.6×10^-4 (ロ) 基板厚さ：0.79mm (ハ) 基板幅：50mm (ニ) ストリツプ導体６の幅Ｗ：２mm (ホ) Ｚ方向辺Ａの長さａ：7.53mm (ヘ) Ｙ方向辺Ｂの長さｂ：6.70mm (ト) Ｚ方向辺Ｃの長さｃ：6.84mm (チ) Ｕ字形導体の数Ｎ：16 第２１図はストリツプ導体６のＵ字形導体の数
を16とし、送信アンテナを伝播方向に対して偏波
面を機械的に回転させて、試作アンテナで受信し
て得たＺ−Ｘ面電界指向特性である。実測による
諸データは下記の通りである。(a) Substrate material: Rexolite 1422 (product name: Oak Co., Ltd.)
USA) Material: Cross-linked polystyrene Relative permittivity: εr=2.53 Loss factor: tanξ=6.6×10 ^-4 (B) Board thickness: 0.79mm (C) Board width: 50mm (D) Width of strip conductor 6 W: 2mm (e) Length a of side A in Z direction: 7.53mm (f) Length b of side B in Y direction: 6.70mm (g) Length c of side C in Z direction: 6.84mm (h) U-shaped Number of conductors N: 16 In Figure 21, the number of U-shaped conductors in the strip conductor 6 is set to 16, the polarization plane of the transmitting antenna is mechanically rotated with respect to the propagation direction, and the Z obtained by reception with the prototype antenna is shown. -X plane electric field directivity characteristics. The various data obtained through actual measurements are as follows.

(イ) 周波数：＝11.95GHz (ロ) 自由空間波長：λ₀＝25.08mm (ハ) 線路波長：λg＝17.06mm（実効波長短縮率η
＝λg／λ₀＝0.68） (ニ) 主ビームの方向：θ_n＝90゜、φ_n＝0゜ (ホ) 利得：Ｃ＝16.5dBi（ｉは無指向性アンテナと
の比であることを示す） (ヘ) ビーム幅：Δθ＝3.9゜ (ト) 帯域幅：ΔF＝330MHz (チ) 軸比：AR＝0.82dB 次に主ビーム方向が斜め方向（θ_n＝60゜、φ_n＝
0゜）の場合について、試作例の各部の寸法を明示
すれば以下の通りである。ただし、明示していな
いものは前例の真正面方向の場合と同じ材料で同
じ寸法を採用している。(a) Frequency: = 11.95GHz (b) Free space wavelength: λ ₀ = 25.08mm (c) Line wavelength: λg = 17.06mm (effective wavelength shortening rate η
= λg/λ ₀ = 0.68) (d) Direction of main beam: θ _n = 90°, φ _n = 0° (e) Gain: C = 16.5 dBi (i is the ratio with the omnidirectional antenna) (f) Beam width: Δθ = 3.9° (g) Bandwidth: ΔF = 330 MHz (h) Axial ratio: AR = 0.82 dB Next, the main beam direction is diagonal (θ _n = 60°, φ _n =
0°), the dimensions of each part of the prototype example are as follows. However, for those not explicitly stated, the same material and the same dimensions are used as in the case of the direct front direction in the previous example.

(イ) Ｚ方向辺Ａの長さａ：12.0mm (ロ) Ｙ方向辺Ｂの長さｂ：7.8mm (ハ) Ｚ方向辺Ｃの長さｃ：9.0mm (ニ) Ｕ字形導体の数Ｎ：13 第２２図はＺ−Ｘ面電界指向特性を示してお
り、実測による諸データは下記の通りである。(a) Length a of side A in the Z direction: 12.0 mm (b) Length b of side B in the Y direction: 7.8 mm (c) Length c of side C in the Z direction: 9.0 mm (d) Number of U-shaped conductors N:13 Figure 22 shows the Z-X plane electric field directivity characteristics, and the various data obtained from actual measurements are as follows.

(イ) 周波数：＝11.95GHz (ロ) 主ビーム方向：θ_n＝60゜、φ_n＝0゜ (ハ) グレイテイングローブ方向：θg＝104゜ φg＝
0゜ (ニ) 利得：Ｇ＝15.3dBi (ホ) ビーム幅：ΔΘ＝3.9゜ (ヘ) 帯域幅：ΔF＝390MHz (ト) 軸比：AR＝0.7dB なお、この場合はストリツプ導体の周期長Ｌが
自由空間波長λ₀より大きく、かつ、斜め方向放射
のためθg＝104゜、φg＝0゜方向にグレイテイングロ
ーブが観測されている。このグレイテイングロー
ブを消去するために第１０図に示す実施例を採用
する。ただし、構成例は第１２図の場合を用いて
いる。このとき、間隔長Δlは1.85mmとし、試作例
の他の各部の寸法は前例の斜め方向（θ_n＝60゜、
φ_n＝0゜）の場合と同じ寸法である。(B) Frequency: = 11.95GHz (B) Main beam direction: θ _n = 60°, φ _n = 0° (C) Grain globe direction: θg = 104° φg =
0゜(d) Gain: G=15.3dBi (e) Beam width: ΔΘ=3.9゜(f) Bandwidth: ΔF=390MHz (g) Axial ratio: AR=0.7dB In this case, the period length of the strip conductor Since L is larger than the free space wavelength λ ₀ and the radiation is oblique, a grating globe is observed in the directions of θg = 104° and φg = 0°. In order to eliminate this grating globe, the embodiment shown in FIG. 10 is adopted. However, the configuration example shown in FIG. 12 is used. At this time, the interval length Δl is 1.85 mm, and the dimensions of the other parts of the prototype example are in the diagonal direction of the previous example (θ _n = 60°,
The dimensions are the same as in the case of φ _n = 0°).

第２３図はＺ−Ｘ面電界指向特性を示してお
り、第２２図に示すグレイテイングローブが完全
に消去されている様子が分る。実測による諸デー
タは下記の通りである。 FIG. 23 shows the Z-X plane electric field directivity characteristics, and it can be seen that the grating globe shown in FIG. 22 has been completely erased. The various data obtained through actual measurements are as follows.

(イ) 周波数：＝11.95GHz (ロ) 主ビーム方向：θ_n＝60゜、φ_n＝0゜ (ハ) 利得：Ｇ＝16.6dBi (ニ) ビーム幅：ΔΘ＝4.0゜ (ホ) 帯域幅：ΔF＝380MHz (ヘ) 軸比：AR＝1.1dB 次に真正面放射（θ_n＝90゜、φ_n＝0゜）の場合に
ついて第25式においてｂの値を次の３種すなわち
λg／２、3λg／８およびλg／４に選んだときの
実験結果より次の関係が得られている。(a) Frequency: = 11.95 GHz (b) Main beam direction: θ _n = 60°, φ _n = 0° (c) Gain: G = 16.6 dBi (d) Beam width: ΔΘ = 4.0° (e) Bandwidth : ΔF=380MHz (F) Axial ratio: AR=1.1dB Next, in the case of straight-on radiation (θ _n = 90°, φ _n = 0°), the value of b in Equation 25 can be changed to the following three types, namely λg / 2 , 3λg/8 and λg/4, the following relationship is obtained from the experimental results.

利得：G₁≒G₂＞G₃ 帯域幅：ΔF₃＞ΔF₂＞ΔF₁ 軸比：AR₂＞AR₁≒AR₃ ただし、G₁、G₂およびG₃はｂの値がそれぞれ
λg／２、3λg／８およびλg／４のとき得られた
利得である。またΔF₁、ΔF₂およびΔF₃はｂ値が
それぞれλg／２、3λg／８およびλg／４のとき
得られた利得である。またΔF₁、ΔF₂およびΔF₃
はｂの値がそれぞれλg／２、3λg／８および
λg／４のときの帯域幅である。一方、AR₁、
AR₂およびAR₃はｂの値がそれぞれλg／２、
3λg／８およびλg／４のときの軸比である。した
がつて、総合的に判断すると真正面放射の場合、
ｂの値が3λg／８に選んだ場合が一番特性が良
い。すなわち、本発明のマイクロストリツプライ
ンアンテナの特性として、上記腕辺ｂの長さとし
て3λg／８が特定される。Gain: G ₁ ≒ G ₂ > G ₃ Bandwidth: ΔF ₃ > ΔF ₂ > ΔF _1- axis ratio: AR ₂ > AR ₁ ≒ AR ₃ However, for G ₁ , G ₂ and G ₃ , the value of b is λg/ 2, 3 These are the gains obtained when λg/8 and λg/4. Further, ΔF ₁ , ΔF ₂ and ΔF ₃ are gains obtained when the b values are λg/2, 3λg/8 and λg/4, respectively. Also ΔF ₁ , ΔF ₂ and ΔF ₃
are the bandwidths when the values of b are λg/2, 3λg/8 and λg/4, respectively. On the other hand, AR ₁ ,
AR ₂ and AR ₃ have b values of λg/2 and
These are the axial ratios when 3λg/8 and λg/4. Therefore, comprehensively, in the case of straight-on radiation,
The best characteristics are obtained when the value of b is selected to be 3λg/8. That is, as a characteristic of the microstripline antenna of the present invention, 3λg/8 is specified as the length of the arm side b.

以上詳述したように、この発明によれば、円偏
波用アンテナを平板上に構成できて、しかもスト
リツプ導体を構成する腕辺の長さｂを3λg／８に
選ぶことにより、従来の円偏波マイクロストリツ
プラインアンテナと比べて利得が高くて帯域幅の
広いものが得られ、真正面放射のみならず斜方向
放射のものも得られる。 As detailed above, according to the present invention, it is possible to construct a circularly polarized wave antenna on a flat plate, and by selecting the length b of the arm side constituting the strip conductor to be 3λg/8, it is possible to construct a circularly polarized wave antenna on a flat plate. Compared to a polarized microstripline antenna, it has a higher gain and a wider bandwidth, and can emit not only head-on radiation but also oblique radiation.

さらに、本発明による円偏波マイクロストリツ
プラインアンテナは、片面指向性を示す円偏波ア
ンテナであり誘電体基板上に選択エツチング技術
を用いて製造できるため大量生産に適し、薄形軽
量でかつ著しくコストを低廉化できるなど数多く
の利点を有している。 Furthermore, the circularly polarized microstripline antenna according to the present invention is a circularly polarized antenna that exhibits single-sided directivity and can be manufactured using selective etching technology on a dielectric substrate, making it suitable for mass production, thin, lightweight, and It has many advantages, including significantly lower costs.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来の円偏波マイクロストリツプライ
ンアンテナの構成例を示す図、第２図は本発明の
一実施例である円偏波マイクロストリツプライン
アンテナを示すとともに座標系をも併せて示した
斜視図、第３図は第２図の実施例におけるストリ
ツプ導体の構成を示した平面図、第４図はストリ
ツプ導体と鏡像ストリツプ導体の関係を示した
図、第５図はストリツプ導体と座標系を示した
図、第６図は主ビーム方向を求めるときの参考
図、第７図および第８図は第２図の実施例におけ
るストリツプ導体上の瞬時電流を示して円偏波の
発生の様子を示した図、第９図は従来のアンテナ
の構成例と実施例との違いを示した説明図、第１
０図は本発明の他の実施例を示す斜視図、第１１
図は第１０図の実施例の寸法の選び方の説明図、
第１２図は異なる実施例の寸法の選び方の説明
図、第１３図はグレイテイングローブ消去のため
の構成例の説明図、第１４図はグレイテイングロ
ーブ消去のための構成図、第１５図〜第２０図は
本発明の他の実施例としてストリツプ導体を示す
各構成図、第２１図は第２図の実施例のアンテナ
を用いて実測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、
第２２図は第２図の実施例のアンテナを用いて実
測したＺ−Ｘ面の電界指向特性曲線、第２３図は
第１０図の実施例のアンテナを用いて実測したＺ
−Ｘ面の電界指向特性曲線を示す図である。 ４……誘電体基板、５……地導体、６……スト
リツプ導体、１０……マイクロストリツプライン
アンテナ、Ｒ……整合負荷。 FIG. 1 is a diagram showing an example of the configuration of a conventional circularly polarized microstripline antenna, and FIG. 2 is a diagram showing a circularly polarized microstripline antenna according to an embodiment of the present invention, and also shows the coordinate system. FIG. 3 is a plan view showing the configuration of the strip conductor in the embodiment shown in FIG. 2, FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the strip conductor and the mirror image strip conductor, and FIG. A diagram showing the coordinate system, Figure 6 is a reference diagram when determining the main beam direction, and Figures 7 and 8 show the instantaneous current on the strip conductor in the embodiment of Figure 2, and the generation of circularly polarized waves. Figure 9 is an explanatory diagram showing the difference between the conventional antenna configuration example and the embodiment.
Figure 0 is a perspective view showing another embodiment of the present invention, No. 11.
The figure is an explanatory diagram of how to select the dimensions of the embodiment shown in Fig. 10,
Fig. 12 is an explanatory diagram of how to select dimensions in different embodiments, Fig. 13 is an explanatory diagram of a configuration example for erasing great globe, Fig. 14 is a diagram of a configuration for erasing great globe, and Figs. Fig. 20 is a configuration diagram showing a strip conductor as another embodiment of the present invention, Fig. 21 is an electric field directivity characteristic curve in the Z-X plane actually measured using the antenna of the embodiment shown in Fig. 2;
Fig. 22 shows the electric field directivity characteristic curve in the Z-X plane actually measured using the antenna of the embodiment shown in Fig. 2, and Fig. 23 shows the Z-field directivity characteristic curve actually measured using the antenna of the embodiment shown in Fig. 10.
It is a figure which shows the electric field directivity characteristic curve of -X plane. 4... Dielectric substrate, 5... Ground conductor, 6... Strip conductor, 10... Microstrip line antenna, R... Matching load.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 一方の面に一様に地導体を設けた誘電体板の
表面に少なくとも１条以上の周期的に折曲げたス
トリツプ導体を備えて、該ストリツプ導体に進行
波を伝播させることにより円偏波ビームを放射す
るようにしたマイクロストリツプラインアンテナ
において、前記ストリツプ導体は直線片と、該直
線片を一方側に配置したＵ字形部とが順次一連に
接続されて形成され、前記Ｕ字形部は前記直線片
と垂直な一対の腕辺と前記直線片に平行な底辺と
で形成され、かつ前記各腕辺の長さｂは3λg／８
（ただしλgは線路波長）に選ばれ、前記直線片の
長さ２ａは下記の式で示され、 2a＝｛(-n-m〓T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) （ｍとｎは整数、Ｔは次式で示される。） Ｔ＝１／πTan^-1｛sinθm／(1-ηcosθm)｝ （θmは主ビーム方向、ηは実効波長短縮率であ
り、次式で示される。） η＝λg／λo （λoは自由空間波長） 前記底辺の長さｃは下記の式 ｃ＝｛(m±T)λg−ｂ｝／(1-ηcosθm) で示されることを特徴とするマイクロストリツプ
ラインアンテナ。 ２ 前記ストリツプライン導体の一組を複数組同
一平面上に平行に配置することを特徴とする特許
請求の範囲第１項記載のマイクロストリツプライ
ンアンテナ。 ３ 一方のストリツプ導体の前記Ｕ字形部は他方
のストリツプ導体のＵ字形部に平行とし、かつ一
方のストリツプライン導体のＵ字形部は他方のス
トリツプライン導体のＵ字形部より半周期長（＝
Ｌ／２）ずらせることを特徴とする特許請求の範
囲第２項記載のマイクロストリツプラインアンテ
ナ。 ４ 前記ストリツプライン導体の一組を２組、点
対称に配置し、その中央部から給電（受電）する
ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のマ
イクロストリツプラインアンテナ。 ５ 前記ストリツプライン導体の一組を複数個同
一基板上に並設し、一端給電とすることを特徴と
する特許請求の範囲第１項記載のマイクロストリ
ツプラインアンテナ。 ６ 前記ストリツプライン導体の一組を複数個同
一基板上に多重アレイ状に配列し、中央給電とす
ることを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の
マイクロストリツプラインアンテナ。[Claims] 1. At least one periodically bent strip conductor is provided on the surface of a dielectric plate having a ground conductor uniformly provided on one surface, and a traveling wave is propagated through the strip conductor. In the microstrip line antenna which radiates a circularly polarized beam by , the U-shaped portion is formed by a pair of arm sides perpendicular to the straight line piece and a base parallel to the straight line piece, and the length b of each arm side is 3λg/8.
(where λg is the line wavelength), and the length 2a of the straight line segment is shown by the following formula, 2a={(-nm〓T)λg-b}/(1-ηcosθm) (m and n are (Integer, T is expressed by the following formula.) T=1/πTan ^-1 {sinθm/(1-ηcosθm)} (θm is the main beam direction, η is the effective wavelength shortening rate, and is expressed by the following formula.) η=λg/λo (λo is the free space wavelength) The length c of the base is expressed by the following formula: c={(m±T)λg−b}/(1−ηcosθm) Rippline antenna. 2. The microstripline antenna according to claim 1, wherein a plurality of sets of said stripline conductors are arranged in parallel on the same plane. 3 The U-shaped portion of one strip conductor is parallel to the U-shaped portion of the other strip conductor, and the U-shaped portion of one stripline conductor is half a period longer than the U-shaped portion of the other stripline conductor. =
3. The microstripline antenna according to claim 2, wherein the microstripline antenna is shifted by L/2). 4. The microstripline antenna according to claim 1, wherein two sets of the stripline conductors are arranged point-symmetrically, and power is fed (received) from the center thereof. 5. The microstripline antenna according to claim 1, characterized in that a plurality of sets of said stripline conductors are arranged in parallel on the same substrate and are fed at one end. 6. The microstripline antenna according to claim 5, characterized in that a plurality of sets of said stripline conductors are arranged in a multiplex array on the same substrate, and are centrally fed.