JPS6350039B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 (イ) 産業上の利用分野 本発明は、全自動洗濯機に於いて、モーターや
電磁弁等の負荷の入、切を双方向性サイリスタに
より制御するものに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (a) Field of Industrial Application The present invention relates to a fully automatic washing machine in which the on/off of loads such as motors and solenoid valves is controlled by bidirectional thyristors.

(ロ) 従来の技術 洗い、すすぎ、脱水の工程を電子制御する一般
的な制御回路を第８図に基づいて説明する。(b) Prior Art A general control circuit for electronically controlling washing, rinsing, and dehydration processes will be explained based on FIG. 8.

１は各工程の進行を制御するマイクロコンピユ
ータ、２は各工程の進行状態を示す発光ダイオー
ドを点・消灯させる、外部表示回路、３は各工程
の時間等を設定するキー入力回路、４は槽内の水
位検知や槽の異常振動等を検知する検知回路、５
はマイクロコンピユータ１へクロツク信号、リセ
ツト信号を送る回路、６は異常報知及び工程終了
を報知するブザー回路、７は商用周波数に対応す
るパルス波形を発生し、マイクロコンピユータ１
へ出力し時間処理等に用いられる商用周波数同期
パルス発生回路、８は各回路に電力を供給する電
源回路、９は負荷、１０は負荷の電力制御を行う
負荷電力制御回路である。１１は前記負荷電力制
御回路１０を制御するゲート制御回路であり、前
記負荷電力の制御回路１０が双方向性サイリスタ
で構成された場合、このサイリスタのゲート電流
制御を、マイクロコンピユータ１の出力信号に基
づいて行なう。 1 is a microcomputer that controls the progress of each process, 2 is an external display circuit that turns on and off light emitting diodes that indicate the progress status of each process, 3 is a key input circuit that sets the time etc. of each process, and 4 is a tank Detection circuit for detecting the water level in the tank and abnormal vibration of the tank, 5
is a circuit that sends a clock signal and a reset signal to the microcomputer 1; 6 is a buzzer circuit that notifies abnormality and process completion; 7 is a circuit that generates a pulse waveform corresponding to the commercial frequency;
8 is a power supply circuit that supplies power to each circuit, 9 is a load, and 10 is a load power control circuit that controls the power of the load. 11 is a gate control circuit that controls the load power control circuit 10; when the load power control circuit 10 is composed of a bidirectional thyristor, the gate current control of this thyristor is controlled by the output signal of the microcomputer 1; Based on this.

さて、電子制御を行なう洗濯機に於いて、負荷
の電力制御を行なう双方向性サイリスタのゲート
信号の制御方法は主に３方式あり、これを説明す
る。 Now, in electronically controlled washing machines, there are mainly three methods of controlling gate signals of bidirectional thyristors that control the power of the load, and these will be explained below.

第９図に於いて、１２は洗濯時には回転翼を正
逆転し、脱水時には回転翼と共に洗濯兼脱水槽を
回転せしめるモーター、１３は排水電磁弁を操作
するソレノイドであり、これらのON・OFFを
夫々モーターの正・逆回転及び排水弁用の双方向
性サイリスタ１４，１５，１６で制御する。以下
双方向性サイリスタ１４によつてモーター１２を
正回転させる例を図面に基づき説明すると、マイ
クロコンピユータ１のP1からLOWレベル
（LOWレベルは０（ボルト）であり、HIGHレベ
ルはVb（ボルト）である）の電圧を出力し、ゲー
ト電流制御用トランジスタ１７のベースに入力す
る。ここで、該トランジスタ１７のエミツタに接
続されている双方向性サイリスタ１４のT1には
安定化電源回路よりVa（ボルト）の直流電圧が印
加されており、トランジスタ１７がONすること
により双方向性サイリスタ１４にゲート電流が流
れ、双方向性サイリスタ１４が導通する。尚、１
８は約数10KΩのバイアス抵抗、１９はゲート電
流制限抵抗である。このようにして双方向性サイ
リスタ１４が導通することによりモーター１２の
主巻線へ電力が供給されモーター１２が正回転す
る。このモーター１２の正回転を停止する場合に
はマイクロコンピユータ１のP1からの出力を
HIGHレベルにし、トランジスタ１７をOFFさ
せる。以上の制御方式を第１点弧方式と称す。 In Figure 9, 12 is a motor that rotates the rotary blades forward and backward during washing, and rotates the washing/dehydrating tank together with the rotary blades during dehydration, and 13 is a solenoid that operates the drain solenoid valve, which is turned on and off. It is controlled by bidirectional thyristors 14, 15, and 16 for forward and reverse rotation of the motor and for the drain valve, respectively. Below, an example of forward rotation of the motor 12 by the bidirectional thyristor 14 will be explained based on the drawing. From P1 of the microcomputer 1 to the LOW level (LOW level is 0 (volt), HIGH level is Vb (volt)). A certain voltage is outputted and inputted to the base of the gate current control transistor 17. Here, a DC voltage of Va (volts) is applied from a stabilized power supply circuit to T1 of the bidirectional thyristor 14 connected to the emitter of the transistor 17, and when the transistor 17 is turned on, the bidirectional thyristor A gate current flows through the thyristor 14, and the bidirectional thyristor 14 becomes conductive. Furthermore, 1
8 is a bias resistor of approximately several tens of kilohms, and 19 is a gate current limiting resistor. When the bidirectional thyristor 14 becomes conductive in this manner, power is supplied to the main winding of the motor 12, causing the motor 12 to rotate in the forward direction. When stopping the forward rotation of this motor 12, the output from P1 of the microcomputer 1 is
Set to HIGH level and turn off transistor 17. The above control method is referred to as the first ignition method.

即ち、第１点弧方式は、負荷が動作している間
中印加電圧Vaによる点弧電流を流し続けるもの
である。そして、この方式は例えば脱水時の場合
にモーター１２の正回転用の回路と排水弁用（ソ
レノイド１３用）の回路が同時に動作にすると、
この間双方向性サイリスタ１４，１６のゲートに
流れ続けている電流は電子回路全体の消費電流の
半分以上を占め、消費電力が増加し、そのために
トランス２０の容量を大きくしたり、電源用平滑
コンデンサ２１の耐圧を高くしなければならな
い。 That is, in the first ignition method, the ignition current based on the applied voltage Va continues to flow while the load is operating. In this method, for example, when the circuit for forward rotation of the motor 12 and the circuit for the drain valve (for the solenoid 13) are activated at the same time during dehydration,
During this time, the current that continues to flow through the gates of the bidirectional thyristors 14 and 16 accounts for more than half of the current consumption of the entire electronic circuit, increasing power consumption. The withstand voltage of 21 must be increased.

上記の欠点の解決策として、前記双方向性サイ
リスタのゲート電流を少なくする。つまりゲート
電流をパルス化し、全体の消費電力に占める割合
を低減させることが考えられる。 As a solution to the above drawbacks, the gate current of the bidirectional thyristor is reduced. In other words, it is conceivable to pulse the gate current and reduce its proportion to the total power consumption.

これには、モーターやソレノイド等の負荷電流
のゼロクロス付近で双方向性サイリスタのゲート
電流を１パルス流すことにより、双方向性サイリ
スタをターン・オンさせる方式（第２点弧方式と
称す）がある。即ち、第２点弧方式は負荷電流の
ゼロクロス検知をし、このクロス信号をマイクロ
コンピユータに送つて１パルスだけゲート信号を
出力して双方向性サイリスタを点弧するものであ
る。しかしながら、前記負荷電流は容量性の負
荷、抵抗性の負荷、誘導性の負荷により夫々相違
するものであり、この夫々の負荷電流のゼロクロ
ス付近に対応してパルスを出力するようにプログ
ラムするには４ビツト、1K或いは2Kのマイクロ
コンピユータではプログラム容量に限度があり、
実現は難しい。 There is a method for turning on the bidirectional thyristor (referred to as the second firing method) by passing one pulse of the gate current of the bidirectional thyristor near the zero-crossing of the load current of the motor or solenoid. . That is, the second ignition method detects the zero cross of the load current, sends this cross signal to the microcomputer, outputs a gate signal of one pulse, and ignites the bidirectional thyristor. However, the load current differs depending on the capacitive load, resistive load, and inductive load, and it is difficult to program the program to output pulses in response to the vicinity of the zero cross of each load current. A 4-bit, 1K or 2K microcomputer has a limited program capacity.
It is difficult to realize this.

以上の欠点を解決するものとして、特開昭57−
11690号公報に示されている方式（第３点弧方式
と称す）がある。これは、洗い、すすぎ、脱水を
予め決められた手順に従い順次進行するように
し、かつブザーを備えるようにした全自動洗たく
機において、そのモーターなどの複数個の負荷の
入、切を制御する素子として双方向性サイリスタ
を用い、この双方向性サイリスタのゲート信号を
上記ブザー用発振器に係るパルスで、かつONと
OFFとのパルス幅の比率が１対１のパルスを用
いるようにし、同時に駆動される２個の負荷の双
方向性サイリスタのゲート信号を、一方がONの
ときに他方をOFFとして、同時にONしないよう
にゲート信号を反転させるようにした方式であ
る。 As a solution to the above drawbacks, JP-A-57-
There is a method (referred to as the third ignition method) shown in Publication No. 11690. This is used as an element to control the on/off of multiple loads such as the motor in a fully automatic washing machine that sequentially performs washing, rinsing, and dehydration according to a predetermined procedure and is equipped with a buzzer. A bidirectional thyristor is used, and the gate signal of this bidirectional thyristor is a pulse related to the buzzer oscillator mentioned above, and is turned ON.
Use pulses with a 1:1 ratio of pulse width to OFF, and do not turn on the gate signals of two bidirectional thyristors of two loads that are driven at the same time by turning OFF when one is ON and turning ON the other at the same time. This is a method in which the gate signal is inverted.

即ち、クロツク回路でブザー用発振器を用いて
設計し、インバータの２つの反転出力端子より出
力されるパルスによりトランジスタを駆動し、双
方向性サイリスタ点孤用のドライバーのベース或
にはエミツタ側をON・OFFさせるものである。
そしてこの時のパルスは、双方向性サイリスタの
ターンオン時間を越えたパルス幅を設定できるよ
うに発振周波数を決定しておけば確実に点弧させ
ることができるが、逆に発振周波数が低いと、負
荷電流のゼロクロス点より位相のずれた点で点弧
させるため、位相制御を施した場合と同等に平均
電圧が下がつたり、双方向性サイリスタからノイ
ズを発生して不具合を生ずるので最低1KHz程度
にしている。 That is, the clock circuit is designed using a buzzer oscillator, and the transistor is driven by pulses output from the two inverting output terminals of the inverter, and the base or emitter side of the bidirectional thyristor firing driver is turned on.・It is to be turned off.
The pulse at this time can be fired reliably if the oscillation frequency is determined so that the pulse width exceeds the turn-on time of the bidirectional thyristor, but conversely, if the oscillation frequency is low, Since ignition occurs at a point that is out of phase with the zero-crossing point of the load current, the average voltage will drop in the same way as when phase control is applied, and noise will be generated from the bidirectional thyristor, causing problems, so the minimum frequency is 1KHz. I'm keeping it to a certain extent.

しかしながら、発振周波数が1KHzであつても
点弧するに充分なパルス幅でないことがあり、負
荷電流の半周期の終了付近の波形が歪みノイズを
発生することがある。 However, even if the oscillation frequency is 1 KHz, the pulse width may not be sufficient for ignition, and the waveform near the end of a half cycle of the load current may generate distorted noise.

(ハ) 発明が解決しようとする問題点 本発明は、自動洗濯機に於いて消費電力が少な
く且つ低コストのものを提供し、更に双方向性サ
イリスタによるモーター等の負荷の制御を確実な
ものにすることである。(c) Problems to be solved by the invention The present invention provides an automatic washing machine with low power consumption and low cost, and also ensures reliable control of loads such as motors using bidirectional thyristors. It is to do so.

(ニ) 問題点を解決するための手段 本発明は、洗い、すすぎ、脱水等の各工程の進
行を制御回路によつて制御する全自動洗濯機に於
いて、前記制御回路は、マイクロコンピユータ
と、モーターや電磁弁等の外部負荷と、この負荷
の動作を制御するための双方向性サイリスタを用
いた負荷電力制御回路と、商用電源周波数の倍の
周波数であり、電源周波数のゼロクロス点と同期
するパルスと同期しないパルスの少なくとも何れ
か一方のパルスを発生させる外部回路とを備え、
前記双方向性サイリスタのゲート信号を前記マイ
クロコンピユータの出力と前記外部回路からのパ
ルスにより制御したことを特徴とする全自動洗濯
機である。(D) Means for Solving Problems The present invention provides a fully automatic washing machine in which the progress of each process such as washing, rinsing, and dehydration is controlled by a control circuit, wherein the control circuit is a microcomputer and , external loads such as motors and solenoid valves, and a load power control circuit using a bidirectional thyristor to control the operation of this load, and a frequency that is twice the commercial power supply frequency and synchronized with the zero-crossing point of the power supply frequency. and an external circuit that generates at least one of a pulse that synchronizes and a pulse that does not synchronize,
The fully automatic washing machine is characterized in that a gate signal of the bidirectional thyristor is controlled by an output of the microcomputer and a pulse from the external circuit.

(ホ) 作用 本発明は上記(ニ)に記載の手段に基づき、負荷電
流のゼロクロス点付近で双方向性サイリスタが導
通するように、比較的低い発振周波数をもつパル
スによりゲート信号を制御するものである。(e) Effect The present invention is based on the means described in (d) above, and controls the gate signal with a pulse having a relatively low oscillation frequency so that the bidirectional thyristor becomes conductive near the zero-crossing point of the load current. It is.

(ヘ) 実施例 本発明の実施例を第１図〜第８図に基づいて説
明する。但し、従来例と同じ箇所で既に説明済の
ものは同符号を付し説明を省略する。(F) Embodiment An embodiment of the present invention will be described based on FIGS. 1 to 8. However, parts that are the same as those of the conventional example and have already been explained will be given the same reference numerals and the explanation will be omitted.

第１図に於いて、７は双方向性サイリスタ１
４，１５，１６のゲート電流供給部である商用周
波数同期パルス発生回路（以下外部回路と称す）
である。この外部回路７はダイオード２２，２
３、抵抗２４〜３１、トランジスタ３２，３３、
ツエナーダイオード３４及びコンデンサ３５から
構成される。 In Figure 1, 7 is a bidirectional thyristor 1
Commercial frequency synchronous pulse generation circuit (hereinafter referred to as external circuit) which is the gate current supply section of 4, 15, and 16
It is. This external circuit 7 includes diodes 22, 2
3, resistors 24 to 31, transistors 32, 33,
It is composed of a Zener diode 34 and a capacitor 35.

さて、第４図に前記外部回路７を引き出して第
５図の電圧波形と共に説明する。尚、ここではコ
ンデンサ３５ａを単なる高周波除去用のものとす
る。 Now, the external circuit 7 will be drawn out in FIG. 4 and explained together with the voltage waveforms in FIG. 5. Note that here, the capacitor 35a is used merely for high frequency removal.

Ｃ点の電圧波形はツエナーダイオード３４を接
続していなければ第５図イの点線のような全波整
流電圧波形となるが、実際にはツエナーダイオー
ド３４のツエナー電圧とトランジスタ３２のベー
ス−エミツタ間のPN接合電圧（約0.6〜0.7ボル
ト）の和Vz（ボルト）以上になるとツエナーダイ
オード３４の特性により第５図イの実線の如くと
なる。 If the Zener diode 34 is not connected, the voltage waveform at point C will be a full-wave rectified voltage waveform as shown by the dotted line in FIG. When the voltage exceeds the sum Vz (volts) of the PN junction voltage (approximately 0.6 to 0.7 volts), the characteristic of the Zener diode 34 becomes as shown by the solid line in FIG. 5A.

次に、トランジスタ３２及び３３のスイツチン
グ動作について第４図及び第５図により説明す
る。Ｃ点の電圧がVz（ボルト）になるとツエナー
ダイオード３４を通して、トランジスタ３２のベ
ース及びバイアス抵抗２６に電流が供給されトラ
ンジスタ３２がONする。この時Ａ点の電圧はほ
ぼ０（ポルト）となる。トランジスタ３２がOFF
の時はＣ点の電圧がVz（ボルト）以下の時であ
り、安定化電源３６よりVa（ボルト）の電圧が抵
抗２７，２８，２９に加わり、Ａ点の電圧は例え
ばVx（ボルト）を示す。更に、トランジスタ３３
のベース及びバイアス抵抗２９に電流が供給され
るためにトランジスタ３３がONする。トランジ
スタ３３がONの時はＢ点の電圧はほぼ０（ボル
ト）となり、またトランジスタ３３がOFFの時
は安定化電源３６よりVa（ボルト）の電圧が抵抗
３０，３１に加わつているため例えばVy（ボル
ト）を示す。 Next, the switching operation of the transistors 32 and 33 will be explained with reference to FIGS. 4 and 5. When the voltage at point C reaches Vz (volts), current is supplied to the base of the transistor 32 and the bias resistor 26 through the Zener diode 34, turning the transistor 32 ON. At this time, the voltage at point A becomes approximately 0 (Port). Transistor 32 is OFF
When the voltage at point C is lower than Vz (volts), the voltage of Va (volts) is applied from the stabilized power supply 36 to the resistors 27, 28, and 29, and the voltage at point A is, for example, Vx (volts). show. Furthermore, the transistor 33
Since current is supplied to the base of the transistor 33 and the bias resistor 29, the transistor 33 is turned on. When the transistor 33 is ON, the voltage at point B is almost 0 (volts), and when the transistor 33 is OFF, a voltage of Va (volts) is applied to the resistors 30 and 31 from the stabilized power supply 36, so for example, Vy (volt).

以上の如く、トランジスタ３２，３３は交互に
ON、OFFし、従つてＡ点のパルスのHIGHレベ
ルは電源電圧波形のゼロクロス点と同期し、Ｂ点
のパルスはＡ点のパルスと逆の動作をする。 As described above, the transistors 32 and 33 are alternately
The HIGH level of the pulse at point A is synchronized with the zero-crossing point of the power supply voltage waveform, and the pulse at point B operates in the opposite way to the pulse at point A.

即ち、Ａ点のパルスのLOWレベルは電源電圧
と±約90度の位相差を持つ負荷電流のゼロクロス
点に対応し、Ｂ点のパルスのLOWレベルは電源
電圧と同相の負荷電流のゼロクロス点に対応す
る。 In other words, the low level of the pulse at point A corresponds to the zero-crossing point of the load current, which has a phase difference of ±90 degrees from the power supply voltage, and the low level of the pulse at point B corresponds to the zero-crossing point of the load current, which is in phase with the power supply voltage. handle.

また図示の如く、Ａ点Ｂ点の両パルスは電源周
波数の２倍即ち120Hzの周波数を有する。 Further, as shown in the figure, both pulses at point A and point B have a frequency of 120 Hz, which is twice the power supply frequency.

以上のことより第１図に於いて、Ｂ点で得られ
る電圧パルス波形は、抵抗３１を通してマイクロ
コンピユータ１の入力ポートＰ４へ伝わる。そし
て、Ｂ点のパルスは前述の如く120Hzであるので、
マイクロコンピユータ１はこのデータを基に洗濯
行程等の時間処理を行なう。 From the above, in FIG. 1, the voltage pulse waveform obtained at point B is transmitted to the input port P4 of the microcomputer 1 through the resistor 31. And since the pulse at point B is 120Hz as mentioned above,
The microcomputer 1 performs time processing such as a washing process based on this data.

マイクロコンピユータ１がモーター１２を正回
転させるには、前述の如く出力ポートP1をLOW
レベルにし、トランジスタ１７のベースに伝え、
トランジスタ１７をONさせることにより双方向
性サイリスタ１４を導通させモーター１２の主巻
線に電力を供給する。この時、トランジスタ１７
のコレクタからゲート電流制限抵抗１９を介し
て、外部回路７のＢ点に接続しているので、Ｂ点
の電圧が０（ボルト）（LOWレベル）の期間だけ
双方向性サイリスタ１４のT1−Ｇ間にゲート電
流が流れる。即ち、モーター１２に流れる負荷電
流は電源電圧とほぼ同相であり、この負荷電流の
ゼロクロス点付近にゲート電流を点弧する機構で
ある。 In order for the microcomputer 1 to rotate the motor 12 in the forward direction, the output port P1 is set to LOW as described above.
level and transmit it to the base of transistor 17,
By turning on the transistor 17, the bidirectional thyristor 14 is made conductive and power is supplied to the main winding of the motor 12. At this time, transistor 17
Since the collector of is connected to point B of the external circuit 7 via the gate current limiting resistor 19, T1-G of the bidirectional thyristor 14 is A gate current flows between them. That is, the load current flowing through the motor 12 is approximately in phase with the power supply voltage, and the mechanism is such that the gate current is ignited near the zero-crossing point of this load current.

モーター１２を逆回転させる時は出力ポート
P1をHIGHレベルにし、出力ポートP2をLOWレ
ベルにする。また、トランジスタ１７ａのコレク
タもゲート電流制限抵抗１９ａを介して外部回路
７のＢ点に接続している。 When rotating the motor 12 in reverse, use the output port
Set P1 to HIGH level and output port P2 to LOW level. Further, the collector of the transistor 17a is also connected to the point B of the external circuit 7 via the gate current limiting resistor 19a.

さらに、同様にソレノイド１３を作動させるに
は、出力ポートP3をLOWレベルにするのである
が、ソレノイドに流れる負荷電流は電源電圧に対
して約90度の位相遅れを有しているので、トラン
ジスタ１７ｂのコレクタはゲート電流制限抵抗１
９ｂを介して外部回路７のＡ点に接続している。 Furthermore, in order to similarly operate the solenoid 13, the output port P3 is set to LOW level, but since the load current flowing through the solenoid has a phase delay of about 90 degrees with respect to the power supply voltage, the transistor 17b The collector of is gate current limiting resistor 1
It is connected to point A of the external circuit 7 via 9b.

さて、前記モーター１２は回転翼駆動用と脱水
時の洗濯兼脱水槽駆動用とを兼ねており、このモ
ーター１２に流れる負荷電流は電源電圧とほぼ同
相と述べたが、実際には少し位相の遅れを生じる
ことがある。また、電源トランス２０の２次側の
波形は、負荷変動により歪むことがある。そこ
で、これらの問題を解決しようとして、第２図及
び第３図に示す通り、コンデンサ３５を容量の大
きい電解コンデンサとし、抵抗２４を介して充放
電させている。これを第４図及び第５図の場合と
比較すると、Ｃ点の電圧波形はコンデンサ３５の
充放電動作により、位相が少し遅れる。従つて、
Ｂ点の電圧波形のLOWレベルは電源電圧のゼロ
クロス点より少し遅れた位相を持つ負荷電流のゼ
ロクロス点に対応できる。 Now, the motor 12 serves both to drive the rotary blades and to drive the washing and dehydrating tank during spin-drying, and although it was stated that the load current flowing through this motor 12 is almost in phase with the power supply voltage, in reality it is slightly out of phase. Delays may occur. Further, the waveform on the secondary side of the power transformer 20 may be distorted due to load fluctuations. Therefore, in an attempt to solve these problems, as shown in FIGS. 2 and 3, the capacitor 35 is an electrolytic capacitor with a large capacity, and the capacitor 35 is charged and discharged via the resistor 24. Comparing this with the cases shown in FIGS. 4 and 5, the phase of the voltage waveform at point C is slightly delayed due to the charging/discharging operation of the capacitor 35. Therefore,
The LOW level of the voltage waveform at point B can correspond to the zero-crossing point of the load current, which has a phase slightly delayed from the zero-crossing point of the power supply voltage.

第６図は以上の事を示す動作波形図であり、双
方向性サイリスタのゲート電流は、各負荷電流の
ゼロクロス付近で供給されている。 FIG. 6 is an operational waveform diagram showing the above-mentioned situation, and the gate current of the bidirectional thyristor is supplied near the zero cross of each load current.

次に、脱水工程ではモーター１２の正転回路と
排水電磁弁（ソレノイド１３）作動回路を同時に
駆動しなければならない。本実施例では、モータ
ー１２の正転用の双方向性サイリスタ１４の動作
はＢ点のパルスで制御し、排出弁作動用の双方向
性サイリスタ１６の動作はＡ点のパルスで制御し
ており、しかもＡ点及びＢ点のパルスは互いに
ON・OFF期間があるので同時にゲート電流が供
給されることはなく、ゲート電流による消費電力
を低減するものである。 Next, in the dewatering process, the normal rotation circuit of the motor 12 and the drain electromagnetic valve (solenoid 13) operating circuit must be driven simultaneously. In this embodiment, the operation of the bidirectional thyristor 14 for forward rotation of the motor 12 is controlled by the pulse at point B, and the operation of the bidirectional thyristor 16 for operating the discharge valve is controlled by the pulse at point A. Moreover, the pulses at point A and point B are mutually
Since there is an ON/OFF period, gate current is not supplied at the same time, which reduces power consumption due to gate current.

また、これらのパルスの発生は、別途パルス発
生回路を設けるのではなく、洗濯時間等の処理を
マイクロコンピユータ１に行なわせるための商用
周波数同期パルス発生回路（外部回路）７を併用
することにより実施したので、コスト的にも低減
するものである。 Furthermore, these pulses are generated by using a commercial frequency synchronous pulse generation circuit (external circuit) 7 in order to have the microcomputer 1 perform processing such as washing time, instead of providing a separate pulse generation circuit. Therefore, the cost is also reduced.

第７図は第２の実施例を示し、第１図に於ける
電源トランス２０の２次側の負荷変動の影響で、
Ｃ点の電圧波形が歪むことを防止するために、電
源トランス２０を省き、AC100（ボルト）電源か
ら直接利用するものである。 FIG. 7 shows a second embodiment, in which due to the influence of load fluctuation on the secondary side of the power transformer 20 in FIG.
In order to prevent the voltage waveform at point C from being distorted, the power transformer 20 is omitted and the AC 100 (volt) power source is used directly.

次に、第３の実施例として第１０図に示す回路
を第１１図及び第１２図に基づいて説明する。 Next, as a third embodiment, the circuit shown in FIG. 10 will be explained based on FIGS. 11 and 12.

トランス２０の二次側から供給された商用周波
数と、直流電圧とを抵抗３７，３８，３９，４０
等により調整し、演算増幅器４１の出力として、
第１１図ロの如く交流電圧に同期したパルス電圧
を出力させる。この出力をコンデンサ４２、抵抗
４３、ダイオード４４から構成される微分回路に
通すことにより得られるＤ点出力（第１１図ハ参
照）と、抵抗４５，４６，４７，４８で分圧され
た直流電圧とを調整し、演算増幅器４９，５０の
出力として第１１図ニに示すパルス電圧（Ｅ点出
力）を得る。即ち、第１１図ニに示パルス電圧
は、商用電源周波数の倍の周波数で且つパルスの
立下がり部が電源周波数のゼロクロス点と同期し
ている。 The commercial frequency and DC voltage supplied from the secondary side of the transformer 20 are connected to resistors 37, 38, 39, 40.
etc., and as the output of the operational amplifier 41,
A pulse voltage synchronized with the AC voltage is output as shown in FIG. 11B. This output is passed through a differentiator circuit consisting of a capacitor 42, a resistor 43, and a diode 44 to obtain a point D output (see Figure 11 C) and a DC voltage divided by resistors 45, 46, 47, and 48. The pulse voltage shown in FIG. 11D (output at point E) is obtained as the output of the operational amplifiers 49 and 50. That is, the pulse voltage shown in FIG. 11D has a frequency twice the commercial power supply frequency, and the falling part of the pulse is synchronized with the zero-crossing point of the power supply frequency.

こうして、該パルス電圧をＮチヤネルの電界効
果トランジスタ５１（以下FETと称す）のゲー
トに印加し、双方向性サイリスタ５２のT1側に
パルス状の直流電圧を供給する。 In this way, the pulsed voltage is applied to the gate of the N-channel field effect transistor 51 (hereinafter referred to as FET), and a pulsed DC voltage is supplied to the T1 side of the bidirectional thyristor 52.

一方、前記双方向性サイリスタ５２のゲート端
子にはトランジスタ５３のコレクタ側を接続して
おり、またベースとマイクロコンピユータ１の出
力ポートＰとを接続し、マイクロコンピユータ１
によつて、ベース電位を制御する。 On the other hand, the collector side of a transistor 53 is connected to the gate terminal of the bidirectional thyristor 52, and the base is connected to the output port P of the microcomputer 1.
The base potential is controlled by

斯かることにより、第１２図に於いて、トラン
ジスタ５３を導通させるためにトランジスタ５３
のベース電位をLOWにしたとき（第１２図ロ）、
該トランジスタ５３はFET５１のゲート電位が
LOWとなりFET５１が導通状態となつたときの
み導通する（第１２図ニ）。即ち、トランジスタ
５３はFET５１のゲート電位がLOWになるとき
と同期して導通するので、双方向性サイリスタ５
２のゲートには電源周波数のゼロクロス点付近で
同期するゲート電流が流れ、かくして双方向性サ
イリスタ５２は導通する。 As a result, in FIG. 12, the transistor 53 is turned on in order to make the transistor 53 conductive.
When the base potential of is set to LOW (Figure 12B),
The transistor 53 has a gate potential of the FET 51.
It becomes conductive only when it becomes LOW and FET 51 becomes conductive (Fig. 12 D). That is, since the transistor 53 becomes conductive in synchronization with the gate potential of the FET 51 becoming LOW, the bidirectional thyristor 5
A gate current synchronized near the zero-crossing point of the power supply frequency flows through the gate of No. 2, and thus the bidirectional thyristor 52 becomes conductive.

以上の通り、本第３実施例は、前記第１及び第
２実施例と同様の効果を奏すると共に電源投入時
の誤動作を低減する。即ち、マイクロコンピユー
タ１は電源投入後リセツト回路が動作するまで
に、各出力ポートがLOWレベルになつているこ
とがあり、このことにより、少しの間ではあるが
双方向性サイリスタが導通し、ソレノイド等を動
作させ、不快音を発することになる。これに対し
て、本第３実施例は、トランジスタ５３の制御を
ＮチヤネルのFET５１で行なつており、このＮ
チヤネルのEFT５１は電源投入直後はHIGHレ
ベルとなり、トランジスタ５３が導通せず、従つ
て電源投入直後に双方向性サイリスタ５２が導通
することによる負荷１２，１３の誤動作を防止し
ている。 As described above, the third embodiment provides the same effects as the first and second embodiments and reduces malfunctions when the power is turned on. In other words, each output port of the microcomputer 1 may be at a LOW level after the power is turned on and before the reset circuit operates, and this causes the bidirectional thyristor to conduct for a short time, causing the solenoid to etc., causing unpleasant noises. On the other hand, in the third embodiment, the transistor 53 is controlled by an N-channel FET 51;
The channel EFT 51 is at a HIGH level immediately after the power is turned on, and the transistor 53 is not conductive, thus preventing the loads 12 and 13 from malfunctioning due to the bidirectional thyristor 52 becoming conductive immediately after the power is turned on.

(ト) 発明の効果 本発明は、全自動洗濯機に於いて、マイクロコ
ンピユータのプログラム容量を増やさず、且つ双
方向性サイリスタのゲート信号をパルス化したの
で、消費電力の少ない、低コストのものを提供で
きる。(G) Effects of the Invention The present invention does not increase the program capacity of the microcomputer in a fully automatic washing machine, and the gate signal of the bidirectional thyristor is pulsed, resulting in a fully automatic washing machine with low power consumption and low cost. can be provided.

更に、双方向性サイリスタのゲート信号を制御
するパルスは電源周波数の倍の周波数であり、双
方向性サイリスタのターンオン時間を充分にカバ
ーし、確実に双方向性サイリスタを動作させる。
しかも、負荷電流のゼロクロス点付近にゲート信
号を出力し双方向性サイリスタを点弧するように
したので、位相のずれた点で点弧されることに比
べて、平均電圧の低下、ノイズの発生を防止する
ことができる。 Furthermore, the pulse controlling the gate signal of the bidirectional thyristor has a frequency twice the power supply frequency, which sufficiently covers the turn-on time of the bidirectional thyristor and ensures reliable operation of the bidirectional thyristor.
Moreover, since the gate signal is output near the zero-crossing point of the load current to fire the bidirectional thyristor, the average voltage decreases and noise is generated compared to firing at a point out of phase. can be prevented.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明に於ける全自動洗濯機の制御回
路図、第２図は商用周波数同期パルス発生回路
図、第３図イは第２図Ｃ点に於ける電圧波形図、
同図ロは第２図Ａ点に於ける電圧波形図、同図ハ
は第２図Ｂ点に於ける電圧波形図、第４図は商用
周波数同期パルスを発生させる基本回路図、第５
図イは第４図Ｃ点に於ける電圧波形図、同図ロは
第４図Ａ点に於ける電圧波形図、同図ハは第４図
Ｂ点に於ける電圧波形図、第６図は制御回路中の
各要部の出力波形図、第７図は第２の実施例を示
す制御回路図、第８図は一般的な制御回路のブロ
ツク図、第９図は従来の制御回路図、第１０図は
第３の実施例を示す制御回路図、第１１図及び第
１２図は第１０図に示す回路中の各出力波形図で
ある。 １……マイクロコンピユータ、７……商用周波
数同期パルス発生回路（外部回路）、１０……負
荷電力制御回路、１２……モーター、１３……ソ
レノイド、１４，１５，１６……双方向性サイリ
スタ。 Fig. 1 is a control circuit diagram of a fully automatic washing machine according to the present invention, Fig. 2 is a commercial frequency synchronous pulse generation circuit diagram, Fig. 3 A is a voltage waveform diagram at point C in Fig. 2,
Figure B is a voltage waveform diagram at point A in Figure 2, C is a voltage waveform diagram at point B in Figure 2, Figure 4 is a basic circuit diagram for generating a commercial frequency synchronization pulse, and Figure 5 is a diagram of the voltage waveform at point A in Figure 2.
Figure A is a voltage waveform diagram at point C in Figure 4, B is a voltage waveform diagram at point A in Figure 4, C is a voltage waveform diagram at point B in Figure 4, Figure 6 7 is a control circuit diagram showing the second embodiment, FIG. 8 is a block diagram of a general control circuit, and FIG. 9 is a conventional control circuit diagram. , FIG. 10 is a control circuit diagram showing the third embodiment, and FIGS. 11 and 12 are output waveform diagrams of the circuit shown in FIG. 10. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Microcomputer, 7... Commercial frequency synchronous pulse generation circuit (external circuit), 10... Load power control circuit, 12... Motor, 13... Solenoid, 14, 15, 16... Bidirectional thyristor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 洗い、すすぎ、脱水等の各工程の進行を制御
回路によつて制御する全自動洗濯機に於いて、前
記制御回路は、マイクロコンピユータと、モータ
ーや電磁弁等の外部負荷と、この負荷の動作を制
御するための双方向性サイリスタを用いた負荷電
力制御回路と、商用電源周波数の倍の周波数であ
り、電源周波数のゼロクロス点と同期するパルス
と、同期しないパルスの少なくとも何れか一方の
パルスを発生させる外部回路とを備え、前記双方
向性サイリスタのゲート信号を前記マイクロコン
ピユータの出力と前記外部回路からのパルスによ
り制御したことを特徴とする全自動洗濯機。 ２ 前記外部回路は前記マイクロコンピユータの
時間制御用のパルス発生回路であることを特徴と
した特許請求の範囲第１項記載の全自動洗濯機。[Claims] 1. In a fully automatic washing machine in which the progress of each process such as washing, rinsing, and dehydration is controlled by a control circuit, the control circuit includes a microcomputer and external components such as a motor and a solenoid valve. A load, a load power control circuit using a bidirectional thyristor to control the operation of this load, and a pulse that has a frequency twice the commercial power supply frequency and is synchronized with the zero-crossing point of the power supply frequency and a pulse that is not synchronized. A fully automatic washing machine comprising: an external circuit that generates at least one of the pulses, and a gate signal of the bidirectional thyristor is controlled by the output of the microcomputer and the pulse from the external circuit. 2. The fully automatic washing machine according to claim 1, wherein the external circuit is a pulse generation circuit for time control of the microcomputer.